DE10392527T5

DE10392527T5 - Verfahren zum Messen von Strömen in einem Motorregler und Motorregler, bei dem dieses Verfahren angewandt wird

Info

Publication number: DE10392527T5
Application number: DE10392527T
Authority: DE
Inventors: Henrik Rosendal Andersen
Original assignee: Danfoss Drives AS
Current assignee: Danfoss Power Electronics AS
Priority date: 2002-04-17
Filing date: 2003-04-11
Publication date: 2005-05-25
Also published as: WO2003087855A1; GB2402225A; AU2003226936A1; FI20041342A; US20050190094A1; DK200200572A; CN1646926A; GB0419948D0

Abstract

Verfahren zum Messen eines Stroms in einem Motorregler (1) mit schaltenden Leistungshalbleitern, wobei der Strom mittels einer Strommeßvorrichtung gemessen wird, die auf einer Motorphase angeordnet ist und ein Ausgangssignal erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (i_w1, i_v1) zu einer Empfangseinheit (22, 14) übertragen und dann während einer Schaltperiode der Leistungshalbleiter (T1-T6) mit einer Überabtastfrequenz (fs) abgetastet wird, wobei die Abtastwerte digital gefiltert werden, um die Lage der Abtastwerte in bezug auf eine Mittellinie der Schaltperiode symmetrisch zu halten, wonach ein Mittelwert der Abtastwerte berechnet wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Messen von Strömen in einem Motorregler und einen Motorregler, bei dem dieses Verfahren angewandt wird. Beispielsweise sind solche Motorregler Frequenzwandler oder Servoantriebe.
Ein genormter PDM-Motorregler (mit Pulsdauermodulation betriebener Motorregler) weist normalerweise eine Steuerkarte und eine Leistungskarte auf. Die Steuerkarte ist normalerweise eine leistungsinvariante Einheit, die für den gesamten Leistungsbereich einer Motorregler-Baureihe benutzt wird. Die Leistungskarte ist von Natur aus von der Höhe der Leistung abhängig, was bedeutet, daß eine Varianz in einer Wanduler-Baureihe hier angeordnet werden sollte. Die Steuerkarte enthält eine digitale Verarbeitungseinheit zur Steuerung des Wandlers, zum Beispiel einen DSP (einen digitalen Signalprozessor), einen Mikro-Controller oder eine ASIC (anwendungsspezifische integrierte Schaltung) und weitere Bauelemente. Die Steuerkarte enthält ferner einen A/D-Umsetzer und Anpaussungsschaltungen. Die Steuerkarte ist mit der Leistungskarte über einen parallelen Verbinder verbunden, der alle Interface-Signale handhabt. Die Signale reichen von digitalen Signalen über analoge Signale, zum Beispiel Betriebsspannungen und Bezugsspannungen, bis zu Meßsignalen. Die Leistungskarte enthält die Leistungselektronik, zum Beispiel Leistungstransitoren und Leistungsdioden, Tor-Treiber, Elektrolytkondensatoren, Drosselspulen, eine im Schaltbetrieb arbeitende Betriebsstromversorgungseinrichtung, Filter und Meßschaltungen. Die Strommessung auf der Leistungskarte ist ein wesentlicher Teil des Motorreglers hinsichtlich der Regelungs-, Steuerungs- und Schutzqualität. Die Leistungskarte kann mehrere Stromfühler aufweisen, die entweder auf den Ausgangsphasen des Motorreglers oder im Zwischenkreis des Motorreglers angeordnet sind.
Bei einem bekannten Verfahren wird ein Meßwiderstand im Nebenschluß und ein einstufiger Verstärker zur Anpassung des Signals an den Spannungspegel eines A/D-Umsetzers verwendet. Dieses Verfahren ist kostengünstig und sehr genau. Wenn jedoch eine galvanische Trennung zwischen der Leistungs- und der Steuerschaltung erforderlich ist, pflegen der Aufwand und die Kosten zu steigen, aber die Genauigkeit abzunehmen. Ferner wird die Verlustleistung von Meßwiderständen normalerweise zu hoch, wenn die Stromstärke einen bestimmten Wert überschreitet.
Häufiger werden bei genormten PDM-Motorreglern aktive magnetische Stromumformer zur Strommessung benutzt. Diese Stromumformer werden nicht unmittelbar in den vom zu messenden Strom durchflossenen Leiter gelegt, son- dern im Prinzip um den Leiter herum angeordnet. Der den Leiter durchfließende Strom erzeugt um den Leiter herum ein Magnetfeld. Das Magnetfeld wird durch den Stromumformer gemessen, wobei er ein Meßsignal erzeugt, das dem Strom im Leiter proportional ist. Der Hauptvorteil im Vergleich zu Nebenschluß-Meßwiderständen besteht darin, daß das Meßsignal galvanisch getrennt ist und eine Genauigkeit und Bandbreite aufweist, die den Steuerungs- und Schutzanforderungen genormter PDM-Motorregler genügt.
Normalerweise ist die Betriebsspannung der Elektronik eines Stromumformers bipolar, zum Beispiel +/-15 V, doch ist neuerdings ein unipolarer Typ aufgekommen, der mit einer einseitigen (unipolaren) 5V-Betriebsspannung arbeitet. Diese Art von Stromumformer basiert normalerweise auf einer ASIC. Solche unipolaren Stromumformer sind für niedrige Stromstärken geeignet. Im Vergleich zu Meßwiderständen sind 5V-Fühler für Stromstärken bis zu 25A_eff geeignet. Unipolare magnetische Stromumformer sind in der US-Patentschrift 5 585 715 beschrieben. Der Trend zu unipolaren Stromumformern ist eine Folge des Zwangs, die Stromversorgungsschaltung zu vereinfachen, die Abmessungen zu verringern und den Stromverbrauch der Umformer zu senken. Der Stromverbrauch des Umformers wird vom Umformer-Hersteller durch Verringerung der Amplitude der Betriebsspannung gesenkt. Dies hat jedoch zu einem Problem beim Rauschabstand (Signal/Rausch-Verhältnis) des Meßsignals geführt. Wenn ein Umformer mit einer bipolaren Betriebsspannung von beispielsweise +/-15 V benutzt wird, läge der Meßsignalbereich bei etwa 20 V, während sich bei einer unipolaren Betriebsspannung von 5 V ein Signalbereich von 4 V oder weniger ergibt. Der Rauschabstand wird mithin um mindestens den Faktor 5 verringert, was die anschließende Signalmessung erschwert.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verschlechterung des Rauschabstands des Meßsignals zu verhindern, die durch eine Strommeßvorrichtung oder andere in einem Motorregler verwendete Bauelemente bewirkt wird. Ferner soll die Herstellung von Motorreglervarianten vereinfacht werden.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zum Messen eines Stroms in einem Motorregler mit schaltenden Leistungshalbleitern, wobei der Strom mittels einer Strommeßvorrichtung gemessen wird, die auf einer Motorphase angeordnet ist und ein Ausgangssignal erzeugt, das zu einer Empfangseinheit übertragen und dann während einer Schaltperiode der Leistungshalbleiter mit einer Überabtastfrequenz abgetastet wird, wobei die Abtastwerte digital gefiltert werden, um die Lage der Abtastwerte in bezug auf eine Mittellinie der Schaltperiode symmetrisch zu halten, wonach ein Mittelwert der Abtastwerte berechnet wird.
Zur Optimierung des Rauschabstands wird die digitale Überabtastung des angepaßten Signals auf der Steuerkarte angewandt. In einem DSP-Anwendungshinweis der Texas Instruments: "Oversampling strategy on TMS320F240x und C28x" durch Oliver Monnier, 2001, Seiten 1-14, ist die Abtastung mit einer erheblich über der Grundschwingungsfrequenz des zu messenden Stroms liegenden Frequenz beschrieben. Bekanntlich bedeutet die Überabtastung das Abtasten mit einer höheren Frequenz als der Nyquist-Frequenz, d.h. einer Frequenz, die mehr als das Zweifache der Frequenz des abzutastenden Signals beträgt. Der Anwendungshinweis lehrt eine Verbesserung des Rauschabstands (des Quantisierungsrauschens) durch Erhöhung der Abtastfrequenz. Um ferner eine Störung der abgetasteten Daten durch das PDM-Schalten des PDM- Wechselrichters zu vermeiden, wird vorgeschlagen, das Abtasten nur in der ruhigen Zone der PDM-Schaltperiode des Wechselrichters durchzuführen, d.h. in einer Zeit, in der die Wechselrichter-Leistungsschalter nicht geschaltet werden. In dem Hinweis werden zwei Verfahren dargelegt. Das erste Verfahren ist nicht sehr brauchbar, weil eine gleichmäßig verteilte Abtastung über die Schaltperiode weggelassen wird. Als zweites Verfahren wird eine gleichmäßig verteilte Überabtastungsstrategie mit zweihundertsechsundfünfzig kHz in der Schaltperiode (16 kHz) vorgeschlagen, und zwar mit der Möglichkeit, einige der Abtastwerte zu verzögern, wenn ein Schaltvorgang des Wechselrichters gleichzeitig mit der 256-kHz-Unterbrechung auftritt. Die mögliche Verzögerung beträgt eine Abtastperiode, etwa gleich 4 μs, vor einem Konflikt mit der nächsten Unterbrechung. Dieses Verfahren ist zwar für Antriebe mit geringer Leistung geeignet, jedoch für genormte PDM-Motorregler, die mit langen Motor-Kabeln arbeiten müssen, nachteilig.
Bei vorliegender Erfindung ist die "ruhige Zone" breiter definiert. Die ruhige Zone schließt alle Quellen ein, die bekanntlich die Strommessung stören, und zwar durch weitestgehende Anwendung der Kenntnis des Vorwärtsverhaltens der Steuereinheit. In dem genormten PDM-Motorregler sollte so viel wie möglich durch eine einzige Steuereinheit gesteuert werden. Mithin schließt die Definition der ruhigen PDM-Zone die Schaltvorgänge der Wechselrichter-Transistoren, des Brems-Transistors im Zwischenkreis des Motorreglers und zum Beispiel Transistoren einer aktiven Eingangsseite (Gleichrichter, Leistungsfaktorregler) ein. Ferner ist wichtig, daß die ruhige Zone des PDM-Wechselrichters die Abklingzeit des Stroms im Motorkabel nach einem Schaltvorgang einschließt. Der Schaltvorgang selbst kann einige hundert Nanosekunden dauern, während die Kabel- Strom-Abklingzeit nach dem Schalten leicht 10 μs und mehr betragen kann. Bei Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der A/D-Umsetzer so eingestellt, daß er das Ausgangssignal der Strommeßschaltung überabtastet, mit dem Ziel, eine gleichmäßig verteilte und geradzahlige Anzahl von Abtastwerten über eine Schaltperiode zu erhalten. Vorzugsweise ist der A/D-Umsetzer mit der Schaltperiode synchronisiert.
Es sei betont, daß dieses Abtastverfahren besonders bei Stromfühlern auf den Ausgangsphasen des Motorreglers geeignet ist. Das Ziel besteht darin, beliebiges beziehungsweise statistisches Rauschen durch Überabtastung und Mittelwertbildung zu dämpfen, die PDM-Stromwelligkeit eines Ausgangsphasenstroms zu beseitigen, den Einfluß des Abklingens des Kabelstroms zu beseitigen und einen Wert für den Grundschwingungs-Ausgangsphasenstrom in einer Schaltperiode, die sich auf die Mittellinie (oder den Anfang, einen zweiten Mittelwert) der gleichen Schaltperiode bezieht, durch maximale Belastung der Steuereinheit zu beseitigen. Im Vergleich zu dem Strom im Zwischenkreis ist der Strom in den Motorphasen kontinuierlich, was es ermöglicht, eine sehr hohe Abtastfrequenz zu benutzen und mithin viele Daten zu erhalten. Wenn viele Daten verfügbar sind, ist es möglich, Daten zu überspringen und dennoch weiterhin hinreichend viele Daten zur Verfügung zu haben, um eine Symmetrie in Bezug auf die Mittellinie einer Schaltperiode zu erzielen.
Die während einer Schaltperiode gewonnenen Abtastdaten werden mithin durch die Steuereinheit des Motorreglers vor der Mittelwertbildung mittels digitaler Filterung behandelt. Diese Filterung schließt ein Sortieren und andere Maßnahmen ein.
Statt zu sortieren, kann der A/D-Umsetzer so ausgebildet sein, daß er in einer Anzahl vorberechneter Positionen der Schaltperiode abtastet und dann alle Abtastwerte zur Mittelwertbildung heranzieht. Das ideale Ziel ist weiterhin eine geradzahlige Anzahl gleichmäßig verteilter Abtastwerte innerhalb der Schaltperiode für die Mittelwertbildung. Wenn jedoch in der ersten Hälfte der Schaltperiode ein Abtastaugenblick verzögert werden muß, um eine Abtastung in einer ruhigen Zone sicherzustellen, muß der spiegelsymmetrische Abtastzeitpunkt in der zweiten Hälfte der Schaltperiode in ähnlicher Weise wie früher gelegt (vorverlegt, beschleunigt) werden als beabsichtigt, um den gleichen Abstand von der Mittellinie der Schaltperiode sicherzustellen, und umgekehrt. Der Vorteil des erwähnten Sortierens ist die Vereinfachung der Realisierung nach der Erfahrung, da jedoch Abtastwerte entfernt werden, muß das Ausmaß der Überabtastung im Vergleich zur Schaltperiode erheblich sein. Der Vorteil der A/D-Umsetzer-Programmierungstrategie ist der, daß keine Abtastwerte verlorengehen. Statt dessen muß eine Vielzahl dicht beieinanderliegender Unterbrechungen in einigen Zeitpunkten über die Schaltperiode hinweg durch die Steuereinheit verarbeitet werden. Die mittlere Belastung der Steuereinheit ist jedoch die gleiche im Vergleich zur Abtastung in gleichmäßigen Zeitabständen.
Bei einer weiteren Ausführungsform derErfindungwerden Abtastdaten, die sich als gestört herausstellen oder als gestört angenommen werden, in der Weise aussortiert, daß die Symmetrie der Abtastwerte um die Mittellinie der Schaltperiode herum beibehalten wird. Danach wird ein Mittelwert der übrigen Abtastdaten berechnet. Bei Verwendung langer Motorkabel können einige Stromabtastwerte in einer Reihe nach einem PDM-Schaltvorgang in Abhängigkeit von der gewählten Abtastfrequenz und Motorkabellänge verfälscht sein.
Das Aussortieren kann durch Sicherstellung der Positionssymmetrie der übrigen Anzahl von Abtastwerten in der Schaltperiode optimiert werden. Das heißt, wenn ein Abtastwert in der ersten Hälfte der Schaltperiode aussortiert wird, wird auch der spiegelsymmetrische Abtastwert in der zweiten Hälfte der Schaltperiode aussortiert. In ähnlicher Weise wird, wenn ein Abtastwert in der zweiten Hälfte der Schaltperiode aussortiert wird, der zu diesem spiegelsymmetrische Abtastwert in der ersten Hälfte der Schaltperiode ebenfalls aussortiert. Unter dem spiegelsymmetrischen Abtastwert in der zweiten Hälfte der Schaltperiode ist derjenige Abtastwert zu verstehen, der den gleichen Abstand zur Mittellinie der Schaltperiode wie der in der ersten Hälfte der Schaltperiode berücksichtigte Abtastwert hat, und umgekehrt. Mithin wird für jede PDM-Schaltperiode ein gemittelter und zuverlässiger digitaler Stromwert bereitgestellt und zur weiteren Verarbeitung weitergeleitet. Infolgedessen werden die PDM-Stromwelligkeit, die Effekte durch im Kabel abklingende Ströme und ein etwaiges Rauschen, das während der Übertragung des Stromumformersignals von der Leistungskarte zur Steuerkarte aufgefangen wird, wirksam gedämpft, so daß sich ein zuverlässiger und rauschunabhänger Abtastwert der Grundwelle des Ausgangsstroms des Motorreglers einmal pro Schaltperiode in bezug auf die Mittellinie der Schaltperiode ergibt.
Eine Erweiterung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Ermittlung von zwei resultierenden Stromabtastwerten pro Schaltperiode für Hochleistungs-Motorregler ist möglich durch Berechnung eines zweiten Mittelwerts aus der Summe der aus einer vorhergehenden und einer augen blicklichen Schaltperiode abgetasteten Werte. Insbesondere kann ein solcher zweiter Mittelwert aus Abtastwerten, die in der letzten Hälfte der vorhergehenden Schaltperiode abgetastet wurden, und aus Abtastwerten berechnet werden, die aus der ersten Hälfte der augenblicklichen Schaltperiode abgetastet wurden. Dem Fachmann ist bekannt, daß dies voraussetzt, daß sich die Tastverhältnisse des PDM-Wechselrichters nur mäßig von einer ersten PDM-Periode zur nächsten ändern, wenn der zweite Mittelwert auf den Anfang der augenblicklichen Schaltperiode bezogen werden soll.
Eine weitere Maßnahme zur Optimierung des Störabstands besteht in der Anpassung der Überabtastungs-Strategie an bestimmte Strommeßvorrichtungen, von denen man weiß, daß sie ein internes Rauschen im Ausgangssignal erzeugen. Solche Vorrichtungen sind magnetische Stromfühler, wie schon erwähnt wurde. Das interne Rauschen ist das Ergebnis einer Abwägung des Herstellers des Stromumformers, der die Offset-Drift des Umformers durch Einschalten der Magnetfeld-Meßvorrichtung in einem Luftspalt des magnetischen Stromumformers minimiert. Hierdurch entsteht eine Offset-Welligkeit im Ausgangssignal zusätzlich zu der Welligkeit, die bereits in dem zu messenden Strom auftritt und durch das PDM-Schalten bewirkt wird. Die Frequenz der Offset-Welligkeit von magnetischen Stromumformern kann bis zu einigen Hundert kHz reichen. In einigen Fällen ist die Offset-Welligkeit mehr oder weniger weißes Rauschen, das alle Frequenzen enthält und bedeutet, daß die beste Art der Dämpfung des Rauschens eine Überabtastung mit der höchstmöglichen Frequenz ist, die innerhalb der Grenzen des A/D-Umsetzer-Vermögens liegt.
In anderen Fällen tritt die Offset-Welligkeit bei einer bestimmten Frequenz auf. Hier besteht das Verfahren darin, alle Resourcen des A/D-Umsetzers in einem Stromumformer während einer Hochlauf-Initialisierungsphase des Motorreglers bei stromfreien Stromumformern zu benutzen. Wenn mehr als ein Stromumformer benutzt werden, besteht die Aufgabe darin, die Offset-Welligkeitsfrequenz aller Stromumformer der Reihe nach durch Überabtastung zu bestimmen. Aus diesen Daten kann eine optimale Abtastfrequenz für den A/D-Umsetzer berechnet werden, wobei alle Stromfühler durch den besten Kompromiß abgedeckt werden. Infolge der Belastung des A/D-Umsetzers während des Betriebs des Motorreglers könnte es nicht möglich sein, die Offset-Welligkeit der Stromumformer in diesem Falle überabzutasten. Statt dessen wird eine Unterabutastung – im Vergleich zur Frequenz der Rauschwelligkeit – mit einer optimalen Abtastfrequenz angewandt, um die Offset-Welligkeit der Stromfühler auf einen akzeptablen Wert zu dämpfen.
Vorzugsweise wird das Ausgangssignal differentiell zur Empfangseinheit übertragen, um eine höhere Unempfindlichkeit gegenüber Rauschen zu erreichen.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird auch gelöst durch einen Motorregler, bei dem das Verfahren nach Anspruch 1 angewandt wird und der eine Leistungskarte und eine Steuerkarte aufweist, wobei eine Strommeßvorrichtung auf der Leistungskarte angeordnet ist und der Steuerkarte ein Ausgangssignal zuführt, das zu einem auf der Steuerkarte angeordneten Verstärker übertragen wird, wobei der Verstärker eine Verstärkung hat, die durch auf der Leistungskarte angeordnete Bauelemente und durch auf der Steuerkarte angeordnete Bauelemente bestimmt wird.
Der Verstärker zur Anpassung des Ausgangssignals der Strommeßvorrichtung ist auf der Steuerkarte zusammen mit ohmschen Eingangs- und Rückführungswiderständen und Tiefpaßfiltern angeordnet, um einen minimalen Abstand zwischen dem Differenzverstärker und dem A/D-Umsetzer zu ermöglichen. Um ferner eine einstellbare Verstärkung und Filterung des Meßsignals zu ermöglichen, ist ein Abschnitt aus zusätzlichen in Reihe geschalteten ohmschen Eingangs- oder Vorwiderständen, die gegenüber der Bezugsebene durch Bypass-Kondensatoren entkoppelt sind, auf der Leistungskarte in der Nähe eines Interface-Verbinders angeordnet. Die Verstärkungs- und Bandbreiteneinstellung wird daher auf Bauelemente aufgeteilt, die auf der Leistungskarte und der Steuerkarte angeordnet sind.
Eine differentielle Übertragung des Ausgangssignals der Strommeßvorrichtung von der Leistungskarte zur Steuerkarte erhöht den Rauschabstand.
Vorzugsweise sind die Werte der auf der Steuerkarte angebrachten Bauelemente fest, so daß der Differenzverstärker eine vorbestimmte Verstärkung hat. Durch Änderung der Werte der Bauelemente auf der Leistungskarte kann jedoch eine Änderung der Motorregler erreicht werden. Mit anderen Worten, es erfolgt eine einfache und unabhängige Verstärkungseinstellung für den Schutz und die Steuerung auf der Leistungskarte, wobei eine feste Verstärkungsstufe auf der Steuerkarte dicht bei dem A/D-Umsetzer angeordnet ist.
Die Anordnung eines Filters auf der Leistungskarte im Signalpfad der Strommeßvorrichtung macht es möglich, den analogen Filtergrad unabhängig von der inneren Bandbreite der Strommeßvorrichtung zu steuern. Ein solches Filter kann ein Tiefpaßfilter mit einer geeigneten oberen Grenzfrequenz sein.
Vorzugsweise ist die Strommeßvorrichtung ein magnetischer Stromumformer, der mit einer Betriebsspannung betrieben wird.
Wählt man eine Betriebsspannung des magnetischen Stromumformers, die mindestens das Doppelte einer inneren Bezugsspannung des Umformers beträgt, so erhöht dies den Rauschabstand. Die Höhe der inneren Bezugsspannung ergibt sich aus den Spezifikationen des Umformers.
Eine weitere Maßnahme zur Erhöhung des Rauschabstands ist die Verwendung einer maximalen Betriebsspannungstoleranz des Stromumformers. Vorzugsweise sollte ein unipolarer Stromumformer mit 5 V +/-5% versorgt werden. Dies ist eine allgemein bekannte Vorschrift für Niedrigspannungs-Elektronikeinrichtungen. 5V-5% verringert jedoch die höchste mögliche Verstärkung des Stromumformers durch Verringerung des positiven Signalschwankungsbereichs. Das heißt, wenn die innere Bezugsspannung 2,5V beträgt, dann ergibt sich eine Signalschwankung (ein Signalhub oder -ausschlag) von 4,0 bis 0,5 V unter der Annahme, daß die Sensorelektronik nicht mit den Maximalwerten betreibbar ist. Dabei ist angenommen, daß die Betriebsspannung mindestens 5 V beträgt. Wenn die Betriebsspannung 5V-5% beträgt, läge die negative Schwankung noch bei 2,5 V bis 0,5 V. Die positive Schwankung läge dagegen bei 2, 5 V bis 4, 25 V, was eine Asymmetrie ergibt. Wenn ein bipolarer Strom gemessen werden soll, ist die negative Schwankung aus Symmetriegründen ebenfalls geringer. Wenn die Betriebsspannung dann zwangsweise im positiven Toleranzbereich gehalten wird, ist die Schwankung optimal. Wenn der Toleranzbereich der Betriebsspannung aktuell auf 5,125 V+/-2,4% eingestellt wird, werden wichtige mV's gewonnen. Die Schwankung kann praktisch um mehr als 10% erhöht wer den, so die Verstärkung um den gleichen Betrag erhöht werden kann. Ferner sei betont, daß die 5V-Betriebsspannung noch für andere Zwecke verwendet werden kann, selbst wenn die mittlere Spannung jetzt 5,125 V beträgt oder um irgendeinen Betrag größer als oder gleich 5 V ist.
Vorzugsweise wird die Betriebsspannung des Umformers in die Mitte des Toleranzbereichs gelegt.
Was die Gesamtgenauigkeit betrifft, so besteht ein wesentliches Ziel darin, die Anpassungsschaltung zwischen dem Stromfühler und dem A/D-Umsetzer auf der Steuerkarte zu vereinfachen. Vorzuziehen wäre ein einstufiger Verstärker für die Anpassung. Und wenn möglich, sollte das Ausgangssignal des Fühlers direkt für einen auf einem Komparator basierenden Hardware-Schutz benutzt werden, um die beste Bandbreite durch Vermeidung externer Verstärkerstufen zu erzielen. Mithin wird die interne Verstärkung des Stromumformers unter Berücksichtigung des transienten Überstrombereichs für den Schutz eingestellt. Und der Steueranpassungsverstärker wird zur Erhöhung dieser niedrigen Schutzverstärkung benutzt, um einen angemessenen Steuerstromsignalpegel vor dem Eingang in den A/D-Umsetzer zu erzielen. Dem Fachmann ist bekannt, daß dieses Verfahren gleichzeitig den Steuerstrommeßbereich des Stromumformers vergrößert.
Ein erfindungsgemäßer Motorregler kann ferner einen A/D-Umsetzer aufweisen, der das Ausgangssignal des Stromumformers überabtastet, wobei der Abtastzeitpunkt beschleunigt oder verzögert werden kann, so daß er in PDM-Zonen liegt, in denen vermutlich kein Rauschen auftritt.
Die Erfindung ist ferner anwendbar, wenn mehrere Strommeßvorrichtungen auf der Leistungskarte angeordnet sind.
Nachstehend wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Darin stellen dar:
1 ein Blockschaltbild eines Motorreglers, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren angewandt wird,
2 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausbildung des Differenzverstärkers zur Anpassung des Ausgangsstromsignals der Leistungskarte,
3 ein Diagramm eines Phasenstroms und der entsprechenden PDM-Spannung,
4 den Verlauf eines Phasenstroms bei Verwendung langer Motorkabel,
5 den Phasenstrom nach 4, nachdem er nach dem erfindungsgemäßen Verfahren gemessen und wiederhergestellt worden ist, und
6 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Abtastverfahrens.
Ein in 1 dargestellter Frequenzwandler 1 besteht aus einem ungesteuerten Gleichrichter 2 mit einem Zwischenkreiskondensator 3, der einen Gleichstrom-Zwischenkreis 4 mit einer Wechselrichterbrücke 5 speist. Die Wechselrichterbrücke besteht aus steuerbarem Halbleiterschaltern T1, T2, T3, T4 und T6, die die Gleichspannung des Zwischenkreises durch Pulsdauermodu- 1ation in eine dreiphasige Wechselspannung an den Ausgangs- oder Phasenleitern U, V und W umrichtet. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Halbleiterschalter vom IGBT-Typ (Integrated Gate Bipolar Transistor = Bipolartransistor mit integriertem Gate). In üblicher Weise sind zu den Transistoren Freilaufdioden antiparallelgeschaltet. Die dreiphasige Ausgangsspannung U, V, W des Wechselrichters wird einem Verbraucher 6 in Form eines Dreiphasen-Asynchronmotors zugeführt.
Die Wechselrichterbrücke wird durch eine Steuerschaltung 7 gesteuert, die einen Pulsdauermodulator und eine Treiberschaltung zur Steuerung der Transistoren aufweist.
Die Einheit 9 wirkt als Regler, der durch die Frequenz f_c die Betriebsfunktionen des Wechselrichters überwacht und Korrektursignale ausgibt, die in die Modulationsfrequenz f_m umgeformt und dem Pulsdauermodulator in der Steuerschaltung 7 zugeführt werden.
Die Phasenspannungen U, V und W erzeugen Ströme I_u, I_v und I_w, die über die Wechselrichterbrücke in einen resultierenden Strom i_d im Zwischenkreis umgewandelt werden. An jeweils zwei Motorphasen ist ein magnetischer Stromformer 10 angeordnet, der den Strom in den Phasenwicklungen in Spannungssignale i_w1 und i_v1 umformt, die die Ströme darstellen. Die Signale werden einer 5ignalanpassungseinheit 14 und ferner einer Taster- und Halteeinheit 11 zugeführt, die die Signale mit einer Abtastfrequenz f_s abtastet. Die abgetasteten Signale werden einem A/D-Umsetzer 13 zugeführt, der die Umsetzung mit der Abtastfrequenz bewirkt. Die digitalisierten Phasenstromsignale werden an eine Prozessoreinheit 12 weitergeleitet, die auf der Basis der Phasenströme und aus der Steuerschaltung 7 erhaltenen Daten bei den Stellungen der Schalter die drei Phasenströme i_u, i_v und i_w in Form eines Stromzeigers i berechnet, der der Regeleinheit 9 zugeführt wird. Es sind nur zwei Stromumformer vorgesehen, da der Strom in der dritten Phase U in an sich bekannter Weise aus den beiden Strömen berechnet wird.
Der Aufbau der zur Übertragung des Umformersignals von der Leistungskarte zur Steuerkarte benutzten Schaltungsanordnung ist in 2 dargestellt. Der auf der Leistungskarte 18 angeordnete Stromumformer 10 wird aus einer Spannungsquelle 20 versorgt. Die innere Verstärkung magnetischer Stromumformer wird normalerweise durch entsprechende Wahl der Primärwindungszahl eines internen Signaltransformators und durch Wahl des Widerstandswertes eines äußeren ohmschen Meßwiderstands R1 bestimmt. Diese sind so abgestimmt, daß sich eine für den Überstrombereich des Frequenzwandlers geeignete Verstärkung ergibt. Der Widerstand R1 hat bei vorliegendem Ausführungsbeispiel 20 Ω. Die Leistungskarte 18 und die Steuerkarte 19 sind durch einen Verbinder 23 elektrisch verbunden. Das Signal i_w1 wird über eine Verbindung 21 einer Vergleicheranordnung 26, 27, R8, R9 auf der Leistungskarte zugeführt, deren Ausgangssignal abfällt, wenn ein Überstrom auftritt. Der Abfall wird der Steuerkarte zugeführt. Das Signal am Widerstand R1 wird durch eine Signalanpassungsschaltung 14 verarbeitet, die einen Differenzverstärker 22 aufweist, der es verstärkt und eine Verschiebungsspannung UrefAD 0 hinzuaddiert, die für den A/D-Umsetzer-Eingangsspannungsbereich von 3,3 V geeignet ist. Die Verschiebungsspannung UrefAD 0 beträgt in diesem Beispiel 1,65 V. die Differenzverstärkerstufe hat insofern einen besonderen Aufbau, als die Vorwiderstände R2, R5 und Kondensatoren C1, C2 zur passiven Einstellung der Verstärkung und des Filterpegels der Leistungskarte benutzt werden können, obwohl der aktive Verstärker auf der Steuerkarte dicht bei dem A/D-Umsetzer 25 angeordnet ist. Die Widerstände R2, R5 haben einen Widerstandswert von 2 kΩ und die Kondensatoren C1 und C2 eine Kapazität von 1 nF. Die ohmschen Vorwiderstände R3, R6 auf der Steuerkarte dienen zur Verringerung des Stoßrauschens, das durch den Parallelverbinder 23 bewirkt wird, der die Leistungsund Steuerkarte miteinander verbindet. Das heißt, die resultierende Verstärkung A des Differenzverstärkers ergibt sich aus folgender Beziehung: A = -R4/(R3+R2)Die auf der Leistungskarte und der Steuerkarte angeordneten Bauelemente dienen mithin zur Beeinflussung der Verstärkung des Differenzverstärkers 22.
Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 22 wird über ein Glättungsfilter 24 dem A/D-Umsetzer 25 zugeführt, der eine Taster- und Halteschaltung aufweist, die das Signal i_w1 abtastet.
Der Hauptgrund für die Anwendung einer Differenzverstärkung ist bezüglich 2 der folgende. Die Bezugsspannungen Fühler-Erde und ADU-Erde sollten im Idealfalle gleich sein. Doch kann der Parallelverbinder, der die Leistungs- und Steuerkarte miteinander verbindet, leicht einige mV Gleichtakt-Störung erzeugen, die auf das Stromsignal trifft, wenn es nicht differentiell übertragen wird. Wie 2 zeigt, wird das Differenzsignal dadurch erzeugt, daß das Ausgangssignal "aus" (i_w1) auf einer ersten Leitung auf das Spannungspotential (2,5V) auf einer zweiten Leitung bezogen wird. Wenn der Laststrom Null ist, beträgt das Ausgangssignal i_w1 2,5 V, während es bei Belastung zwischen 0,5 und 4,5 V liegt. Im Prinzip kann das Ausgangssignal des Um formers als Eintaktsignal erzeugt werden, was jedoch eine unerwünscht hohe Empfindlichkeit gegen Rauschen bewirkt, das wiederum einen geringeren Rauschabstand bewirkt. Vorzugsweise ist daher der Eintakt-Übertragungskanal so kurz wie möglich, bei dem es sich nach 2 um den Kanal vom Ausgang des Differenzverstärkers 22 zum A/D-Umsetzer 25 handelt.
Ein typischer Phasenstrom (z.B. i_w), der durch den Stromumformer 10 gemessen wird, ist in 3 zusammen mit einer verketteten PDM-Ausgangsspannung UpDM dargestellt. Die PDM-Schaltfrequenz beträgt 4,5 kHz. Der Phasenstrom weist einen Welligkeitsstrom auf (höhere Harmonische bzw. Oberwellen), der von der digitalen Form der Ausgangsspannung abhängt, die dem Drei-Phansen-Induktionsmotor zugeführt wird, der den Motorregler belastet. Der Welligkeitsstrom ist eine unerwünschte Störung. Der Parameter, der von Interesse ist, ist die Grundschwingung des Ausgangsstroms bei der Regelung des Motors. Zusätzlich zu dem durch die PDM erzeugten Welligkeitsstrom ist, wie schon erwähnt wurde, dem Strom ein Rauschen überlagert, das durch interne Schaltvorgänge im Stromumformer und durch Rauschen verursacht wird, das während der Signalübertragung zum A/D-Umsetzer aufgenommen wird. Die Überabtastung mit einer geraden Anzahl von Abtastungen während einer Schaltperiode, das Aufsummieren der Abtastwerte und anschließende Ermittlung ihres Mittelwerts, indem die Summe der Abtastwerte durch ihre Anzahl dividiert wird, minimiert den Rauschpegel. 6 stellt die PDM-Pulsformen an den Motorphasen U, V und W während einer Schaltperiode gleichzeitig dar. In dem dargestellten "Abtastzeitpunkt" werden die drei Phasenströme gleichzeitig abgetastet. In der Mitte der Schaltperiode ist eine Mittellinie dargestellt, wobei der linke und der rechte Abtastzeitpunkt paarweise vorzugsweise symme trisch in bezug auf diese Mittellinie angeordnet sind. Es wird daher ein spiegelsymmetrischer Abtastwert im Zeitabstand T von der Mittellinie abgenommen, der dem gleichen Zeitabstand von dem ersten Abtastzeitpunkt bis zu Mittellinie entspricht. Es sind nur ein einziger "Abtastzeitpunkt" und sein spiegelsymmetrischer Abtastzeitpunkt dargestellt. Natürlich sind jedoch mehrere gleichmäßig verteilte Abtastzeitpunkte zur Erzielung eines hinreichenden Überabtastungseffekts erforderlich.
In 1 sind Schaltungsblöcke 7, 8, 9, 11; 12 und 13 in einem digitalen Signalprozessor des von der Firma Texas Instruments hergestellten Typs C 2407xx realisiert. Der DSP ist so programmiert, daß er eine Raum-Zeiger-PDM mit einer Schaltfrequenz von 3030 Hz durchführt. Der A/D-Umsetzer 13 des DSP ist so ausgebildet, daß er jedes der beiden Phasenstromsignale jeweils mit einer Dauer von 5 μs abtastet. Mithin stehen 66 Abtastwerte pro Stromsignal und Schaltperiode zur Verfügung, um den Strommittelwert zu berechnen. Es wurde ein Induktionsmotor mit einer Betriebsspannung von 400 V_eff und einer Leistung von 3 kW über ein abgeschirmtes Motorkabel von 150 m Länge geschweißt, was einen starken kapazitiven Ladestrom bei jedem Schaltvorgang des Frequenzwandlers ergab. Um "schlechte" Stromabtastwerte auszuschließen, die durch das kapazitive Aufladen des Motorkabels usw. gestört werden, wird ein vorbestimmter Abtastwert aussortiert, wenn er innerhalb einer vorbestimmten Zeitspanne seit der letzten PDM-Abtastung liegt. Das Aussortieren erfolgt durch die Steuerung 7 mittels der Prozessoreinheit 12 (1), wobei die digitalisierten Abtastwerte in einem Register festgehalten werden. Die Steuerung 7 hat Zugriff zu diesem Register und paßt die Daten durch Aussortieren digitaler Abtastwerte an, die in einem vorbestimmten Bereich um einen Schaltvorgang eines Transistors herum abgetastet werden. Wenn daher eine Abtastung des Stroms i_w kurz nach dem Sperren des Transistors T1 erfolgt, dann wird dieser Abtastwert übersprungen. Die Zeitspanne, innerhalb der keine Abtastwerte akzeptiert werden, entspricht einer Leer- oder Totzeit. Die Leerzeit hängt von Parametern wie der Ansprechzeit der Schalttransistoren, der Schaltfrequenz und insbesondere der Länge der Motorkabel ab.
Vor dem normalen Betrieb des Motorreglers kann eine Initialisierungsphase in Abhängigkeit von der Art des Stromumformers aktiviert werden. Das heißt, die Ausgangssignale magnetischer Stromumformer 10 werden nacheinander in einer ersten Zeitspanne abgetastet, während die Umformer von Strom entlastet werden, d.h. daß die Ströme i_w und i_v Null sind. Durch Messung der Verschiebungswelligkeitsfrequenz jedes Stromumformers wird der beste Kompromiß der Abtastfrequenz während einer zweiten Zeitspanne, bei der es sich um die normale Betriebsperiode des Motorreglers handelt, durch die Steuerung 7 ermittelt. Mit anderen Worten, es wird eine adaptive Abtastfrequenz erzielt. Bei diesem Ausführungsbeispiel beträgt die Abtastfrequenz 200 kHz, die mithin sehr viel höher als die PDM-Schaltfrequenz von 3030 Hz ist.
4 stellt den Phasenstrom i_W bei einer Grund-Motorfrequenz von 21,5 Hz dar, d.h. etwa der halben Nenndrehzahl. Er weist eine Stromwelligkeit und die hochfrequenten, kapazitiven Kabelströme auf, die hohe Impulspitzen bewirken. Die Länge der Motorkabel beträgt 150 m. Das in 4 dargestellte Signal entspricht etwa dem Spannungssignal i_w1, das dem Anpassungsblock 14 zugeführt wird. 5 zeigt den in 4 dargestellten Strom, nachdem er nach dem erfindungsgemäßen Verfahren gemessen wurde. 5 stellt den berechneten Strommittelwert pro Schaltperiode dar, der auf einem (nicht dargestellten) DA-Umsetzerkanal durch den DSP (als Treppenkurve) ausgegeben wird. Relativ zu dem Nennstrom des Drei-kW-Motors wird der Phasenstrom mit einer Genauigkeit von 1 % gemessen. Diese Zahl schließt die normale Verstärkung und Offset-Fehler des magnetischen Stromumformers 10 aus, die in dem Datenblatt vorgegeben sind, um die Qualität des erfindungsgemäßen Verfahrens zu bewerten. Im Vergleich zu einem analogen Signal I_w1 von einigen Hundert mV, das über eine Strecke einer gedruckten Schaltungsleiterbahn mit einer Länge von 30 cm und ein Flachkabel übertragen wird, ist dies ein gutes Ergebnis.
Im Vergleich zu einem nur einmal abgetasteten digitalen Strom mit einem schlechtesten Spitzenübertragungsfehler von etwa 10 mV ist dies eine Verbesserung um einen Faktor von wenigstens 4.
Zusammenfassung
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Messen von Strömen in einem Motorregler. Einige auf den Motorleitungen oder innerhalb des Motorreglers angeordnete Strommeßvorrichtungen erzeugen Ausgangssignale mit geringer Amplitude, was das Abtasten und die Datenverarbeitung kompliziert macht. Um den Rauschabstand zu erhöhen, wird ein Überabtastungsverfahren offenbart, bei dem eine Differentialübertragung des Ausgangssignals erfolgt. Ferner kann durch Anwendung intelligenter Aussortierverfahren bei den abgetasteten Daten eine erhebliche Verbesserung des Rauschabstands erzielt werden. Die Erfindung betrifft ferner einen Motorregler, bei dem dieses Verfahren angewandt wird. Dabei werden eine Leistungskarte und eine Steuerkarte verwendet, wobei die Strommeßvorrichtung auf der Leistungskarte und ein Differenzverstärker auf der Steuerkarte angeordnet ist. Die Verstärkung des Differenzverstärkers wird durch Bauelemente gesteuert, die auf der Leistungskarte und auf der Steuerkarte angeordnet sind.
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Claims

Verfahren zum Messen eines Stroms in einem Motorregler (1) mit schaltenden Leistungshalbleitern, wobei der Strom mittels einer Strommeßvorrichtung gemessen wird, die auf einer Motorphase angeordnet ist und ein Ausgangssignal erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (i_w1, i_v1) zu einer Empfangseinheit (22, 14) übertragen und dann während einer Schaltperiode der Leistungshalbleiter (T1-T6) mit einer Überabtastfrequenz (fs) abgetastet wird, wobei die Abtastwerte digital gefiltert werden, um die Lage der Abtastwerte in bezug auf eine Mittellinie der Schaltperiode symmetrisch zu halten, wonach ein Mittelwert der Abtastwerte berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filtern das Vorverlegen und Verzögern der ursprünglich gleichmäßig verteilten Abtaststellen einschließt, so daß sie in ruhigen PDM-Zonen liegen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filtern das Aussortieren von Abtastwerten, die als gestört bekannt sind, sowie das Aussortieren ungestörter Abtastwerte einschließt.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Mittelwert innerhalb der augenblicklichen Schaltperiode unter Verwendung von Abtastwerten aus der letzten Hälfte der vorhergehenden Schaltperiode und Abtastwerten aus der ersten Hälfte der zweiten Schaltperiode berechnet wird, um zwei Stromwerte pro Schaltperiode zu erhalten.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Strommeßvorrichtung ein unipolarer magnetischer Stromfühler ist.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz (f_s) in Abhängigkeit von dem Ergebnis eines Initialisierungstests mit einer oder mehreren Strommeßvorrichtungen (10) in einer stromfreien Periode eingestellt wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal differentiell übertragen wird.
Motorregler, bei dem das Verfahren nach Anspruch 1 angewandt wird und der eine Leistungskarte und eine Steuerkarte aufweist, wobei eine Strommeßvorrichtung auf der Leistungskarte angeordnet ist und der Steuerkarte ein Ausgangssignal zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (i_w1, i_v1) zu einem auf der Steuerkarte (19) angeordneten Verstärker (22) übertragen wird, wobei der Verstärker eine Verstärkung hat, die durch auf der Leistungskarte (18) angeordnete Bauelemente (R2, R5) und durch auf der Steuerkarte angeordnete Bauelemente (R3, R4, R6, R7) bestimmt wird.
Motorregler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein Differenzverstärker ist und das Ausgangssignal (i_w1, i_v1) differentiell übertragen wird.
Motorregler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (22) ein einstufiger Verstärker mit fester Verstärkung ist, die durch Bauelemente auf der Steuerkarte bestimmt wird, und daß die feste Verstärkung mittels der auf der Leistungskarte angeordneten Bauelemente änderbar ist.
Motorregler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Leistungskarte ein analoger Filtergrad des Differenzverstärkers (22) unabhängig von einer inneren Bandbreite der Strommeßvorrichtung (10) einstellbar ist.
Motorregler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Strommeßvorrichtung ein mit einer Betriebsspannung (20) betriebener magnetischer Stromumformer ist.
Motorregler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsspannung (20) eines unipolaren magnetischen Stromumformers so eingestellt ist, daß sie wenigstens das Zweifache einer inneren Bezugsspannung des Umformers erzeugt.
Motorregler nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Höhe der Betriebsspannung (20) eines unipolaren Stromumformers auf den positiven/oberen Toleranzbereich der Toleranz der Umformerbetriebsspannung beschränkt ist.
Motorregler nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der typische Istwert der Betriebsspannung (20) des Stromumformers in der Mitte des oberen Toleranzbereichs der Betriebsspannung des unipolaren Stromumformers liegt.
Motorregler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der magnetische Stromumformer auf der Leistungskarte das Ausgangssignal mit einer solchen Verstärkung erzeugt, daß es für einen Überstromschutz (26, 27) des Motorreglers verwendbar ist.
Motorregler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein A/D-Umsetzer (25) so programmiert ist, daß er eine Überabtastung des Ausgangssignals über die Schaltperiode hinweg bewirkt, aber die ursprünglich gleichmäßig verteilten Abtastpositionen so vorverlegt und verzögert, daß sie in ruhigen PDM-Zonen.
Motorregler nach einem der Ansprüche 8 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Strommeßvorrichtungen (10) auf der Leistungskarte (18) angeordnet sind.