DE10336720B4

DE10336720B4 - Optimale Resonatorkopplung an Mikrowellentransistoren bei Breitbandoszillatoren

Info

Publication number: DE10336720B4
Application number: DE10336720A
Authority: DE
Inventors: Andreas Gronefeld
Original assignee: Gronefeld Andreas Dr-Ing
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2003-08-11
Filing date: 2003-08-11
Publication date: 2007-07-12
Anticipated expiration: 2023-08-12
Also published as: DE10336720A1

Abstract

Oszillatorschaltung mit einem angezapften Schwingkreis und einem Transistor (T) als Verstärkerelement, dadurch gekennzeichnet, dass eine der Elektroden des Transistors auf zwei Gehäuseanschlüssen (1, 2) herausgeführt und der Schwingkreis am Ort der Anzapfung (12) zur Ankopplung an den Transistor aufgetrennt ist und mit jeweils einem der beiden so entstehenden Anschlüsse (13, 14) mit der doppelt herausgeführten Transistorelektrode verbunden ist, so dass die ansonsten parasitären Bonddrahtinduktivitäten (3, 4) der doppelt herausgeführten Elektrode zu Bestandteilen des Schwingkreises werden.

Description

Problembeschreibung, Stand der Technik
Moderne Mikrowellentransistoren weisen in der Regel zwei Emitter-/Sourceanschlüsse auf (1, 2), die sich bei Betrieb in der am meisten verwendeten Emitter-/Sourceschaltung vorteilhaft auf die erreichbare Bandbreite/Verstärkung eines Verstärkers auswirken. Die mit dem Emitter assoziierte Emitterinduktivität (Bonddraht vom Anschlussblech zum Transistorkristall) (3, 4) bewirkt eine mit steigender Frequenz zunehmende Gegenkopplung, die die in einer Verstärkeranwendung erreichbare Verstärkung des gehäusten Transistors absinken lässt. Bei Verwendung von zwei Emitteranschlüssen, wie bei vielen Gehäusen für Mikrowellentransistoren inzwischen üblich (SOT143, SOT343, TSFP4), liegen bei geerdeten Emittern (Emitterschaltung) beide Emitterinduktivitäten (3, 4) parallel und halbieren sich näherungsweise, wodurch der in der Regel unerwünschte Effekt der Gegenkopplung bei hohen Frequenzen verringert wird (2b). 2 zeigt auch eine Klasse weiterer parasitärer Reaktanzen (5, 6, 7, 8), die im Mikrowellenbereich dadurch auftreten können, dass der Transistor auf Lötflächen der Leiterplatte befestigt wird und diese Lötflächen eine wenn auch kleine Kapazität zu der in der Regel vorhandenen Massefläche der Leiterplattenunterseite aufweisen.

Generell ist die geschickte Nutzung doppelt herausgeführter Transistorelektroden auch beim Bau von Oszillatoren bekannt: Z.B. DE 26 37 360 A1 , wo zwei Basiselektroden zum einen dem Anschluss an den Resonator, zum anderen der Gleichspannungszuführung dienen. Ähnlich werden in US 4,990,865 die beiden Emitter zum Anschluss zweier Reaktanzen verwendet, die das Rückkopplungsnetzwerk darstellen. Da eine dieser Reaktanzen eine Kapazität darstellt, stören die parasitären Emitterkapazitäten hier nicht. Gleiches gilt in EP 0 267 100 B1 ( DE 37 81 090 T2 ): Auch hier, bei einem Oszillator in Kollektorschaltung, stellen die Kapazitäten der beiden Emitter gegen Masse kein Problem dar, da sie Teil der Rückkopplungskapazität sind. Der Resonator wird hier an die Basis angekoppelt. Weiterhin ist in EP 0 524 620 B1 ( DE 692 31 115 T2 ) die Verwendung zweier Gate Elektroden Thema, von denen die eine der Ankopplung an den Resonator, die andere der Auskopplung der Oszillatorleistung dient.

Auch der kreative Umgang mit zunächst störenden Anschlussinduktivitäten (Bonddrähte) ist bekannt. Schmalbandig lässt sich eine solche Induktivität (wie überhaupt jede parasitäre Reaktanz) stets durch ein Transformationsglied beseitigen (z.B. DE 102 46 103 A1 ). Auch kann ein Bonddraht als durchaus erwünschtes Element (Schwingkreisspule) betrieben die Güte des Resonators steigern, wenn die Alternative als Realisierung auf dem Halbleitersubstrat noch schlechtere Ergebnisse liefert ( DE 100 56 943 C1 ).

Problematisch kann die Existenz von zwei Emitteranschlüssen dann werden, wenn der Transistor nicht in Emitterschaltung betrieben werden soll. Die durch die Lötflächen der Emitter entstehende Kapazität (5, 6) ist bei Erdung der Emitter nicht existent, wohl aber wenn der Transistor in Basis- oder Kollektorschaltung betrieben werden soll. In diesem Fall wirken bei Transistoren mit zwei Emitteranschlüssen zwei Lötflächen.

Insbesondere hat sich der zweite Emitteranschluss beim Bau breitbandiger Oszillatoren im Frequenzbereich oberhalb von 2GHz als nachteilig erwiesen. 1 zeigt eine für solche Oszillatoren häufig verwendete Topologie, die Basis-/Gateschaltung mit serieller Rückkopplung (z.B. [1], [2] oder auch DE 43 27 138 A1 , DE 198 10 618 A1 ). Hier wird der Resonator (9, 10, 11) am Emitter angekoppelt, wobei man versucht, den Transistor über die Rückkopplungsinduktivität (15) sowie die Lastimpedanz (16) so einzustellen, dass die in den Emitter hineingesehene Impedanz einen negativen Realteil und einen möglichst kleinen Imaginärteil aufweist. Dies ist im o.a. Frequenzbereich nicht trivial, da sich schon sehr kleine Induktivitäten und Leitungslängen störend auswirken. 3 zeigt, dass der zweite Emitteranschluss (1) jetzt störend wirkt, da er mit seiner Bonddrahtinduktivität (3) und der Lötflächenkapazität (5) einen parasitären Resonanzkreis an den Resonator koppelt. Nur quantitativ anders verhält es sich, wenn beide Emitteranschlüsse miteinander verbunden werden. Diese unerwünschte, durch den zweiten Emitteranschluss verursachte Reaktanz führt dazu, dass

– der Resonator verstimmt wird,
– die Abstimmbarkeit des Resonators eingeschränkt wird,
– der Schwingbereich des Oszillators eingeschränkt wird,
– parasitäre Resonanzen auftreten können.

Darüber hinaus ist der Transistor über nur einen Bonddraht (3) oder (4) mit dem Resonator verbunden, so dass ein größerer als der minimal mögliche Imaginärteil in den Emitter hinein gesehen wird.

Beschreibung der Erfindung
Die Zeichnungen 1 und 4 bis 6 zeigen, wie die oben genannten Probleme erfindungsgemäß gelöst werden: Der zunächst als diskret aufgebaut angenommene Resonator wird an seinem Ankoppelpunkt (12) aufgeteilt und jeder Teil mit einem der beiden Emitteranschlüsse verbunden, z.B. (1) mit (13) und (2) mit (14) in 1b. Nun handelt es sich bei den Resonatorelementen (9) und (10) eines Mikrowellenoszillators stets um Leitungsstrukturen mit Wellenwiderständen Z_S1 und Z_S2 und den elektrischen Längen φ_S1 und φ_S2 (4). Aus der Leitungstheorie ist bekannt [3], dass diese äquivalent als periodische Abfolge (5) von Kapazitätsbelägen C' und Induktivitätsbelägen L' dargestellt werden können. Setzt man diese Darstellung formal in die Struktur von 4 ein, so erkennt man in 6, dass sich die parasitären Elemente (3, 4, 5, 6) (Bonddrahtinduktivitäten und Kapazitäten der Emitterlötflächen) jetzt in die Resonatorstruktur einfügen, was die Gefahr parasitärer Resonanzen deutlich reduziert. Der Resonator wird durch die zusätzliche Induktivität der beiden Bonddrähte zwar elektrisch verlängert, jedoch hat dies für die Praxis keine Nachteile, da der Resonator durch mechanisches Verkürzen leicht wieder auf die richtige Frequenz gebracht werden kann.
Das Einbringen der zunächst parasitären Elemente der Bonddrahtinduktivitäten und der Lötflächenkapazitäten als reguläre Bestandteile der Resonatorstruktur sorgt für eine optimale Ankopplung des Transistors, der jetzt direkt mit seinem „inneren" Emitter (E_k in 6) den Resonator speist.
Beschreibung der Zeichnungen:
1a: Ungenutzter Emitteranschluss mit parasitären Einflüssen gemäß 2 (Stand der Technik), b: Erfindungsgemäße Nutzung der beiden Emitteranschlüsse zur optimalen Resonatorankopplung
2: Transistorkristall mit parasitären Gehäusereaktanzen und Lötflächenkapazitäten bei einem Gehäuse mit zwei Emitteranschlüssen (a) und vorteilhafte Anwendung als Verstärker in Emitterschaltung (b) (Stand der Technik)
3: Oszillator in Basisschaltung (nach 1a) mit durch Gehäusereaktanzen und Lötflächenkapazitäten verursachten parasitären Resonanzkreisen (Stand der Technik)
4: Oszillator in Basisschaltung (nach 3) mit erfindungsgemäß aufgeteiltem Leitungsresonator (Leitungen 1, 2 und Kondensator (11))
5: Äquivalente Darstellung einer Leitung durch infinitesimal kleine Induktivitäts- und Kapazitätsbeläge
6: Oszillator in Basisschaltung (nach 1) mit erfindungsgemäßer optimaler Resonatorankopplung, die die Bonddrahtinduktivitäten (3, 4) und die Lötflächenkapazitäten (5, 6) zu Bestandteilen der Resonatorleitungen 1 und 2 macht
Literatur:

[1] Papp, J.C., „YIG-Tuned FET Oscillator Design 8–18GHz", Watkins-Johnson Company Tech Notes, Vol. 6, Sep./Oct. 1979
[2] Kitchen, John, „Octave Bandwidth Varactor-Tuned Oscillators", Microwave Journal, May 1987, S. 347, 348, 350, 352, 353
[3] Zinke, O., Brunswig, H., „Hochfrequenztechnik", Bd. 1, 6. Auflage, 2000, Springer Verlag

Claims

Oszillatorschaltung mit einem angezapften Schwingkreis und einem Transistor (T) als Verstärkerelement, dadurch gekennzeichnet, dass eine der Elektroden des Transistors auf zwei Gehäuseanschlüssen (1, 2) herausgeführt und der Schwingkreis am Ort der Anzapfung (12) zur Ankopplung an den Transistor aufgetrennt ist und mit jeweils einem der beiden so entstehenden Anschlüsse (13, 14) mit der doppelt herausgeführten Transistorelektrode verbunden ist, so dass die ansonsten parasitären Bonddrahtinduktivitäten (3, 4) der doppelt herausgeführten Elektrode zu Bestandteilen des Schwingkreises werden.
Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis aus einer variablen Kapazität (11) und zwei Streifenleitungen (9, 10) besteht, so dass die parasitären Bonddrahtinduktivitäten (3, 4) und die parasitären Kapazitäten der Lötflächen (5, 6) der doppelt herausgeführten Elektrode zu Bestandteilen des Schwingkreises werden.
Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transistor mit zwei Emitter- oder Sourceanschlüssen verwendet wird.
Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis aus einer variablen Kapazität (11) und zwei Streifenleitungen (9, 10) besteht.
Schaltung nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die variable Kapazität (11) durch eine oder mehrere Varaktordioden realisiert ist.