DE10296404T5

DE10296404T5 - RAKE-Empfgänger mit eingebettetem Rückmeldungs-Entzerrer

Info

Publication number: DE10296404T5
Application number: DE10296404T
Authority: DE
Inventors: Mark A. Indian Harbour Beach Webster; George R. Merritt Island Nelson; Karen W. Palm Bay Halford; Carl F. Indialantic Andren
Original assignee: Intersil Americas LLC; Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp; Intersil Americas LLC
Priority date: 2001-03-30
Filing date: 2002-03-26
Publication date: 2004-03-04
Also published as: US6690715B2; US20010036223A1; WO2002080395A1; JP2004531127A; CN1500314A

Abstract

Eine Signalbearbeitungs-Architektur für einen Pseudozufalls-Streuspektrum-Empfänger in einer Vielweg-Umgebung, enthaltend:
Eine Vielzahl von Differential-Kombinierern, jeweils mit einem ersten Eingang, der ein Eingangssignal von Codewörtern empfängt, und einem zweiten Eingang, und deren jeder einem einer entsprechenden Vielzahl vorgegebener Codewörter entspricht;
eine Vielzahl von Nichtrekursivsystem-Filtern, deren jeder einem der Vielzahl vorgegebener Codewörter entspricht und einen Ausgang aufweist, der an den zweiten Eingang eines entsprechenden der Vielzahl der Differentialkombinierer gekoppelt ist, und jeder so arbeitet, daß er eine Vielerg Vielwegkanal-Impulsantwort für einen Chipsatz eines entsprechenden Codeworts synthetisiert, um eine Darstellung eines Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für das entsprechende Codewort vorzusehen;
eine Vielzahl von Codewort-Korrelatoren, die jeweils an einen Ausgang eines entsprechenden einer Vielzahl von Differentialkombinierern gekoppelt sind, zum Erfassen eines entsprechenden Chipsatzes eines entsprechenden einer Vielzahl von Codewörtern; und
einen Spitzendetektors, der an den Ausgang jedes der Vielzahl der Codewort-Korrelatoren gekoppelt ist.

Description

Zugehörige Anmeldungen
Die vorliegende Anmeldung ist ein Antrag auf Teil-Weiterbehandlung der US-Anmeldung, Nr. 09/342,583, eingereicht am 29. Juni 1999 unter dem Titel "Rake Receiver With Embedded Decision Feedback Equalizer", der hiermit durch Querverweis in Gänze eingeschlossen wird.
Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen drahtlose Kommunikationssysteme wie z.B., jedoch nicht beschränkt auf, drahtlose lokale Netze (WLANs – Wireless Local Area Networks) und zielt insbesondere auf einen neuen und verbesserten RAKE-Empfänger ab, der einen eingebetteten Rückmeldungs-Entzerrer (DFE – Decision Feedback Equalizer) umfaßt, der die Toleranz des Empfängers gegenüber den Wirkungen der (Innenraum-WLAN-)Mehrwege-Verzerrung verstärkt, ohne seine Robustheit gegen thermisches Rauschen zu verlieren.
Der Erfindung zugrundeliegender allgemeiner stand der Technik Die ständige Nachfrage nach schnelleren (höhere Datenrate) drahtlosen Kommunikationsprodukten ist laufend Gegenstand einer Anzahl Vorschläge vor dem IEEE 802.11 Ausschuß, die die Anwendung eines neuen Standards für den 2,4 GHz-Spektrumteil betreffen, dessen FCC-Teil 15.247 implementiert werden muß unter Verwendung von Streuspektrum-Techniken, die ermöglichen, daß Inpaket-Datenraten 10 Mbps Ethernet-Geschwindigkeiten überschreiten. Der Standard 802.11 deckt derzeit nur ein und zwei Mbps-Datenraten ab, die entweder Frequenzspringen (FH – Frequency Hopping) oder pseudozufällige (DS – Direct Sequence) Streuspektrum (SS – Spread Spectrum)-Techniken benutzt. Die FCC-Forderung nach Anwendung des Streuspektrumssignalisierens benutzt den Vorteil der inhärenten SS-Eigenschaften, die die Signale robuster gegen Zufallsinterferenz machen durch Senken der durchschnittlichen Übertragungsleistungs-Spektrumsdichte und durch Empfängertechniken, die die Spektrumsredundanz auswerten und damit gegen die Eigeninterferenz wirken, die durch Mehrwegeverzerrung erzeugt wird.
Wie in 1 gezeigt wird, weist das Leistungsverzögerungsprofil (PFD – power delay profile) 10 eines übertragenen Signals innerhalb eines Innenraum-WLAN-Systems, wie z.B. die reduzierte Komplexität, gezeigt in 2, eine weitgehend exponential abnehmende Rayleigh-Abklingcharakteristik auf. Physikalische Aspekte der Innenraum-Übertragungsumgebung, die dieses Verhalten treibt, sind die relativ große Anzahl Reflektoren (z.B. Wände) im Gebäude, wie an den Knoten 12 und 13 gezeigt, zwischen einem Senderstandort 14 und einem Empfängerstandort 15, und dem Ausbreitungsverlust im Zusammenhang mit den entsprechenden Spätankunfts-Ausbreitungswegen t₁, t₂ und t₃ die logarithmisch schwächere Energien enthalten.
Das Leistungsverzögerungsprofil des Signals ist die Variation in der mittleren Signalleistung im Vergleich zu seiner über die Zeit verteilten Leistung. Die mittlere Leistungshöhe des Signals bestimmt die Varianz seiner entsprechenden Rayleigh-Komponenten. Ein Hauptaspekt des exponentiell abfallenden Mehrwegeffekts wird verursacht durch die Tatsache, daß eine Signalfortpflanzungsverzögerung t₁ proportional zu dem durchlaufenen Gesamtabstand ist, so daß durchschnittlich die stärksten (mindestbehinderungsenthaltenden) Übertragungswege diejenigen sind, deren Signale als erste am Empfänger ankommen. In einem gegebenen stochastischen Ereignis kann ein als erster anzukommender, direkter d.i. in Sichtverbindung vom Senderstandort 14 zum Empfängerstandort 15 sich erstreckender Weg ein verlangsamendes Medium antreffen (wie z.B. eine oder mehrere Gebäudewände und dergl.), während ein später ankommendes Signal, das von einer stark reflektierenden Oberfläche gespiegelt wird und durch kein dämpfendes Medium laufen muß, eine größere Kanalimpulsantwort (CIR – channel impulse response) haben kann als das eigentlich als erstes anzukommende Signal. Jedoch sind solche Ereignisse im Durchschnitt nur selten im Vergleich zu der Anzahl Echosignale, die der CIR-Spitze folgen.
Als praktische Anwendung kann der Effektivwert (RMS – root mean square) der Verzögerungsstreuung eines Mehrwegekanals von 20 – 50 ns für Kleinbüro- und Heimbüro-Umgebungen (SOHO – small office home office), 50 – 100 ns für kommerzielle Umgebungen, und 100 – 200 ns für Fabriksumgebungen betragen. Für exponentiell abfallende Kanäle ist die (exponentielle) Abklingkonstante gleich dem RMS der Verzögerungsstreuung. Für verhältnismäßig kleine Signalbandbreiten (weniger als 1 MHz), ist das Abklingen infolge des Mehrwegs meistens "flach". Jedoch bei Bandbreiten über 1 MHz, z.B. bei der 10 MHz-Bandbreite, wofür ein pseudozufälliges Streuspektrum-System (DSSS – Direct Sequence Spread Spectrum) erforderlich ist, um die oben angezogene höhere Datenrate von 10 Mbps zu erreichen, wird der Schwund mit der Frequenz selektiv, stellt eine ernste Behinderung für zuverlässigen Verbindungen über einen Mehrwegekanal dar. Somit kann die Mehrwege-Verzerrung in einer WLAN-Umgebung einen schweren Fortpflanzungsverlust über das IMS-Band verursachen.
Ein bevorzugter Mechanismus, um diesem ernsten frequenzselektiven Problem entgegenzuwirken, ist ein kanal-angepaßter Korrelationsempfänger, der allgemein als "RAKE"-Empfänger bezeichnet wird. Zu einem erfolgreichen RAKE-Empfängerbetrieb ist es erforderlich, eine DSSS-Struktur mit einer übertragenen Bandbreite zu benutzen, die breiter ist als die Informationsbandbreite. In einer DSSS-Signalstruktur wird ein entsprechendes Codewort aus einer Sequenz von PN-Code-"Chips" gebildet. Der Ausdruck "Codewort" wird hier anstatt "Symbol" benutzt, um eine Verwechslung zwischen "Chips" und Codewörtern zu vermeiden. Die DSSS-Chips können übertragen werden durch Benutzung eines verhältnismäßig einfachen Modulationsschemas, wie z.B. QPSK, und Codewort-Chips können festgelegt werden wie z.B. in einer Signatursequenz, oder sie können pseudostatistisch sein.
Zusätzlich kann eine Phasenmodulation des Codeworts zum Übermitteln von Informationen benutzt werden. So kann, um zusätzliche Informationsbits per Codewort zu übermitteln, das Codewort phasenverschoben werden. Zum Beispiel können zwei zusätzliche Bits benutzt werden, um einen quadratischen (90°) Phasenverschiebungszuwachs vorzusehen: 0°, 90°, 180° und 270°. Die Chips des Codeworts können aus einem Mehr-Codewörtersatz gewählt werden, wo M-Bits ein bestimmtes Codewort aus N Codewörtern auswählen, die den Mehr-Codewörtersatz darstellen. Ein Beispiel für ein solches Schema ist die Verwendung von Walsh- oder Hadamard-Codes für den Codewort-Satz. Für das oben angezogene 2,4 GHz-Spektrum hat der IEEE 802.11 Standard-Ausschuß vorgeschlagen, ein Acht-Bit-Codierschema zu verwenden, in dem sechs Bits eines von N = 64 Mehrchip-Codewörter auswählen und die restlichen zwei Bits eine von vier möglichen (Quadratur-) Phasen des ausgewählten Codeworts definieren.
Wie in 3 als Blockschaltbild illustriert ist, wird in einem kanalangepaßten Korrelations- d.i. RAKE-Empfänger das empfangene (gestreute) Signal an einen Codewort-Korrelator 31 gekoppelt, der Ausgang desselben (gezeigt als eine Sequenz von Ankunftszeit-Impulsen 32-1, 32-2, 32-3) wird an einen kohärenten Mehrwege-Kombinierer 33 gelegt. Der Codewort-Korrelator 31 enthält eine Vielzahl von Korrelatoren, deren jeder konfiguriert ist, um ein entsprechendes anderes der Codewörter des Mehrwege-Codewortsatzes zu erfassen. Der kohärente Mehrwege-Kombinierer kann leicht als ein kanalangepaßter Filter implementiert werden (dessen Filterabgriffe mittels einer einleitenden Übung vor dem Beginn einer Datenübertragungssitzung erstellt wurde). Der Ausgang des kohärenten Mehrwege-Kombinierers 33 ist an einen Spitzen-, d.i. einen Höchstwertdetektor 35 gekoppelt, der den größten Ausgang anwählt, der vom kohärenten Mehrwege-Kombinierer als das übertragene Codewort ausgesucht wird. Da der RAKE-Empfänger ein Linearsystem ist, kann die Reihenfolge der Operationen, die vom Kanalanpassungsfilter (kohärenter Mehrwege-Kombinierer) 33 und Codewort-Korrelator 31 ausgeführt wird, umgekehrt werden, wie in 4 gezeigt wird, in der der kanalangepaßte Filter 33 stromaufwärts vom Codewort-Korrelator installiert ist.
Ein RAKE-Empfänger funktioniert ziemlich gut, da er die empfangenen Mehrwege-Signale plus Echos zusammenhängend zu einem einzigen zusammengesetzten Signal kombiniert. Durch richtige Auswahl der Codewörter, die den Codewort-Satz bilden, können die Echos während der Codewort-Korrelation effektiv eliminiert werden. Im Idealfall hat jedes Codewort des Satzes die folgenden Eigenschaften: 1 – Eine Impuls-Autokorrelationsfunktion; 2 – es steht gegenseitig rechtwinklig (hat eine Null-Kreuzkorrelationsfunktion) auf allen anderen Codewörtern des Satzes; 3 – es ist lang im Vergleich zu der Mehrwege-Streuung; und 4 – es hat die gleiche Energie wie jedes der anderen N Codewörter des Satzes.
Wenn die Eigenschaften 2 und 4 fehlen, muß der RAKE-Empfänger eine rechtwinklige Basis aufbauen und das Ungleichgewicht berücksichtigen, ebenso wie bei einer 90° Amplitudenmodulation – ein Empfänger-Komplexitätspunkt. Die Codewörter brauchen auch nicht lang zu sein, relativ zur Mehrwegestreuung, solange die Codewörter gepulst sind und Null-Kreuzkorrelationsfunktionen aufweisen (insbesondere keine Intercodewort- oder Intersymbol-Interferenz (ISI – Intersymbol-Interference)). Interchip-Interferenz schlägt nur auf Empfängerenergie durch (wenn es keine Impuls-Autokorrelationseigenschaft gibt). Zwar gibt ein optimaler RAKE-Empfänger dem Codewort-Korrelatorausgang eine Rechtwinkligkeit und trifft eine Entscheidung durch Beobachten aller Korrelatorausgänge, jedoch ist kein RAKE-Empfänger ideal, da es effektiv unmöglich ist, Codewörter zu generieren, die Impuls-Autokorrelationsfunktionen und Null-Kreuzkorrelationsfunktionen aufweisen.
Zusätzlich muß für einen strengen Mehrweg zwecks Minimierung der Funktionsminderung infolge der Intercodewort-Interferenz das Codewort sehr lang sein (z.B. in der Größenordnung von 64, 128, 256 oder mehr, wie für militärische Anwendungen vorgesehen). Jedoch muß in kommerziellen Umgebungen die Anzahl der Chips per Codewort begrenzt sein, um die brauchbare Daten-Bandbreite zu maximieren. Da die Größe des Codewort-Überlaufs zunimmt, je stärker die Anzahl der Chips je Codewort reduziert wird, kann da wo die Mehrwegeverzerrung bedeutsam wird, eine sehr kleine Codewort-Chipdichte eine Codewort-Energie-Überlauf/Ableitung über mehrere Codewörter bewirken. Das Problem ist daher, wie soll das Nutz-/Rauschsignalverhältnis des Ausgangs des RAKE-Empfängers durch Benutzen solcher weniger als idealen Codewörter optimiert werden.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das Problem erfolgreich angesprochen durch eine verstärkte RAKE-Empfänger-Architektur, die eine auf Chips beruhende Rückmeldungs-Entzerrer-Struktur (DFE – Decision Feedback Equalizer) enthält, die in den Signalbearbeitungsweg durch den kanalangepaßten Filter und den Codewort-Korrelator eingebaut ist. Dieser Rückmeldungs-Entzerrer dient zur Reduzierung oder Annullieren von zwei Arten der Verzerrung, denen die Chip-Codewörter begrenzter Chiplänge ausgesetzt sind, wenn sie mit dem Mehrwegekanal während der Übertragung zusammengefaltet werden.
Die erste ist das "Kriechen" d.h. das Auslecken von Energie in einem bestimmten Codewort CW_i zu der eines anderen Codeworts CW_i+j. Die zweite Form der Verzerrung ist das "Schmieren" der Energie innerhalb der Chips eines entsprechenden Codeworts.
Ein Rückmeldungs-Entzerrer ist besonders geeignet zum Bekämpfen der Innenraum-Mehrwegeverzerrung in einem WLAN, weil diese Art der Mehrwegeverzerrung vorwiegend bei Minimumphasen auftritt, da die stärksten Signalkomponenten fast immer zuerst ankommen, während die schwächeren Komponenten zuletzt ankommen. Daher tritt der größte Teil der Mehrwegeverzerrung als abklingender "Ende" an der Kanalimpulsreaktion auf. Ferner lassen sich die Rückkopplungs-Abgriffe eines DFE ideal zum Bekämpfen der Minimumphasen-Mehrwegeverzerrung einsetzen, während die Vorwärtskupplungs-Abgriffe die Maximumphasenkomponenten bekämpfen. Daraus ergibt sich, daß ein DFE zum Bekämpfen eines Innenraum-Mehrweges sehr wenig Vorwärtskupplungs-Abgriffe erfordert, wobei die meiste Verarbeitung in den Rückkopplungsabgriffen ausgeführt wird. Da die Implementierung von DFE Vorwärtskopplungsabgriffen am Basisband voll-komplexe Multiplikatoren erfordert, während Rückkopplungsabgriffe nur komplexe Additionen und Subtraktionen brauchen, wenn QPSK-Elemente eingesetzt werden, ist die Implementierungskomplexität keine sehr bedeutsame Angelegenheit.
Zwar bekämpft das Einbetten eines DFE in einen RAKE-Empfänger leicht Innenraum-Mehrwege, jedoch trifft er die Entscheidungen auf einem Chip und benötigt daher relativ hohe SNRs. Die Rückkopplungsabgriffe schließen das lang abfallende Mehrwege-Echo-Ende aus und können mehrfache Codewörter überspannen, so daß Innenraum-Chip-Verschmierungen und Zwischen-Codewort-Überlauf annulliert werden. Der Codewort-Korrelator verbessert den Signal-Rauschabstand durch kohärentes Kombinieren der Weichentscheidungs-Chips des Codeworts. Sollte ein DFE-Chipentscheidungsfehler gemacht werden, ist der Codewort- Korrelator noch immer in der Lage, eine korrekte Entscheidung zu treffen durch kohärentes Kombinieren aller Codewort-Chips.
Für geringere Rauschabstände bewirkt die Fehlerfortpflanzung im Rückmeldungs-Entzerrer, daß Chip-Fehler in Bündeln auftreten. Wenn weiche Chip-Entscheidungen zum Aufbau der Abgriff-Koeffizienten des Entzerrers unrichtig sind, wird die DFE-Abgriffgewichtungs-Chrakteristik sich schnell verschlechtern und die Vielweg-Verzerrungskompensation verhindern. Um geringe SNR zu behandeln, werden alle eingegangenen Codewort-Chips vor dem Treffen einer harten Entscheidung geprüft. Das geschieht durch Generieren einer DFE-basierenden Korrelationserfassungsstatistik für jedes Codewort, das hätte geschickt werden können. Die Erfassungsstatistik für ein potentiell übertragenes Codewort wird generiert durch Durchführen der Rückmeldungs-Entzerrung der Chips des Codeworts unter der Annahme, daß das Codewort tatsächlich übertragen wurde.
Eine DFE-eingebettete Signalbearbeitungs-Architektur zum Annullieren von Zwischencodewort-Interferenzen kann um den Codewort-Korrelator "herumgewickelt" werden. In einer solchen Architektur wird der kanalangepaßte Filter differentiell kombiniert mit einem für einen Nach-Läufer repräsentativen Echo, das durch Abschätzen der Kanalimpulsreaktion erzeugt wurde. Das Ergebnis ist eine "gesäuberte" Kopie des empfangenen Codeworts, die gekoppelt ist mit dem Codewort-Korrelator des RAKE-Empfängers. Der Korrelatorausgang ist gekoppelt mit der Codewort-Entscheidungsbetreiber, der alle Chips in einem eingegangenen Codewort prüft, um zu einer Entscheidung zu kommen, welches Codewort in Wirklichkeit übertragen wurde. Die Codewort-Entscheidung wird benutzt zum Synthetisieren einer Nachahmung des Chip-Inhalts und Phaseninformation des übertragenen Codeworts. Dieses synthetisierte Codewort wird dann gefaltet mit einer Abschätzung der Kanalimpulsbeantwortung, implementiert in einem FIR-Filter zum Erzeugen der Darstellung des Nach- Cursor-Mehrwege-Echos im Signal, das von dem kanalangepaßten Filter empfangen wurde.
Um das Energie-Chip-Schmieren innerhalb der Chips eines entsprechenden Codeworts zu annullieren, wird der Signalbearbeitungszweig durch jeden entsprechenden Codewort-Korrelator so konfiguriert, daß er die Inhalte aller Chips, aus denen jeweils das empfangen Codewort zusammengesetzt ist, mit einem entsprechenden einer Reihe von unterschiedlichen Codewort-zugeordneten DFE-Rückkopplungsabgriffe unterschiedlich kombiniert, die die Nachcursor-Mehrwegeverzerrungsechos repräsentieren, die dieses bestimmte Codewort auf dem Weg seiner Übertragungen über den Mehrwegekanal vom Sender erfahren hat. Die Nachcursor-Mehrwegeverzerrung kann entweder in Strömungsrichtung vor oder hinter dem Codewort-Korrelator entfernt werden.
In der stromaufwärts liegenden Implementierung wird jedes der aufeinanderfolgenden empfangenen Codewort-Chipsätze mit einer Vielzahl von statistischen Zweigen des Codewort-Korrelators gekoppelt, deren jedes einem anderen Codewort zugeordnet ist. Für das nicht-einschränkende Beispiel der Verwendung eines Achtbitfelds gibt es K = 256 Codewort-Kombinationen (bestehend aus 2⁶ = 64 Codewörtern, jedes an eine der 2²=4 möglichen Quadratur-Phasen (0°, 90°, 180°, 270°)) QPSK-codiert. In einem entsprechenden Codewort-Korrelatorzweig ist der empfangene Signalweg unterschiedlich mit dem Ausgang eines FIR-Filter-Rückkopplungs-Abgriffssatzes kombiniert, der die Mehrwegekanalimpuls-Antwort für seinen entsprechenden Codewort-Chipsatz synthetisiert (z.B. bestehend aus acht Chips je Codewort im vorliegenden Beispiel), um so eine Darstellung des Nachcursor-Mehrfachwege-Echos für diesen Codewort-Chipsatz zu erhalten. Durch Subtrahieren des synthetisierten Nachcursor-Mehrfachwege-Echos vom erhaltenen Codewort ist der Eingang zu einem assoziierten Zweig-Codewort-Korrelator effektiv eine "gereinigte" Version des empfangenen Codewort-Chipsatzes, von dem das Mehrwegebasierte Chip-Schmieren entfernt wurde. Der Ausgang jedes Codewort-Korrelators ist an einen Spitzendetektor gekoppelt, der den größten Ausgang als das übertragene Codewort auswählt.
Ein rechnungsmäßig stärker wirksames Schema zum Synthetisieren der Mehrwegekanal-Impulsereaktion kann realisiert werden durch Subtrahieren der entsprechenden FIR-Rückkopplungsfilter-Abgriffsstufen vom empfangenen Signal her stromabwärts von jedem Codewort-Korrelator. Zur Verringerung der Komlpexität kann der Codewort-Korrelator als eine schnelle Walsh-(Hadamard)-Struktur implementiert werden. Da die unterschiedlichen Kombinationen des Verarbeitungswegs für das empfangene Signal und die Rückkopplungsabgriffe eine Nach-Korrelationsoperation ist, gibt es keine Notwendigkeit, die Rückkopplungsabgriffe jeweils neu zu regenerieren, wenn ein neu empfangenes Codewort in den Korrelator eingetaktet wird. Das reduziert die Implementierungs-Komplexität durch Zulassen der Funktionalität des synthetisierten Abgriffswegs zum Speichern in eine Nachschlagetabelle.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt das Leistungsverzögerungsprofil, das der Mehrwege-Verzerrung eines Innenraum-WLAN-Systems zugeordnet ist;
2 illustriert als Diagramm ein Beispiel für eine reduzierte Komplexität eines Innenraum-WLAN-Systems mit einer Vielzahl von Reflektoren zwischen einem Sendeort und einem Empfangsort;
3 zeigt als Diagramm einen herkömmlichen RAKE-Empfänger;
4 zeigt den RAKE-Empfänger aus 3, in dem die Reihenfolge der vom kanalangepaßten Filter (kohärenter Mehrwege-Kombinierer) und Codewort-Korrelator durchgeführten Operationen umgekehrt ist;
5 zeigt einen Teil einer Sequenz von Codeworten beschränkter Chip-Länge, die über einen Mehrwege-WLAN-Kanal übertragen werden;
6 zeigt ein Diagramm eines RAKE-Empfängers, der einen Rückmeldungs-Entzerrer im Signalbearbeitungsweg durch den kohärenten Mehrwegekombiniererfilter und den Codewort-Korrelator eingebettet hat;
7 zeigt ein Diagramm eines Rückmeldungs-Entzerrers;
8 zeigt den RAKE-Empfänger in 6, enthaltend die Rückmeldungs-Entzerrer der 7;
9 zeigt eine Mehrwege-Impuls-Antwort-Kennlinie;
10 zeigt ein Diagramm einer DFE-eingebetteten Signalbearbeitungs-Architektur zum Annullieren von Mehrwege-basierten Intercodewort-Interferenzen (ISI);
11 zeigt ein Diagramm eines herkömmlichen Codewort-Korrelators für einen RAKE-Empfänger;
12 zeigt ein Diagramm einer Signalbearbeitungs-Architektur zum Entfernen von Nachcursor-Vielweg-Verzerrungen in Stromrichtung vor einem Codewortkorrelator; und
13 zeigt ein Diagramm einer Signalbearbeitungs-Architektur zum Entfernen einer Nach-Cursor-Mehrwege-Verzerrung, in Stromrichtung hinter dem Codewort-Korrelator.
14 zeigt ein Diagramm einer allgemeineren Ausführungsform der Signalbearbeitungs-Architektur der 13.
Detaillierte Beschreibung
Vor der detaillierten Beschreibung der neuen und verbesserten eingebetteten DFE RAKE-Empfänger-Architektur der Erfindung muß beachtet werden, daß die Empfänger-Architektur der Erfindung in erster Linie in den modularen Anordnungen herkömmlicher digitaler Kommunikationsschaltkreise und zugeordneter digitaler Signalbearbeitungskomponenten und deren begleitenden überwachenden Steuerschaltung beruht, die den Betrieb dieser Schaltungen und Komponenten steuert. Ebenfalls muß verstanden werden, daß die Erfindung auf jedes codewort-modulierte Pseudozufalls-Streuspektrum-Signal (DSSS – Direct Sequence Spread Spectrum), einschließlich komplementärer Codes angewandt werden kann. In einer praktischen Implementierung, die ihren Einbau auf existierende Leiterplatten mit gedruckten Schaltungen drahtloser Telekommunikationsgeräte ermöglicht, kann die Erfindung leicht als frei programmierbare logische Anordnung FPLA (FPGA – Field Programmable Gate Array) oder als Chipsätze applikationsspezifischer integrierter Schaltung (ASIC – Application Specific Integrated Circuit) implementiert werden.
Daher wurde die Konfiguration solcher Anordnungen aus Schaltungen und Komponenten sowie die Art und Weise, wie sie mit anderen Telekommunikationsgeräten schnittstellenverbunden sind, meistens in den Zeichnungen durch leichtverständliche Blockschaltbilder illustriert, die nur solche Einzelheiten zeigen, die zur vorliegenden Erfindung gehören, damit die Offenbarung nicht durch Details überdeckt wird, die dem Fachmann ohne weiteres klar werden, der die hier vorliegende Beschreibung liest. Somit sind die Blockschaltbild-Illustrationen in erster Linie dazu vorgesehen, die Hauptkomponenten der Erfindung als eine geeignete Funktionsgruppierung zu zeigen, wonach die vorliegende Erfindung leichter verständlich wird.
Um die vom DFE-verstärkten RAKE-Empfänger der Erfindung vorgesehene Verbesserung leichter zu verstehen, sollte man zunächst die Verzerrungseffekte der Pseudozufall-Streuspektrum-Codewörter begrenzter Chiplängen untersuchen, denen die vorliegende Erfindung entgegenwirkt.
5 zeigt einen Teil einer Folge von Pseudozufall-Streuspektrum-Codewörtern (CWs) ..., 50-1, 50-2, 50-3, ..., die über einen Mehrwege-WLAN-Kanal übertragen werden. Bei der Übertragung verfalten sich die Chips mit dem Kanal und erzeugen zwei Arten von Verzerrung: Überlauf zwischen den Codewörtern und Intra-Codewort-Chipverschmierung. Der erste Effekt, der bei 51 gezeigt wird, ist die "Überlauf"-Energie in einem entsprechenden Codewort CW_i mit der eines anderen Codeworts CW_i+j. Die zweite Form der Verzerrung ist ein "Verschmieren" der Energie innerhalb der Chips eines entsprechenden Codeworts.
Eine Lösung für dieses Problem, das in 6 gezeigt wird, ist das Umändern des RAKE-Empfängers durch Einbau eines Rückmeldungs-Entzerrers auf Chip-Basis (DEF) 36 im Signalbearbeitungsweg zwischen dem kohärenten Mehrwege-Kombinierer (kanal-angepaßter Filter) 33 und dem Codewort-Korrelator 31. Die Grundkonfiguration eines Rückmeldungs-Entzerrers wird in 7 gezeigt, der eine als Mehrwege-Abgriffs-Verzögerungsleitung konfigurierte, Nicht-Rekursivsystem-Struktur (FIR – finite impulse response) enthält, die eine Vielzahl von vorwärts gekoppelten Abgriffen 71 umfaßt, wobei der Signalübermittlungsweg, durch den sie an einen ersten Eingang 72 eines Differential-Kombinierers 73 gekoppelt ist, einen zweiten Eingang 74 aufweist, der so gekoppelt ist, daß er den Ausgang einer Reihe von Rückkopplungsabgriffen 75 aufnimmt. Der Ausgang des Differential-Kombinierers 73 ist gekoppelt an eine Entscheidungseinheit 76, deren Ausgang mit den Rückkopplungsabgriffen 75 gekoppelt ist. 8 illustriert den RAKE-Empfänger in 6 mit der eingebauten Rückmeldungs-Entzerrerstruktur der 7. Diese Signalbearbeitungs-Architektur wirkt durch DFE-Entzerren der Chips, bevor weiche entzerrte Chip-Pegel an den Codewort-Korrelator 31 geschickt werden. Zur wirksamen Signalbearbeitung können der kanalangepaßte Filter 33 und der vorwärtsgekoppelte Abgriffsabschnitt 71 des vorderen Endes des DFE in eine zusammengesetzte Struktur als "aufgehellter" angepaßter Filter implementiert werden, wie unter 77 gestrichelt dargestellt ist.
Es gibt zwei Hauptgründe, warum ein Rückmeldungs-Entzerrer besonders geeignet zum Bekämpfen des Innenraum-Mehrwegs ist. Erstens, ist die Mehrwegeverzerrung hauptsächlich minimal phasenverschoben, da die stärksten Signalkomponenten zuerst ankommen, während die schwächeren Komponenten zuletzt ankommen. Wie bereits unter Bezugnahme auf die exponentielle Leistungsabnahme-Charakteristik in 1 beschrieben, tendieren die später ankommenden (Mehrwege)-Komponenten dazu, relativ schwach zu sein, so daß das meiste der Mehrwege-Verzerrung als abfallendes "Ende" auf der Kanalimpulsantwort erscheint.
Zweitens dienen die Rückkopplungsabgriffe eines DFE auf ideale Weise zum Bekämpfen der Minimumphasen-Mehrwege-Komponenten, während die vorwärtsgekoppelten Abgriffe Maximumphasen-Komponenten bekämpfen. Daher benötigt ein DFE zum Bekämpfen der Innenraum-Mehrwege nur ein paar vorwärtsgekoppelte Abgriffe, wobei das meiste der Bearbeitung in den Rückkopplungs-Abgriffen ausgeführt wird. Da die Implementierung der vorwärtsgekoppelten Abgriffe des DFE am Basisband die Anwendung voll-komplexer Multiplikatoren erfordert, während die Rückkopplungsabgriffe nur komplexe Additionen und Subtraktionen durchführen müssen, wenn QPSK-Elemente verwendet werden, benutzt die praktische Anwendung vorzugsweise eine Implementierung, die hauptsächlich Rückkopplungs-Abgriffe verwendet.
9 zeigt eine Mehrwege-Impuls-Antwortcharakteristik 90 für die breiteste Impulsantwortkomponente. Üblicherweise ist die Entscheidungseinheit eines DFE auf die Spitze 91 der Impulsantwort konzentriert, die eine Einzelkomponente mit dem größten Signal/Rausch-Verhältnis ist. Die Rückkopplungs-Abgriffe subtrahieren das "Ende" 92 hinter der Spitze 91, während die Vorwärtskopplungs-Abgriffe die Vorderende-Impulskomponenten 93 annullieren, die der Spitze vorausgehen.
Mit anderen Worten, in einem herkömmlichen DFE umfaßt das Löschen der (Zwischensymbol-) Interferenzen das zwangsweise Abdämpfen der Leistung außerhalb der Spitze des Impulses auf Null. Soweit nur Rückkopplungs-Abgriffe benutzt werden, gibt es keine Rauschverstärkung während der Entzerrung, und keine komplexe Multiplikatoren werden benötigt, wie oben gesagt ist. Wie man am besten in 1 ersieht, ist das nahezu der Fall bei einem Innenraum-Drahtloskanal.
Zwar ist jetzt der Einbau eines Rückmeldungs-Entzerrers in einen RAKE-Empfänger ein besonders nützlicher Mechanismus zum Bekämpfen des Innenraum-Mehrweges, jedoch entstehen dadurch Entscheidungen auf einem Chip, so daß verhältnismäßig hohe SNRs (z.B. bei oder über 10 dB) für eine erfolgreiche Operation gefordert sind. Die DFE Rückkopplungsabgriffe 75 annullieren das lang abfallende Mehrwege-Ende 92 und können Mehrfach-Codewörter überspannen, und löschen damit Zwischen-Chip-Schmieren und Zwischen-Codewort-Überlauf wie oben erwähnt. Der Codewort-Korrelator 31 sieht eine SNR-Verstärkung durch kohärentes Kombinieren der weichen Entscheidungs-Chips des Codeworts vor. Sogar wenn ein DFE-Chipentscheidungsfehler gemacht wird, ist der Codewort-Korrelator immer noch in der Lage, durch kohärentes Kombinieren aller Codewort-Chips eine richtige Entscheidung zu treffen.
Für niedere Signal/Rausch-Verhältnisse bewirkt jedoch die Fehlerfortpflanzung in dem Rückmeldungs-Entzerrer, daß Chipfehler in Bündeln auftreten. Wenn Weich-Chip-Entscheidungen zum Setzen der Abgriff-Koeffizienten des Entzerrers unkorrekt sind, wird die gesamte DFE-Abgriffbewertende Charakteristik bald falsch und verhindert damit eine Mehrwege-Verzerrungskompensation. Wenn nämlich die Rauschpegel ansteigen, bricht die Codewort-Entscheidung im allgemeinen kurz nach dem Zusammenbruch der Chip-Entscheidung zusammen.
Um dieses Gering-SNR-Problem zu lösen, werden alle empfangenen Codewort-Chips untersucht, bevor eine harte Entscheidung getroffen wird. Das geschieht durch Generieren einer auf DFE beruhenden Erfassungs-Statistik für jedes Codewort (anstatt für jeden Chip), das gesendet werden konnte. Die Erfassungs-Statistik für ein gegebenes potentiell übertragenes ("Versuchs")-Codewort wird generiert durch Durchführen der Rückmeldungsentzerrung der Codewort-Chips, unter der vorläufigen Annahme, daß das Codewort von Interesse wirklich übermittelt wurde.
Wie oben gezeigt, verfalten sich die Chips mit dem Kanal und erzeugen zwei Arten von Verzerrung: Interferenz zwischen den Codewörtern, d.i. "Überlauf" (und zwar Intersymbolstörung (ISI – Intersymbol Interference) zwischen den Codewörtern, und Intra-Codewort-Chip-Interferenz (ICI) oder Verschmierung der Energie im Inneren der Chips eines entsprechenden Codeworts CWi. Der Grad der ISI hängt ab von der Anzahl der Chips per Codewort und dem Ausmaß der Mehrwege-Verzerrung. Für DSSS-Mechanismen, wie sie in militärischen Anwendungen verwendet werden, wobei die Anzahl der Chips je Codewort typisch lang ist (z.B. in der Größenordnung 64, 128, 256 oder mehr), ist der Codewort-Überlauf verhältnismäßig unbedeutend. Jedoch ist, wie oben gezeigt, in kommerziellen Umgebungen die Anzahl der Chips per Codewort stark eingeschränkt (z.B. nur acht per Codewort), um die Datenbandbreitenverfügbarkeit zu maximieren. Da das Ausmaß des Codewort-Überlaufs mit der Verringerung der Chip-Anzahl per Codewort zunimmt, wenn Mehrwege signifikant sind, kann eine sehr kleine Codewort-Chip-Dichte zu einem Überlauf von nicht nur unmittelbar aufeinanderfolgenden Codewörtergrenzen, sondern sogar über mehrere Codewörter führen.
Eine DFE-eingebettete Signalbearbeitungs-Architektur zum Beheben einer solchen Intercodeword-Interferenz (ISI) ist als Diagramm in 10 als um den Codewort-Korrelator "herumgewickelt" illustriert. Zu diesem Zweck ist der Ausgang des kanalangepaßten Filters 33 an einen ersten Eingang 101 eines Differential-Kombinierers 102 gekoppelt, der einen zweiten Eingang 103 zum Empfangen eines nach-cursor-repräsentativen Echos angekoppelt hat, das durch Abschätzen der Kanalimpulsantwort erzeugt wird. Der Ausgang 104 des Differential-Kombinierers 102, der eine "gereinigte" Kopie des empfangenen Codeworts repräsentiert, ist an den Codewort-Korrelator 31 gekoppelt, dessen Ausgang an einem Codewort-Entscheidungsoperator 105 liegt. Der Codewort-Entscheidungsoperator 105 untersucht alle M Chips in einem empfangenen Codewort, anstatt einen individuellen Chip, um die Entscheidung darüber zu treffen, welches Codewort tatsächlich übertragen wurde.
Unter Vorgabe dieser durch den Betreiber abgeleiteten Codewort-Entscheidung 105 wird eine Wiederholung des Chip-Inhalts und der Phaseninformation des entschiedenen ursprünglich übertragenen Codeworts dann in einem Synthesizer 106 des zu übertragenden Codeworts synthetisiert. Dieses synthetisierte Codewort wird dann zusammengefaltet mit einem Schätzwert der Kanalimpulsantwort in einem FIR-Filter 107 zum Erzeugen einer Repräsentation des Nach-Cursor-Mehrwertechos implementiert, im Signal, das vom kanalangepaßten Filter 33 empfangen wird. Durch Anlegen dieses Nach-Cursor-Echos an den Differentialkombinierer 102 wird der gesamte ISI-Beitrag im Ausgang des kanalangepaßten Filters 33 aus dem Eingang zum Codeword-Prozessor 31 effektiv annulliert. Hier muß bemerkt werden, daß der Schätzwert der Kanalimpuls-Antwort, implementiert im FIR-Filter 107, nicht (Codewort-) längenbegrenzt ist; sein Ausgang deckt das gesamte Nach-Cursor-Mehrwege-Echo im Signal, das vom kanal-angepaßten Filter 33 empfangen wird, ob es eine Codewort-Grenze oder eine Vielzahl von Codewort-Grenzen überschreitet. Auch kann zum wirksamen Signalbearbeiten der kanal-angepaßte Filter und der vorwärtsgekoppelte Abgriffsabschnitt des DFE als ein "geweißter" angepaßter Filter implementiert sein, wie vorstehend beschrieben.
Eine DFE-eingebettete Signalbearbeitungs-Architektur zum Annullieren der Intra-Codewort-Chip-Verschmierung von Energie innerhalb der Chips eines entsprechenden Codeworts CWi wird nachstehend unter Bezugnahme auf die 11-13 beschrieben. Wie in 11 gezeigt wird, hat ein herkömmlicher Codewort-Korrelator 31 für einen RAKE-Empfänger eine Vielzahl individueller Codewort-Korrelatoren 31-1 – 31-N, von denen jeder einen entsprechend unterschiedlichen Codewort-Chip-Satz erfaßt. Das vorliegende Beispiel eines Acht-Bit-Felds definiert 256 Codewort-Kombinationen (bestehend aus 2⁶=64 Codewörtern, davon jede auf einer der 2²=4 möglichen Quadratur-Phasen (0°, 90°, 180°, 270°)). Da jedes Codewort des vorliegenden Beispiels aus acht Chips besteht, gibt es insgesamt 4⁸=64K mögliche Chip-Kombinationen, aus denen die 64 Codewort-Chip-Kombinationen ausgewählt werden können.
Durch Anwenden eines Satzes früherer Voraussetzungen, die auf Attributen der Kommunikationsanwendung (Innenraum-WLAN) und zum Ermöglichen einer reduzierten Komplexitäts-Implementierung des Korrelators kann die anfänglichen große Zahl möglicher Chip-Kombinationen nur auf denjenigen Codewörter empirisch reduziert werden, die eine vorgeschriebene Chipsatz-Struktur haben, wie z.B. eine Walsh- oder Hadamard-Struktur, wie vorstehend beschrieben. Auch wenn solche Auswahlkriterien erfüllt sind, haben von einem praktischen Standpunkt aus nicht alle Codewörter des ausgewählten Satzes ideale Eigenschaften (insbesondere die bevorzugten Selbstkorrelations- und Kreuzkorrelations-Eigenschaften, die oben beschrieben werden), so daß sogar ohne Mehrwege-basierte Chipverschmierung die Korrelatorausgänge keine idealen Impuls/Null-Charakteristiken aufweisen. Infolge einer Mehrwege-Verzerrung dieser weniger als idealen Chip-Sätze und das daraus folgende sehr kleine Signal/Rauschverhältnis für jeden Chip, kann somit erwartet werden, daß ohne irgendeine Form von Chip-Verzerrungskompensation die Ausgänge von mehr als einem Codewort-Korrelator im wesentlichen ununterscheidbar sein werden.
Um diesem Chip-Verschmierungsproblem entgegenzuwirken und die Erfassungs-Statistik der Codewort-Korrelation zu verbessern, wird der Signalbearbeitungszweig durch jeden entsprechenden Codewortkorrelator der Erfindung konfiguriert, um die Inhalte aller Chips unterschiedlich zu kombinieren, die jedes empfangene Codewort mit einem entsprechenden unterschiedlicher Sätze Codewort-zugeordneter DFE Rückkopplungsabgriffe zusammensetzen, die die Nach-Cursor Mehrwege-Verzerrungsechos repräsentieren, auf die dieses besondere Codewort im Lauf seiner Übertragung über den Mehrwege-Kanal vom Sender her stößt. Zusammen Bearbeiten der Chips jedes empfangenen Codeworts dient zum Vergrößern des SNR des empfangenen Signals um 6 dB, und ermöglicht die Verbesserung der statistischen Erfassungsgenauigkeit jedes Codewort-Korrelatorzweigs. Entsprechende Ausführungsformen zum Durchführen der Subtraktion oder Entfernen der Nach-Cursor-Mehrwegeverzerrung vom Korrelatorausgang stromaufwärts und stromabwärts des Codewort-Korrelators werden als Diagramm in 12 und 13 gezeigt.
In der stromaufwärts gelegenen Implementierung der 12 wird ein ankommender Signalpfad 1201 für die hintereinander empfangenen Codewort-Chipsätze (plus Wärmerauschen) als an eine Vielzahl K statistischer Codewort-Korrelator-Zweige 1203-1,..., 1203-K gekoppelt gezeigt, deren jeder einem entsprechend anderen von K Codewort-Kombinationen zugeordnet ist. Wie oben beschrieben, gibt es im vorliegenden Beispiel der Anwendung eines Acht-Bit-Felds K=256 Codewort-Kombinationen (bestehend aus 2⁶=64 Codewörtern, jedes an einer der 2²=4 möglichen Quadratur-Phasen (0°, 90°, 180°, 270°)).
Jeder Codewort-Korrelatorzweig beinhaltet einen Differentialkombinierer 1210 an einem ersten (+) Eingang 1211, an den der eingehende Signalpfad gekoppelt ist, und einen zweiten (–) Eingang 1212, der an den Ausgang eines entsprechenden FIR-Filter-Rückkoplungsabgriffsatzes 1220 gekoppelt ist. Da jeder eingehende Codewort-Chipsatz in den Codewort-Korrelator geschoben wird, dient jeder entsprechende FIR-Filter-Rückkopplungsabgriffsatz 1220 zum Synthetisieren der Mehrwegekanalimpulsantwort für seinen entsprechenden Codewort- Chipsatz (z.B. bestehend aus acht Chips je Codewort im vorliegenden Beispiel) zum Erzeugen einer Darstellung des Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für diesen Codewort-Chipsatz.
Die Gewichtungskoeffizienten jedes Codewort-Rückkopplungs-Abgriffssatzes 1220 können während eines Übungsintervalls erstellt werden, wie vorsehend beschrieben. Durch Subtrahieren dieses synthetisierten Nach-Cursor-Mehrwege-Echo vom empfangenen Codewort ist der Eingang zu einem zugeordneten Zweig-Codewort-Korrelator 1230, der an den Ausgang 1223 des Differential-Kombinierers 1220 gekoppelt ist, effektiv eine "Reinigungs"-Version des empfangenen Codewort-Chipsatzes, von dem das Mehrwege-basierte Chip-Verschmieren entfernt wurde. Wie oben beschrieben, ist der Ausgang jedes Codewort-Korrelators 1230 der Korrelator-Statistikzweige 1203-1, ..., 1203-K an einen Spitzendetektor 1235 gekoppelt, der den größten Ausgang als das übertragene Codewort auswählt.
Anstatt den Codewort-Korrelator von K Zweigen, deren jeder einem entsprechenden Chipsatz sowie seiner Quadratur-Phasen-Komponente zugeordnet ist, kann die Codewort-Korrelator-Architektur der 12 aus N (64 im vorliegenden Beispiel) Zweigen zusammengesetzt sein, wobei der Spitzendetektor 1235 so konfiguriert ist, daß er einen Zweistufen-Auswahlprozeß führt – wobei der erste die in größter Größenordnung quadrierte Realkomponente zum Identifizieren des Codeworts, und der zweite der Komplexwert zum Identifizieren der Vierphasenrotation des Codeworts ist.
In der Codewort-Korrelator-Implementierung gemäß 12, in der ein Differentialkombinierer am stromaufwärtsliegenden Ende jedes Korrelationszweigs gesetzt ist, ist es nicht erforderlich, wiederholt einen entsprechenden FIR-Filter-Rückkopplungs-Abgriffssatz zu generieren, da jeder eingegangene Codewort-Chipsatz bearbeitet wird. Ein stärker Computer-wirksames Schema zum Synthetisieren der Mehrwegekanal-Impulsantwort kann realisiert werden durch differentielles Kombinieren der Inhalte des empfangenen Signalwegs mit den entsprechenden FIR-Rückkopplungsfilter-Abgriffsstufen stromabwärts von jedem Codewort-Korrelator, wie in 13 gezeigt wird.
In der stromabwärtsliegenden Implementierung, gezeigt in 13, wird der Differentialkombinierer 1310 eines entsprechenden statistischen Zweigs 1300 am stromabwärts liegenden Ende jedes Codewort-Korrelators 1320 am Empfangsweg angeordnet, an welchen der Empfangssignalweg 1301 gekoppelt ist, sowie eine synthetisierte Abgriffsweg-Codewort-Korrelation 1330, mit dem der Ausgang eines entsprechenden FIR-Filter-Rückkopplungsabgriffsatzes 1340 gekoppelt ist.
Wie in der Ausführungsform der 12, enthält die Korrelator-Architektur eine Vielzahl K von Codewort-Korrelator statistischen Zweigen 1300-1, ..., 1300-K, die entsprechend unterschiedlichen der K Codewort-Kombinationen zugeordnet sind. Innerhalb jedes Codewort-Korrelator-Zweigs ist der Codewort-Korrelator 1320 für den eingehenden Signalweg 1301 vorzugsweise als schnelle Walsh-(Hadamard)-Struktur implementiert, die einen Satz von N Ausgängen 1321-1, ..., 1321-N aufweist, die entsprechend der Vielzahl von N Codewörtern zugeordnet sind. Der synthetisierte Zugriffsweg-Codewort-Korrelator 1330 ist mit dem Ausgang eines entsprechenden FIR-Filter-Rückkopplungs-Abgriffssatzes 1340 gekoppelt, der, wie in der Ausführungsform der 12, zum Synthetisieren der Mehrwege-Kanal-Impulsantwort für den Chipsatz seines entsprechenden Codeworts wirksam ist, um eine Repräsentation des Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für diesen Codewort-Chipsatz zu erzeugen.
In der vorliegenden Ausführungsform jedoch, weil das Differentialkombinieren des Bearbeitungswegs für das empfangene Signal und die Rückkopplungsabgriffe eine Nach-Korrelationsoperation ist, gibt es keine Notwendigkeit zum Regenerieren der Rückkopplungsabgriffe, da jeder neu empfangene Codewort-Chipsatz in den Korrelator getaktet wird. Das ermöglicht, daß die Funktionalität des synthetisierten Abgriffswegs in einer Nachschlag-Tabelle gespeichert wird, deren Gewichtungskoeffizienten während der Codewort-Übungssequenz definiert werden, wie oben beschrieben ist.
Zum Subtrahieren des synthetisierten Nach-Cursor-Vielweg-Echos von dem empfangenen Codewort, werden die N Ausgänge 1321-1, ..., 1321-N des empfangenen Signalweg-Codewort-Korrelators 1320 durch eine Erweiterungseinheit 1350 auf eine Vielzahl von K Korrelator-Ausgangszeilen 1351-1, ..., 1351-K erweitert, die den 256 Codewort-Kombinationen (64 Codewörter, jedes von ihnen in 4 möglichen Quadratur-Phasen (0°, 90°, 180°, 270°)) entsprechend zugeordnet sind. Die Erweiterungseinheit 1350 prüft den komplexen Wert jedes der N Ausgänge 1321-1,... 1321-N des empfangenen Signalweg-Codewort-Korrelators 1320 zum Identifizieren der Vierphasen-Rotation (+1, +j, –1, -j) der entsprechenden Codewörter.
Wie durch einen entsprechenden Satz von vier Erweiterungsleitungen 1351-1 – 1351-4 gezeigt wird, werden die Vierphasen-Rotationsausgänge (+1, +j, –1, -j) eines entsprechenden Codeworts an erste (+) Eingänge 1361 eines Satzes von Differentialkombinierern 1360-1 – 1360-4 gekoppelt. Diese Differentialkombinierer haben zweite Eingänge 1362, die so gekoppelt sind, daß sie komplexe Korrelationswerte für den synthetisierten Abgriffsweg empfangen, die in einem Nachschlagtabellenspeicher gespeichert werden. Wie oben beschrieben, macht das das Regenerieren der Rückkopplungsabgriffe überflüssig, wenn die einzelnen neu empfangenen Codewort-Chipsätze in den Korrelator eingetaktet werden. Die Ausgänge 1363 der Differentialkombinierer 1360-1 – 1360-K sind an einen Spitzendetektor 1380 gekoppelt, der den größten realen Ausgang als das wahre übertragene Codewort auswählt.
Wie man aus der obigen Beschreibung erkennt, kann die Leistung eines herkömmlichen RAKE-Empfängers, der für Innenräume WLAN-Mehrwege-Anwendungen für Pseudozufalls-Streuspektrumsignale mit relativ kurzen Codewort-Längen wesentlich verstärkt werden durch Einbetten einer Rückmeldungs-Entzerrerstruktur in den Signalbearbeitungsweg durch den kanalangepaßten Filter- und Codewort-Korrelator des Empfängers. Der Rückmeldungsentzerrer dient zum Annullieren sowohl der Innenraum-Codewortstörungen d.i. "Überlauf", zwischen den Codewörtern, als auch Intra-Codewort-Chipstörungen (ICI) d.i. Verschmieren der Energie innerhalb der Chips eines entsprechenden Codeworts.
14 ist eine stärker verallgemeinerte Ausführungsform der stromabwärts liegenden Implementierung der 13. Ein ankommender Signalweg 1401, ähnlich dem Empfangssignalweg 1301, wird an einen Empfangsweg-Codewortkorrelator 1420 gekoppelt. Der Codewortkorrelator 1420 korreliert das empfangene Signal mit jedem von N möglichen Codewörtern, auf ähnliche Weise wie der Codewort-Korrelator 1320, und sieht N Ausgänge vor, gezeigt unter 1421-1 bis 1421-N. Hier wird jedoch bemerkt, daß der Codewort-Korrelator 1420 nicht als eine Schnell-Walsh-(Hadamard)-Struktur implementiert werden muß, sondern statt dessen auch als jede beliebige, gewünschte Struktur in Abhängigkeit von der/den bestimmten Wellenform/en implementiert sein kann, die für Kommunikationen eingesetzt wird. Auch kann N jede positive Ganzzahl sein, wie z.B. 64, 256, usw. Die N Ausgänge des Codewort-Korrelators 1420 sind jeweils versehen mit einem positiven d.i. nichtinvertierenden Eingang einem entsprechenden von N Differentialkombinierern 1460-1 bis 1460-N, die eine ähnliche Funktion für die Differential-Kombinierer 1360-1 bis 1360-N haben.
N Codewort-Chipsätze, gezeigt als CW-1 bis CW-N, sind jeweils für einen entsprechenden der N FIR-(finite impulse response)-Filter-Rückkopplungs-Abgriffsätze 1440-1 bis 1440-N vorgesehen, die auf ähnliche Weise konfiguriert sind, wie die – Filter-Rückkopplungs-Abgriffsätze 1340-1 bis 1340-N. Jeder der FIR-Filter-Rückkopplungsabgriffssätze 1440 arbeitet zum Synthetisieren der Mehrwege-Kanalimpulsantwort für seinen entsprechenden Codewort-Chipsatz zum Erzeugen einer Repräsentation des Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für diesen Codewort-Chipsatz. Wie oben gesagt, weil die differentielle Kombinierung des Bearbeitungswegs für die empfangenen Signal- und Rückkopplungsabgriffe eine Nach-Korrelationsoperation ist, ist es nicht erforderlich, die Rückkopplungsabgriffe erneut zu regenerieren, wenn jeweils ein neu empfangener Codewort-Chipsatz in den Korrelator eingetaktet wird. Wie gezeigt, ist die Funktionalität des synthetisierten Abgriffswegs in einer programmierbaren Nachschlagtabelle (LUT – Lock-up Table) 1403 gespeichert, die Gewichtungskoeffizienten speichert, die während einer Codeword-Ausbildungssequenz, wie oben beschrieben, definiert wurden. Somit kann der LUT 1403 neu programmiert werden, daß er nach periodischen Ausbildungssequenzen die zeitliche Genauigkeit beibehält.
Die Ausgänge der FIR-Filterrückkopplungs-Abgriffsätze 1440-1 bis 1440-N sind jeweils mit einem entsprechenden von N synthetisierten Abgriffsweg-Codewort-Korrelatoren 1430-1 bis 14340-N versehen. Jeder Codewort-Korrelator 1430 vergleicht den Ausgang eines entsprechenden FIR-Filter-Abgriffssatzes 1440 mit einem entsprechenden Codewort und erzeugt ein Abschätzungsfehlersignal für das entsprechende Codewort. Die abgeschätzten Codewortfehlersignale für jedes Codewort CW-1 bis CW-N sind versehen mit einem negativen, d.i. invertierenden Eingang eines entsprechenden der Differentialkombinie-rer 1360. Die Ausgänge der Differential-Kombinierer 1460-1 bis 1460-N sind mit einem Spitzendetektor 1480 gekoppelt, der den größten realen Ausgang als das wahre übermittelte Codewort auf ähnliche Weise auswählt, wie der Spitzendetektor 1380.
Wir haben vorstehend verschiedene erfindungsgemäße Ausführungsformen gezeigt und beschrieben, es muß jedoch darauf hingewiesen werden, daß sich die Erfindung nicht darauf beschränkt, sondern zahlreiche dem Fachmann bekannte Änderungen und Modifikationen möglich sind, und wir wollen uns daher nicht auf die hier gezeigten und beschriebenen Einzelheiten beschränken, sondern betrachten alle diese dem Fachmann ohne weiteres bekannten Änderungen und Modifika tionen als in die folgenden Patentansprüche mit eingeschlossen.
Zusammenfassung
Die Leistung eines RAKE-Empfängers für Mehrkanal-WLAN-Anwendungen im Innenbereich mit Signalen eines pseudozufälligen Streuspektrum-Systems unter Verwendung von relativ kurzen Codewortlängen wird dadurch verbessert, dass eine Rückmeldungs-Entzerrer-Struktur in den Signalbearbeitungsweg durch den kanalangepassten Filter und den Codewort-Korrelator eingebaut ist. Dieser Rückmeldungs-Entzerrer dient der Reduzierung oder Annullierung von zwei Arten der Verzerrung, denen die Chip-Codewörter begrenzter Chiplänge ausgesetzt sind, und zwar der Intersymbolstörung ISI und der Intra-Codewort-Chip-Interferenz ICI.
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Claims

Eine Signalbearbeitungs-Architektur für einen Pseudozufalls-Streuspektrum-Empfänger in einer Vielweg-Umgebung, enthaltend: Eine Vielzahl von Differential-Kombinierern, jeweils mit einem ersten Eingang, der ein Eingangssignal von Codewörtern empfängt, und einem zweiten Eingang, und deren jeder einem einer entsprechenden Vielzahl vorgegebener Codewörter entspricht; eine Vielzahl von Nichtrekursivsystem-Filtern, deren jeder einem der Vielzahl vorgegebener Codewörter entspricht und einen Ausgang aufweist, der an den zweiten Eingang eines entsprechenden der Vielzahl der Differentialkombinierer gekoppelt ist, und jeder so arbeitet, daß er eine Vielerg Vielwegkanal-Impulsantwort für einen Chipsatz eines entsprechenden Codeworts synthetisiert, um eine Darstellung eines Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für das entsprechende Codewort vorzusehen; eine Vielzahl von Codewort-Korrelatoren, die jeweils an einen Ausgang eines entsprechenden einer Vielzahl von Differentialkombinierern gekoppelt sind, zum Erfassen eines entsprechenden Chipsatzes eines entsprechenden einer Vielzahl von Codewörtern; und einen Spitzendetektors, der an den Ausgang jedes der Vielzahl der Codewort-Korrelatoren gekoppelt ist.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 2, in der jeder der Nichtrekursivsystem-Filter einen entsprechenden Filterrückkopplungs-Abgriffsatz aufweist.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 3, in der jeder der Vielzahl von Filterrückkopplungs-Abgriffssätzen Gewichtungskoeffizienten beinhaltet, die während einer Übungsperiode erstellt werden.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 4 ferner enthaltend eine Nachschlagtabelle, gekoppelt jeweils an jeden Filterrückkopplungs-Abgriffsatz, die die Gewichtungskoeffizienten speichert.
Eine Signalbearbeitungs-Architektur für einen Pseudozufalls-Streuspektrum-Empfänger in einer Vielweg-Umgebung, enthaltend: einen ersten Codewort-Korrelator, der ein empfangenes Signal mit jedem einer Vielzahl vorgegebener Codewörter korreliert, und das eine entsprechende Vielzahl korrelierter Signale ausgibt; eine Vielzahl von Nichtrekursivsystem-Filtern, deren jeder einem der Vielzahl vorgegebener Codewörter entspricht und jeder so arbeitet, daß er eine Vielwegkanal-Impulsantwort für einen Chipsatz eines entsprechenden Codeworts synthetisiert, um eine Darstellung eines Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für das entsprechende Codewort vorzusehen; eine Vielzahl von zweiten Codewort-Korrelatoren, die jeweils an einen Ausgang eines entsprechenden einer Vielzahl von Nichtrekursivsystem-Filtern gekoppelt ist, und jeder ein entsprechendes einer Vielzahl von Schätzfehlersignalen für ein entsprechendes der Vielzahl von Codewörtern vorsieht; eine Vielzahl von Differential-Kombinierern, jeweils mit einem ersten Eingang, der ein entsprechendes einer Vielzahl von korrelierten Signalen empfängt, und einen zweiten Eingang, der ein entsprechendes einer Vielzahl von Schätzfehlersignalen empfängt; und einen Spitzendetektor, der an die Ausgänge jedes der Vielzahl von Differentialkombinierern gekoppelt ist.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 6, in der jeder der Nichtrekursivsystem-Filter einen entsprechenden Filterrückkopplungs-Abgriffsatz aufweist.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 7, in der jeder der Vielzahl von Filterrückkopplungs-Abgriffssätzen Gewichtungskoeffizienten beinhaltet, die während einer Übungsperiode erstellt werden.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 8, ferner enthaltend eine Nachschlagtabelle, gekoppelt mit der Vielzahl von Filterrückkopplungs-Abgriffssätzen, die die Gewichtungskoeffizienten speichert.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 6, ferner enthaltend: Eine Erweiterungseinheit, die eine Vielzahl von korrelierten Signalen empfängt und die einen Satz von quadraturphasenkorrelierte Signale für jedes korrelierte Signal generiert; wobei jeder der Vielzahl von zweiten Codewort-Korrelatoren einen entsprechenden Satz von Quadratur-Schätzfehlersignalen für ein entsprechendes der Vielzahl von Codewörtern vorsieht; und die Vielzahl von Differentialkombinierern jeweils einen Satz Quadratur-Kombinierern beinhaltet, der einen entsprechenden Satz quadraturphasenkorrelierte Signale und einen entsprechenden Satz Quadraturschätzfehlersignale empfängt.
Die Signalbearbeitungs-Architektur gemäß Anspruch 6, in dem der erste Codewort-Korrelator als eine schnelle Walsh-Transformstruktur implementiert ist.