CN100527642C - 接收机中减少信号失真的方法和***、isi消除器及接收机 - Google Patents

Abstract

双向特播ISI消除器消除接收信号中的先行ISI(94)和后继ISI(90)，而无需***乘法前馈均衡滤波器。这是通过采用三步接收机设计方法实现的。在第一步，在假定在先符号或者尾部符号不产生ISI的情况下，l设计最佳单符号RAKE接收机，以包括：CMF(9)、码字相关器组以及能量偏置EB，在第二步，包括DFE(16)，以抑制在先符号产生的后继ISI(90)。最后，利用先行ISI(94)消除器消除尾部符号产生的其余ISI。所有这三个部件均可以10被集成到采用特播迭代处理的基于BTIC的接收机。

Description

接收机中减少信号失真的方法和***、ISI消除器及接收机

技术领域

本发明一般地涉及无线通信，更具体地说，本发明涉及通过采用双向特播(turbo)ISI消除器，迭代去除无线多径信道上的先行(precursor)符号间干扰(precursor inter-symbol interference)(ISI)和后继(postcursor)ISI的直接序列扩频(DSSS)分组接收机。

背景技术

DSSS技术广泛应用于诸如IS-95、CDMA 2000、W-CDMA、IEEE 802.11无线局域网(WLAN)以及其它网络的主要无线通信标准。这些DSSS***通常以宽带码片(chip)序列方式发送信息位，但是对于嵌入式数据调制方法，即，从最普通的BPSK和QPSK到高次QAM和码字选择调制，它们显著不同。

当前，基于补码键控(CCK)的DSSS***已经被采用作为5.5Mbps/11Mbps速率的802.11b标准，用于原始1Mbps/2Mbps速率的802.11 WLAN的高速扩展。802.11b DSSS/CCK是基于码字选择调制的扩频方法，利用大小为256的8-长四进制补码字组，该方法可以每个符号(symbol)发送4个或者8个信息位。

因为CCK码字具有良好的自相关和互相关特性，所以通常的最高速率组合(MRC)RAKE接收机和码字相关器组与高斯或者适中多径信道一起可以实现满意的解码性能。然而，在多径延迟扩展大于100ns时，仅基于RAKE的相关器组不再能支持这种性能，因此，需要对该接收机补充复合信号处理，例如，ISI或者码片间干扰(ICI)均衡。

为了实现MRC处理和均衡，该接收机需要知道准确的多径信道系数(coefficient)。在多径信道的变化非常慢而且其轮廓被相近分离的典型无线LAN环境下，通常事先利用宽带前置(preamble)序列部分估计信道系数，然后，利用该估计值解码同一个分组的数据符号部分。在这种情况下，可以以其抽头(tap)是时间反转(time-inversed)信道估计值的共轭的信道匹配滤波器(CMF)的形式，实现MRC RAKE接收机，而且，它通常位于相关器组之前，以通过在码字相关之前完成多径组合，将接收机实现复杂性降低到最低。在检测数据符号期间，CMF不仅具有多径分集优点，而且可以保证鲁棒时间跟踪(time-tracking)，因为在通过CMF后，该信号相对于实值中心峰值具有对称波形。

相反，如果为了改善检测性能，在CMF与码字相关器组之间采用判定反馈均衡器(DFE)，则还应该利用前置部分估计关联DFE系数，在仅采用用于删除先行ISI的反馈滤波器的情况下，可以利用CMF系数的简单自相关，直接计算DFE系数。然而，如果为了通过抑制先行ISI进一步提高性能而***前馈滤波器，则接收机的复杂性显著提高，因为必须应用复杂的矩阵变换、谱因式分解(factorization)或者自适应均衡器训练之一或者之多个。

在数据检测处理中，前馈滤波器需要复杂的乘法运算，而反馈滤波器仅需要加法运算。因此，在实际的高速WLAN分组传输中，DFE通常仅由反馈滤波器构成，而不能抑制先行ISI。当多径延迟扩展变长时，剩余的先行ISI对分组检测性能具有决定性的影响。

鉴于上述原因，需要一种实际上可行的先行ISI消除***和方法，更具体地说，需要一种可以在包括但是并不局限于DSSS分组接收机的各种通信***中使用的先行ISI消除***。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种切实可行的先行ISI消除***和方法，它们可以用于包括但是并不局限于DSSS分组接收机的各种通信***。

本发明的另一个目的是提供一种可以在DSSS/CCK通信***上实现的改进的先行ISI消除***和方法。

本发明的另一个目的是提供一种在多径信道中鲁棒的改进的DSSS/CCK RAKE接收机，其鲁棒性是通过引入一种新颖的迭代ISI消除方法和装置实现的，该方法和装置用于消除先行ISI，适合用于进行DSSS/CCK通信的***。

本发明的另一个目的是提供一种DSSS/CCK接收机，在降低计算复杂性和延迟时间的情况下，该DSSS/CCK接收机至少进行先行ISI消除，而且最好既进行先行ISI消除又进行后继ISI消除。

根据本发明的一个方面，提供一种用于在接收机中减少信号失真的方法，包括：从接收的信号获得码片序列；根据用于形成先前CCK码字的先前检测CCK码片序列，产生后继ISI消除项；从码片序列中消除后继ISI，以产生码片度量；根据所述码片度量，确定当前CCK码字；根据当前CCK码字的码片时间反转估计值，产生先行ISI消除项；以及根据当前CCK码字的码片时间反转估计值，从先前CCK码字中消除先行ISI。

根据本发明的另一方面，提供一种用于在接收机上减少信号失真的***，包括：信道匹配滤波器，用于根据接收的信号产生码片序列；判定反馈均衡器DFE，用于根据用于形成先前CCK码字的先前检测CCK码片序列，产生后继ISI消除项，并从码片序列中消除后继ISI，以产生码片度量；以及CCK相关判定块，用于根据所述码片度量，产生当前CCK码字，其中根据下一符号的码片值的共轭值，DFE产生先行ISI消除项，并且根据当前CCK码字的码片时间反转估计值，DFE从先前CCK码字中消除先行ISI。

根据本发明的又一方面，提供一种双向特播ISI消除器BTIC，包括：单符号检测器，用于根据接收信号产生码片序列；后继ISI消除器，用于根据用于形成先前CCK码字的先前检测码片序列，产生后继ISI消除项，并且从码片序列上消除后继ISI，以产生码片度量；以及先行ISI消除器，用于根据利用所述码片度量产生的当前CCK码字的码片时间反转估计，产生先行ISI消除项，以从先前CCK码字消除先行ISI。

根据本发明的再一方面，提供一种接收机，包括：第一反馈消除器，用于消除在先符号产生的后继ISI；第二反馈消除器，用于消除尾部符号产生的先行ISI，其中第一反馈消除器和第二反馈消除器分别使用一个DFE系数集，且所述DFE系数集被时间反转以消除后继ISI和先行ISI。

提供双向特播ISI消除器(BTIC)，可以实现这些以及其它目的和优点，该双向特播ISI消除器(BTIC)消除先行ISI和后继ISI，而不***乘法(multiplicative)前馈均衡滤波器。迭代先行ISI和后继ISI消除方法已经应用于简单BPSK调制情况和M元脉冲幅度调制情况。然而，本发明的BTIC采用时间反转信号处理、基于试验性判定(tentative-decision)的先行消除以及在为了进行DSSS/CCK码字判定对它们进行修改之后，迭代(特播)信号处理的集成方法。

为了***地提高检测性能，本发明的至少一个实施例采用三步接收机设计方法。第一步包括设计，在假定在先符号或者尾部(trailing)符号不产生ISI的情况下，设计最佳单符号RAKE接收机，该接收机包括：CMF、码字相关器组以及能量偏置(EB)。对于更现实的多径信道情况，第二步***用于抑制在先符号产生的后继ISI的DFE。最后，利用独特先行ISI消除器消除尾部符号产生的其余ISI。所有这三个部件均可以被集成到采用特播迭代处理的基于BTIC的接收机。

在检测每个CCK符号时，每次迭代使用两次DFE和码字相关器组，以消除后继ISI和先行ISI。因为用于进行先行ISI消除的DFE系数与用于进行后继ISI消除的系数相同，所以为了实现BTIC，不需要附加硬件或者进行新系数计算。因为随着多径延迟扩展的增大，通过进行先行ISI消除对性能的提高越来越显著，所以对于在重拖尾信道中保持DSSS/CCK***的性能，BTIC非常有效。

尽管优选实施例考虑的是应用于高速802.11b无线LAN***的接收机设计，以改善接收机在多径信道环境下的解码性能，但是经过稍许修改，其它实施例可以应用于各种DSSS通信***，以改善静态或者缓慢衰落多径信道上的解码性能。

附图说明

图1(a)和1(b)是分别示出根据本发明的发射机和接收机的优选实施例的示意图，例如，该实施例可以用于IEEE 802.11b无线LAN应用中的DSSS/CCK通信。

图2是示出包括前置、首标以及净荷载、用于无线LAN应用的DSSS/CCK数据分组结构的示意图。

图3是示出根据本发明的一个实施例可以用于进行滤波系数估计各步骤的流程图。

图4是示出根据本发明的一个实施例可以用于进行CCK相关判定块操作的各步骤的流程图。

图5是示出根据本发明可以用于消除在DSSS/CCK接收机的多径信道内产生的后继ISI的一种判定反馈均衡器(DFE)的内部结构和有关运算的示意图。

图6是示出为了消除后继ISI而且为了执行当前CCK码字估计，由图5所示的DFE执行的各步骤的流程图。

图7是示出根据本发明用于消除在多径信道内产生的先行ISI的DSSS/CCK接收机的一种码片时间反转判定反馈均衡器的结构和有关运算，该均衡器可以是根据优选实施例的图5所示的相同DFE。

图8是示出为了消除先行ISI和为了执行先前CCK码字估计，图7所示DFE执行的各步骤的流程图。

图9是根据本发明的一个实施例用于消除后继ISI和先行ISI的基于双向特播ISI消除器的DSSS/CCK接收机的示意图，其中通过迭代(或者，特播)处理，估计并消除后继ISI和先行ISI。

图10是示出根据当前和先前CCK码字，图9所示双向特播ISI消除器执行的各步骤的流程图。

具体实施方式

图1(a)和1(b)是例如可以用于IEEE 802.11b无线LAN的DSSS/CCK通信***的块图。如图1(a)所示，首先，加扰器1对数据分组内的源位(source bit)加扰，然后，在时间k(k＝0，1，...，k-1)，将它们编组为第k个8位块2(b(k)＝{b₀(k)，b₁(k)，...b₇(k)})。然后，根据DQPSK编码器3₁，第一位对(b₀(k)，b₁(k))映射到不同的编码相角φ₁(k)，而根据编码器3₂、3₃和3₄内的自然QPSK编码，其它位对(b₂(k)，b₃(k))、(b₄(k)，b₅(k))、(b₆(k)，b₇(k))分别映射到φ₂(k)、φ₃(k)和φ₄。请注意，这四个角可以分别取集{0，π/2，π，3π/2}内的值。在选择器4中，根据下面的等式，在这四个角中，利用自然编码角φ₂(k)、φ₃和φ₄产生64个基CCK码字c(k)＝(c₀(k)，c₁(k)，...，c₇(k))：

调相器5利用不同的编码角φ₁(k)调制获得的基CCK码字的包络，最后，确定256个完整CCK码字之一：

     (2)

利用多径衰落信道7(h＝(...，0，0，0.h(0)，h(1)，...，h(L-1)，0，0，0，...))，卷积6发送的码字，然后，在加法器8内，掺杂加性白高斯背景噪声。

如图1(b)所示，CCK接收机接收信号，并有效提供如下变形信号采样：

$r\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\left(k\right)h(j-i-8k)+n\left(j\right),j=\mathrm{0,1,2},...\left(3\right)$

在该接收机的前端，其中n(f)是方差N₀的零平均(zero-mean)圆对称复合白高斯噪声处理。假定根据IEEE 802.11b信道模型，多径信道系数取指数型衰减复数高斯随机变量。此外，假定在本发明的描述中采用准静态衰落信道，其中对于每一分组传输，信道系数是固定的，而对于各分组独立发生变化。

首先，信道匹配滤波器(CMF)9对该接收信号进行卷积，该接收信号对应于在每个CCK符号间隔产生8个软码片值的时间反转多径信道冲激响应h＝(h＊(L-1)，h＊(L-2)，...，h＊(0))的共轭。事先，利用每个分组的前置部分估计CMF系数。如图2所示，在典型的WLAN分组传输中，利用并置的前置部分、首标部分以及净荷载部分，形成该数据分组，其中前置部分是已知的或者容易检测的序列，发送该序列帮助接收机进行分组检测、载波与时间跟踪、信道估计以及实现其它功能。

回到图1(b)，CCK码字相关器10使软码片与64个可能基CCK码字相关，以产生64复数软度量(complex soft metric)，在旋转器11中，使该64个复数软度量旋转4个可能的相角，以求解φ₁(k)的不定度。将获得的256个判定统计的各实数部分(Re)进行比较，以确定产生最大输出值的码字a(k)，该最大输出值是由选择器21输出的。DQPSK解码器12和QPSK解码器13将该确定的码字解码为8位，然后，对它解扰14，以恢复8源位。DQSK解码φ₁(k)可以避免与载波相位恢复有关的4相模糊问题。为了提高检测性能，可以在CCK相关中，***能量偏置(EB，energy-bias)消除15或者判定反馈均衡技术16，在传播信道的延迟扩展长时，这样可以显著提高性能增益。

现在，根据本发明的一个实施例，说明采用等式(3)中的接收信号采样序列r(j)的最佳DSSS/CCK检测器设计过程。在该描述中，N表示CCK符号中的码片数量。为了说明性目的，具体说明其中N＝8的情况，然而，本技术领域内的技术人员明白，如果要求，N可以是另一个数。因为典型无线LAN环境下的多径延迟扩展比CCK码片周期T_c长，而比整个CCK符号周期NT_c短，因此，在设计CCK检测器时，可以假定仅利用3个符号，例如，第(k-1)、第k和第(k+1)个符号的接收采样，可以有效确定第k个CCK符号。因此，在研究第k个符号检测时，可以将等式(3)重写为长度为4N-1的截断采样序列：

$r^{\left(k\right)}\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i(k-1)h(j-i-(k-1)N)$

$+\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\left(k\right)h(j-i-\mathrm{kN})$

$+\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i(k+1)h(j-i-(k+1)N)$

$n\left(j\right),$     j＝(k-1)N，(k-1)N+1…，(k+3)N-2          (4)

请注意，在上述假定情况下，当i<0或者i之N时，h(i)≈0。尽管为了便于说明该接收机的设计，在该小节中限制了对于该CCK符号长度的最长信道长度，等式该设计过程可以以直通方式扩展到更长信道的情况。

A.最佳单符号检测器

作为检测器设计的第一步，将{a₁(k-1)}和{a₁(k+1)}临时设置为全零码片序列，这意味着，在检测处理中，既没有后继ISI，又没有先行ISI。请注意，该假定保证相邻符号之间的无ISI条件，但是CCK符号的码片之间的ICI仍导致性能降低。然后，在时间k，最大似然(ML)单符号检测器选择用于最大化对数似然概率的第m个(m0，1，255)假设(hypothetical)符号a^[m]：

$\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Lambda;}}(a^{\left[m\right]}=-\frac{1}{N_0}\underset{j=\mathrm{kN}}{\overset{(k+2)N-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{|r^{\left(k\right)}\left(j\right)-\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a_i}^{\left[m\right]}h(j-i-\mathrm{kN})|}^2,---\left(5\right)$

它等效于a^[m]≡(a₀ ^[m]，a₁ ^[m]，...，a_N-1 ^[m])，它最大化：

其中{A}、

{A}以及A^＊分别表示实数部分、虚数部分以及复数A的共轭。现在。请注意，在i<0，i≥N时，h(i)是0，在不存在先行ISI或者后继ISI时，我们可以确定如何实现最佳正则检测器。关于相关部分(即，等式(6)中的第一项)，利用CMF 卷积收到的码片采样序列{T^(k)(kN+j)}，然后，连续N CMF输出采样与256个码字的共轭相关。相反，关于EB消除部分(即，等式(6)中的第二项)，可以使用64个项目的查用表，其中在完成估计CMF系数时，在前置接收时段，可以分别计算并存储每个项目。

请注意，φ₁(k)的相位不定度不影响等式(6)中的能量偏置项。还请注意，由于如果在传输期间未发生频率选择性失真，则所有CCK符号的能量相等，所以在平坦衰落或者AWGN信道中不需要考虑EB消除。然而，在典型的频率选择性多径无线信道上，在接收机前端，ICI分量使每个码字分别具有不同的信号能量，因此，对于最佳检测，EB消除(cancellation)非常重要。

通过对等式(6)的第二项进行处理，可以显著降低EB查用表结构的计算成本。通过扩展并处理该第二项EB(m)，m＝0，1，...，63，可以获得：

其中

以及

${\mathrm{\&rho;}}_a(m;i)\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_j^{\left[m\right]}{a}_{j-1}^{{\left[m\right]}^{*}},i=-N+1,...,N-1---\left(9\right)$

分别表示多径信道和第m个码字的非周期性相关系数。可以忽略等式(7)的第二项，因为对于所有CCK码字，ρ_a(m；0)取同样的值。(通常，利用a^[m]、a^[m+64]、a^[m+128]和a^[m+192]表示4个φ₁值乘第m个基CCK码字(m＝0，1，...，63)产生的4个不同码字)。因此，为了实现EB消除，优先事先存储64(N-1)CCK码字系数ρ_a(m；0)、m＝0，1，...，63、i＝1，2，...，N-1，然后，计算(N-1)信道系数ρ_h(i)，i＝1，2，...，N-1，在接收前置期间，在完成CMF估计时，获得64EB值EB(m)，m＝0，1，...，63。

在图1(b)中，图1(b)示出了CMF和***了EB消除器的CCK相关判定块的串接结构，根据等式(6)的最佳信号符号处理，它确定发送的码字。如果需要，为了简化实现，可以省略EB消除器，但是代价是稍许降低解码性能。

对于图1(b)所示的接收机的实现，需要估计3组系数，即，CMF系数、DFE系数以及EB系数。图3示出估计这些系数的过程。首先，在接收机利用能量测量或者其它方法检测到分组前置到达时(块30)，接收机使已知前置码与输入的接收信号相关(块31)。通过对多个前置符号上的每个码片时间(或者半个码片时间)偏移累计相关结果，可以确定CMF系数{h(i)}，然后，输出它(块32和33)。然后，利用CMF系数的非周期性相关，计算DFE系数{ρ_h(i)}，如等式(8)所示。对于多个前置符号，通过使输入的接收信号与估计的CMF系数相关，对每个码片时间(半个码片时间)偏移，也可以测量DFE系数(块34)。最后，利用DFE系数{ρ_h(i)}35与CCK码字相关系数{ρ_h(m；i)}之间的内积，计算EB系数，如等式7所示(块36和37)，其中事先利用等式9中的第m个CCK码字{a_l ^[m]}的非周期性相关，计算{ρ_h(m；i)}(块38和39)。

图4示出嵌入图1(b)所示接收机的相关判定块的操作。首先，存储对应于CCK符号的噪声码片的8长输入采样序列，作为收到的CCK码字的软估计值(块40)。然后，使输入采样序列分别与256个CCK码字相关(内积)(块41)，然后，相应相关结果选择性地减去每个CCK码字的能量偏置项(块42)。然后，选择产生最大输出值的CCK码字作为收到的CCK码字的硬估计值(块43和44)。

通过将它们编组为64个具有相同基CCK码字的4元素的集，可以有效实现256种相关和最大选择处理：首先，执行输入采样与64个基CCK码字之间64相关，利用包络符号的4个可能值分别乘每个相关结果，然后，取乘法结果的实数部分。选择每组中4个实数部分中的最大值作为该组的残存(survivor)，然后，减去相应能量偏置。最后，将64个残存进行比较，然后，选择产生最大残存值的CCK码字作为收到的CCK码字的硬估计(hard estimate)。

B.内插后继ISI消除器

在实际多符号传输应用中，前面的小节描述的最佳单符号检测器不再是最佳的，因为在设计该检测器时未考虑到相邻符号之间的ISI分量。先前符号产生的后继ISI和将到来符号产生的先行ISI均使***性能降低。通过调整先前无ISI假定，该小节解决后继ISI消除问题，以致即将到来的符号{a_l(k+1)}是全零码片序列，与在等式(3)中相同。先行ISI的缓和方法更难以解决DSSS/CCK通信中的问题，而且它是本发明的关键建议，在下面的小节中单独说明该缓和方法。

为了量化与由等式(6)中的检测处理获得的分量有关的非零后继ISI，通过利用等式(4)代替r^(k)(kN+j)，展开等式(6)的第一项，其中对所有全零序列，设置当前符号{a_l(k)}、即将到来符号{a_l(k+1)}以及加性噪声n(j)。然后，对于等式(8)确定的信道相关系数{ρ_h(n)}，利用下式表示展开结果：

在上面的等式中，可以看到，采用反馈滤波器和先前检测的CCK码片序列

在CCK相关器之前，可以完全消除后继ISI。图1(b)示出为了将改善的(或者消除了后继ISI的)码片度量送到CCK相关器，从每个软码片值y_i(k)减去相应后继ISI项的DFE：

${\mathrm{\&upsi;}}_i^{\mathrm{past}}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}\underset{n=i+1}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{a}}_{N+i-n}(k-1){\mathrm{\&rho;}}_h\left(n\right),i=\mathrm{0,1},...,N-2\\ 0,i=N-1\end{array}\right.---\left(11\right)$

$z_i\left(k\right)=y_i\left(k\right)-{\mathrm{\&upsi;}}_i^{\mathrm{past}}\left(k\right),i=\mathrm{0,1},...,N---\left(12\right)$

图5示出DFE的内部结构和操作。在第(k-1)符号判定完成时，利用最后N-1码片 $({\tilde{a}}_{N-1}(k-1),{\tilde{a}}_{N-2}(k-1),...,{\tilde{a}}_1(k-1))$ 初始化其系数被设置为(ρ_h(1)，ρ_h(2)，...，ρ_h(N-1))的DFE的N-1存储器。然后，在每个码片时钟，从左到右，使存储的码片移位N次(i＝0，1，...，N-1)，输出要从输入软码片值y_i(k)减去的相应后继ISIυ_i ^past(k)。利用由减法z_i(k)，i＝0，1，...，N-1获得的改进软度量确定第k个符号判定。

图6概括示出后继ISI消除过程和当前CCK码字估计过程。首先，将码片时间索引l设置为0(块60)，然后，将先前CCK码字的硬估计值装载到图3所示的DFE上(块61)。(关于CCK码字的硬估计值和软估计值请参考图4)。然后，对应于第i个噪声CMF输出值的第i个输入采样减DFE的当前输出(块62)，然后，存储该结果，作为相关判定块的第i个输入采样(块63)。接着，利用一个采样，移位DFE，然后，馈送0，作为DFE的新输入采样(块64)。使码片时间索引l递增1(块65)，而且如果l小于8，则该过程返回62(块66)。否则，利用图4描述的相关判定块操作，确定当前CCK码字的软估计值和硬估计值，然后，结束该操作。块(67)。

C.时间反转先行ISI消除

作为本发明的最佳检测器设计的第二步骤，没有前面小节中的无先行假定，而且将所有符号{a_i(k-1)}、{a_i(k)}、{a_i(k+1)}设置为非零码片序列。因为在确定当前符号时，不能可靠估计先行ISI，所以可以将使与所有可能的即将到来符号{a_i ^[m](k+1)：m＝0，1，...，256}关联的判定统计排队的假设检测方法应用于最佳检测。然而，假设检测方法请求65,536(或者，256×256)个判定统计，使它们实际上不能进行CCK码字检测。

作为一种选择，在CMF与CCK相关器之间，可以采用用于抑制先行ISI的次最佳先行滤波。然而，引入先行滤波破坏最佳CCK单符号检测器方案，该方案必需使CMF、CCK相关器以及EB消除器级联。此外，如果不采用非常复杂的谱因式分解方法或者系数适应方法，先行滤波通常导致噪声增强，而且因为使对称CMF输出采样序列变形，使时间跟踪(time tracking)性能降低。因此，传统的先行ISI缓和方法不能应用于基于DSSS/CCK的分组通信***，而且我们需要一种新方法，该方法可以有效消除先行ISI，而不影响最佳CCK单符号检测器的结构。

为了设计先行消除方法，本发明以最后小节执行的方式相同的方式量化在第k符号检测期间产生的先行ISI。通过在假定{a_i(k-1)}和{a_i(k)}均是全零码片序列而且在信道中不附加AWGN的情况下，展开等式(6)的第一项，我们获得了与先行ISI有关的分量：

现在，通过仔细将等式(13)与等式(10)进行比较，我们发现，先行ISI与后继ISI互相之间具有对称关系，因此，利用进行后继ISI消除时使用的同样DFE，也可以消除先行ISI。更具体地说，如果我们装载具有未来符号的码片的共轭的后继ISI DFE，而且采取时间反转序列处理，则根据本发明可以实现先行ISI消除，而不是后继ISI消除。

图7示出有关DFE结构和详细处理，其中符号时间和码片时间分别以顺序[K-1，...，k+1，k，k-1，...，0]和[N-1，...，i+1，i，i-1，...，0]的顺序进行。在完成第(k+1)符号检测时，利用确定的符号

的N-1码片的共轭初始化其系数被设置为(ρ_h(1)，ρ_h(2)，...，ρ_h(N-1))的DFE的N-1存储器。然后，在每个码片时钟，从左到右，使存储的码片移位N次(i＝N-1，N-2，...，0)，然后，取相应输出的共轭作为先行ISI项：

${\mathrm{\&upsi;}}_i^{\mathrm{pre}}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}{\left(\underset{n=N-1}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{a}}_{n-(N-1)}(k+1){\mathrm{\&rho;}}_h\left(n\right)\right)}^{*},i=N-1,N-2,...,1\\ 0,i=0\end{array}\right.---\left(14\right)$

从输入软码片值y_i(k)减去该后继ISI项。利用由减法w_i(k)，i＝N-1，N-2，...，0获得的改进软度量被时间反转，并将它馈送到CCK相关器，以确定第k个符号判定。

尽管已经在传统(legacy)WLAN***中试图进行EB消除和后继ISI消除，但是对于DSSS/CCK无线通信上下文，在本发明中仅***先行ISI消除。

图8概括示出先行ISI消除和先前CCK码字估计的过程。首先，将码片时间索引i设置为预定值，例如，8(块80)，然后，将当前CCK码字的硬估计值的共轭装载到图7所示的DFE(块81)。(关于CCK码字的硬估计值和软估计值请参考图4)。接着，使码片时间索引i递减1(块82)。然后，从第i输入采样减DFE的当前输出，该第i输入采样对应于先前CCK码字的软估计值的噪声码片(块83)，将存储该结果，作为相关判定块的第i输入采样(块84)。

继续DFE移位一个采样，然后，馈送0，作为DFE的新输入采样(块85)。如果i大于0，则该过程返回块82(块86)。否则，利用图4所示的相关判定块的操作，确定先前CCK码字的改进软估计值和硬估计值，然后，结束该过程(块87)。在该过程中，请注意，在相关判定块操作之前，需要进行8长输入采样序列的码片时间反转。

D.双向特播ISI消除器

到目前为止，我们已经对构造根据本发明的最佳DSSS/CCK检测器，即，具有EB消除器、后继ISI消除器以及时间反转先行ISI消除器的最佳单符号检测器的所有部件模块进行了研究。现在说明可以合成整个***以有效利用所有部件模块的方式。在合成这些部件时，利用基于试验性判定的先行ISI消除方法和迭代(或者特播)信号处理，可以发现集成解决方案。

图9是基于BTIC的DSSS/CCK检测器的块图。在时间k，利用后继ISI DFE 90产生等式(11)中的后继ISI值(υ₀ ^past(k)，υ₁ ^past(k)，...，υ_N-1 ^past(k))，然后，在减法器91内，利用CMF输出(y₀(k)，y₁(k)，...，y_N-1(k))减它，以产生软度量(z₀(k)，z₁(k)，...，z_N-1(k))(参考图5)。将软度量送到图1(b)所示的CCK相关判定块92，该CCK相关判定块92试验性确定第k个CCK码字 $({\tilde{a}}_0\left(k\right),{\tilde{a}}_1\left(k\right),...,{\tilde{a}}_{N-1}\left(k\right))$ 93。然后，将试验性码字码片的共轭存储到第(k-1)CCK符号的先行ISI值(υ_N-1 ^pre(k-1)，υ_N-2 ^pret(k-1)，...，υ₀ ^pre(k-1))(参考图7)。最后，在减法器95内，使在时间k-1存储的时间反转软度量(z_N-1(k-1)，z_N-2(k-1)，...，z₀(k-1))减先行ISI值，以产生改进软度量的时间反转序列：

$u_i(k-1)=z_i(k-1)-{\mathrm{\&upsi;}}_1^{\mathrm{pre}}(k-1),i=N-1,N-2,...,0.---\left(15\right)$

接着，在块96，使度量序列(u_N-1(k-1)，u_N-2(k-1)，...，u₀(k-1))时间反转，然后，将它再次送到CCK相关判定块，产生第(k-1)个改进(refined)CCK码字 $({\hat{a}}_0(k-1),{\hat{a}}_1(k-1),...,{\hat{a}}_{N-1}(k-1)).$ 请注意，改进软度量序列没有先行ISI和后继ISI，但是代价是一个符号时间延迟，除非试验性判定是错误的。(参考等式(12)和等式(15))。

为了提高检测性能，通过重新装载具有改进CCK码字码片的后继ISI DFE，通过重新开始后继ISI消除，然后，重新开始先行ISI消除，在每个符号检测时间，迭代整个处理。当在时间k完成预定次数的迭代后，将软度量的最终序列(z₀(k)，z₁(k)，...，z_N-1(k))和试验性判定码字码片 $({\tilde{a}}_0\left(k\right),{\tilde{a}}_1\left(k\right),...,{\tilde{a}}_{N-1}\left(k\right))$ 存储到存储器中，供在时间k+1时使用。继续进行整个特播处理，直到对所有净荷载CCK符号进行了解码。

图10概括示出估计当前CCK码字与先前CCK码字之间的BTIC的操作。首先，通过接收的净荷载信号与CMF之间的相关性，获得对应于当前CCK码字的8噪声码片(块100)。利用先前CCK码字的硬估计值的DFE输出，通过图6所示的过程，从噪声码片序列中消除后继ISI(块110)。存储该结果，作为当前CCK码字的硬估计值和软估计值，最理想的是，该当前CCK码字没有后继ISI(块120)。

利用在120获得的当前CCK码字的码片时间反转硬估计值的DFE输出，通过图8所示过程，从先前CCK码字的软估计值中消除先行ISI(块130、140、150)。存储该结果，作为先前CCK码字的改进硬估计值和软估计值，最理想的是，该先前CCK码字既没有后继ISI，又没有先行ISI(块160)。

如果迭代的次数等于预定值(块170)，则通过取在块120-160获得的先前CCK码字的硬估计值，对先前CCK码字进行最终判定(块180)。然后，将先前码字的硬估计值和软估计值设置为当前CCK码字(块185)。否则，利用改进的硬估计值更新先前CCK码字的硬估计值，然后，该过程继续到块200。

最后，使CCK符号时间索引k递增1，然后，将先前CCK码字的硬估计值和软估计值设置为当前CCK码字的硬估计值和软估计值，这是下一个CCK码字判定的预备步骤。

根据上面的描述，本发明的其它修改和变化对于本技术领域内的技术人员明白是显而易见的。因此，尽管在此仅具体说明了本发明的特定实施例，但是，显然，在不脱离本发明实质范围的情况下，可以对其进行各种修改。

Claims (22)

1、一种用于在接收机中减少信号失真的方法，包括：

从接收的信号获得码片序列；

根据用于形成先前补码键控码字的先前检测补码键控码片序列，产生后继符号间干扰消除项；

从码片序列中消除后继符号间干扰，以产生码片度量；

根据所述码片度量，确定当前补码键控码字；

根据当前补码键控码字的码片时间反转估计值，产生先行符号间干扰消除项；以及

根据当前补码键控码字的码片时间反转估计值，从先前补码键控码字中消除先行符号间干扰。

2、根据权利要求1所述的方法，其中获得码片序列包括：

利用信道匹配滤波器的系数卷积接收的信号。

3、根据权利要求1所述的方法，其中消除后继符号间干扰包括：

根据用于形成先前补码键控码字的先前检测补码键控码片序列，产生后继符号间干扰消除项；以及

码片序列减后继符号间干扰消除项，以产生所述码片度量。

4、根据权利要求1所述的方法，其中消除后继符号间干扰包括：

根据先前检测的补码键控码片序列，设置判定反馈均衡器系数；

通过在每个码片时钟，将判定反馈均衡器系数移位预定次数，产生后继符号间干扰项；

码片序列减后继符号间干扰项，以产生所述码片度量。

5、根据权利要求1所述的方法，其中通过将所述码片度量输入到补码键控相关器，产生当前补码键控码字。

6、根据权利要求1所述的方法，其中消除先行符号间干扰包括：

计算当前补码键控码字的码片值的共轭；

根据该共轭设置判定反馈均衡器系数；

通过在每个码片时钟，将判定反馈均衡器系数移位预定次数，产生先行符号间干扰项；以及

从对应于先前补码键控码字的码片度量中减去先行符号间干扰项。

7、根据权利要求1所述的方法，其中接收信号是在直接序列扩频/补码键控无线通信***内产生的信号。

8、根据权利要求1所述的方法，该方法进一步包括：

均衡用于产生当前补码键控码字和先前补码键控码字的码字相关器组内的信号能量。

9、根据权利要求1所述的方法，该方法进一步包括：

(a)获得从先前补码键控码字消除先行符号间干扰后产生的改进的先前补码键控码字；

(b)使先前补码键控码字等于改进的先前补码键控码字；以及

(c)根据在(b)获得的先前补码键控码字，进行后继符号间干扰消除和先行符号间干扰消除。

10、根据权利要求9所述的方法，该方法进一步包括：

重复步骤(a)一(c)预定次数。

11、一种用于在接收机上减少信号失真的***，包括：

信道匹配滤波器，用于根据接收的信号产生码片序列；

判定反馈均衡器，用于根据用于形成先前补码键控码字的先前检测补码键控码片序列，产生后继符号间干扰消除项，并从码片序列中消除后继符号间干扰，以产生码片度量；以及

补码键控相关判定块，用于根据所述码片度量，产生当前补码键控码字，其中根据下一符号的码片值的共轭值，判定反馈均衡器产生先行符号间干扰消除项，并且根据当前补码键控码字的码片时间反转估计值，判定反馈均衡器从先前补码键控码字中消除先行符号间干扰。

12、根据权利要求11所述的***，其中通过根据用于形成先前补码键控码字的先前检测补码键控码片序列产生后继符号间干扰消除项，并通过码片序列减后继符号间干扰校正项产生所述码片度量，判定反馈均衡器消除后继符号间干扰。

13、根据权利要求11所述的***，其中通过：根据先前检测补码键控码片序列，设置判定反馈均衡器系数；在每个码片时钟使判定反馈均衡器系数移位预定次数，产生后继符号间干扰项；以及通过码片序列减该后继符号间干扰项，产生所述码片度量，判定反馈均衡器消除后继符号间干扰。

14、根据权利要求11所述的***，其中通过：计算未来符号的码片值的共轭；根据该共轭设置判定反馈均衡器系数；通过在每个码片时钟，将判定反馈均衡器系数移位预定次数，产生先行符号间干扰项；以及对应于先前补码键控码字的码片度量减先行符号间干扰项，判定反馈均衡器消除先行符号间干扰。

15、根据权利要求11所述的***，其中接收机是直接序列扩频/补码键控无线通信接收机。

16、根据权利要求11所述的***，该***进一步包括：

能量偏置消除器，用于均衡码字相关器组内的信号能量。

17、一种双向特播符号间干扰消除器，包括：

单符号检测器，用于根据接收信号产生码片序列；

后继符号间干扰消除器，用于根据用于形成先前补码键控码字的先前检测码片序列，产生后继符号间干扰消除项，并且从码片序列上消除后继符号间干扰，以产生码片度量；以及

先行符号间干扰消除器，用于根据利用所述码片度量产生的当前补码键控码字的码片时间反转估计值，产生先行符号间干扰消除项，以从先前补码键控码字消除先行符号间干扰。

18、根据权利要求17所述的双向特播符号间干扰消除器，其中单符号检测器包括RAKE接收机。

19、根据权利要求17所述的双向特播符号间干扰消除器，包括：

信道匹配滤波器，用于根据接收信号产生码片序列；以及

码字相关器组，用于根据所述码片度量，产生当前补码键控码字。

20、根据权利要求19所述的双向特播符号间干扰消除器，其中单符号检测器进一步包括能量偏置消除器，以均衡码字相关器组内的信号能量。

21、一种接收机，包括：

判定反馈均衡器，用于产生判定反馈均衡器系数集；

第一反馈消除器，用于消除在先符号产生的后继符号间干扰；

第二反馈消除器，用于消除尾部符号产生的先行符号间干扰，其中第一反馈消除器和第二反馈消除器分别使用由判定反馈均衡器根据用于形成先前补码键控码字的先前检测补码键控码片序列产生的判定反馈均衡器系数集，以及由判定反馈均衡器根据下一符号的码片值的共轭值产生的判定反馈均衡器系数集，所述由判定反馈均衡器根据用于形成先前补码键控码字的先前检测补码键控码片序列产生的判定反馈均衡器系数集以及由判定反馈均衡器根据下一符号的码片值的共轭值产生的判定反馈均衡器系数集被时间反转以消除后继符号间干扰和先行符号间干扰。

22、根据权利要求21所述的接收机，其中第一反馈消除器和第二反馈消除器包括在至少一个判定反馈均衡器中。

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