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Die Erfindung betrifft ein Verfahren
zum Erfassen des Beginns eines aktiven Signalabschnitts, der auch
als Burst bezeichnet werden kann.
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Bei Wireless LAN-Netzen, aber auch
bei anderen Anwendungen, insbesondere im Mobilfunk, werden digital
modulierte Signale in sogenannten Bursts gesendet, d.h. das Signal
wird nur während
des Bursts übertragen.
Außerhalb
des Bursts erfolgt keine Übertragung.
Der Burst wird in dieser Anmeldung auch als aktiver Signalabschnitt
bezeichnet.
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Insbesondere bei Meßsystemen
für ein
Wireless LAN-System, aber auch für
andere Mobilfunk-Signale, muß der
Beginn des aktiven Signalabschnitts, also die zeitliche Burstanfangsposition,
bestimmt werden. Das Empfangssignal wird zunächst kontinuierlich empfangen
und es muß in
dem Empfangssignal der Beginn des aktiven Signalabschnitts (Burst)
bestimmt werden.
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Bisher war es üblich, zur Bestimmung des Beginns
eines aktiven Signalabschnitts Korrelationsverfahren ohne Frequenzkorrektur
zu verwenden. Zum Stand der Technik kann beispielsweise auf die
DE 100 54 517 A1 verwiesen
werden, welche sich mit einer effektiven Synchronisation mit einer
Referenzsequenz (pn-Sequenz) beschäftigt. Da die pn-Sequenz in dem dortigen
Anwendungsfall eine sehr lange Periodizität hat, wird dort vorgeschlagen,
Subintervallgruppen zu bilden und durch geeignetes zeilenweises,
paarweises Anordnen und spaltenweises Summieren dieser Subintervalle
die Korrelation zu verkürzen.
Eine Anwendung in Verbindung mit dem Erfassen des Beginns eines
aktiven Signalabschnitts ist dort nicht beschrieben.
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Nachteilig an den bisher bekannten
Korrelationsverfahren ist; daß die
Korrelationslänge
durch einen in der Regel vorhandenen Frequenzversatz zwischen dem
Empfangssignal und dem Referenzsignal begrenzt ist. Ab einer Phasendrehung
von 180° zwischen
dem Empfangssignal und dem Referenzsignal liefern die zusätzlichen
Korrelationsprodukte keine konstruktiven Beiträge mehr.
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Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe
zugrunde, ein Verfahren zum Erfassen des Beginns eines aktiven Signalabschnitts
in einem digitalen Empfangssignal unter Verwendung eines digitalen
Referenzsignals anzugeben, wodurch die Korrelation zwischen dem
Empfangssignal und dem Referenzsignal so verbessert wird, daß eine Korrelation
mit längeren
Korrelationslängen
durchgeführt
werden kann.
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Die Aufgabe wird durch die Merkmale
des Anspruchs 1 gelöst.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis
zugrunde, daß die
Korrelationslänge
verlängert
werden kann, wenn in die Korrelation ein Frequenzversatz-Korrekturfaktor
einbezogen wird, der den Frequenzversatz zwischen Empfangssignal
und Referenzsignal berücksichtigt.
Des weiteren liegt der erfindungsgemäßen Lösung die Erkenntnis zugrunde,
daß das
Maximum der Korrelation durch ein Maximieren einer Kostenfunktion
gefunden werden kann, bei welcher der gesuchte zeitliche Bit- oder
Chipversatz zwischen dem Empfangssignal und Referenzsignal einerseits
und der zunächst
nicht bekannte Frequenzversatz zwischen dem Empfangssignal und dem
Referenzsignal andererseits die Variationsparameter sind. Die Maximierung
der Kostenfunktion bezüglich des
Frequenzversatzes kann entsprechend einer weiteren erfindungsgemäßen Erkenntnis
mit einer Gridsuche mittels einer Fourier-Transformation vorgenommen
werden, so daß das
Maximum nach Durchführen
einer diskreten Fourier-Transformation im Frequenzraum gesucht wird,
d.h. das Maximum der Kostenfunktion ergibt sich aus dem Maximum
des Betragspektrums.
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Die Unteransprüche betreffen vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung.
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Die Korrelation kann in mehreren
zeitlich versetzten Korrelationsintervallen durchgeführt werden,
wobei die Korrelationsintervalle gegenüber dem Stand der Technik durch
den erfindungsgemäßen Frequenzkorrekturfaktor
jedoch erheblich verlängert
werden können.
Die sich für
die einzelnen Korrelationsintervalle ergebenden Korrelationsergebnisse
können
dann zur Erhöhung
der Detektionssicherheit inkohärent
gemittelt werden.
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Des weiteren ist es vorteilhaft,
die Korrelation auf einen Bereich einzuschränken, in welchem die Leistung
des Empfangssignals größer als
eine vorgegebene Leistungsschwelle ist. Die momentane Leistung wird dabei
vorteilhaft durch einen gleitenden Mittelwert berechnet.
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Die Ansprüche 7 bis 10 betreffen ein
Computerprogramm bzw. Computerprogramm-Produkt zur Durchführung des
erfindungsgemäßen Verfahrens
bzw. ein digitales Speichermedium, auf welchem Steuersignale zur
Durchführung
des erfindungsgemäßen Verfahrens
digital gespeichert sind.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben.
In der Zeichnung zeigen:
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1 das
Modell eines dem erfindungsgemäßen Verfahren
zugrundeliegenden Senders;
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2 das
dem erfindungsgemäßen Verfahren
zugrundeliegende Übertragungsmodell
der Meßstrecke;
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3 ein
IIR-Filter erster Ordnung zur Bestimmung der Momentan-Leistung;
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4 ein
Diagramm zur Veranschaulichung der zeitlichen Beziehung zwischen
der momentanen Leistung, dem Empfangssignal und dem Referenzsignal;
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5 ein
Diagramm zur Erläuterung
der Problematik bei der Korrelation ohne den erfindungsgemäßen Frequenzkorrekturfaktor; und
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6 ein
Flußdiagramm
des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Bei der Modulationsqualitätanalyse
eines Senders z.B. des Wireless LAN-System des IEEE802.11B Standards,
aber auch anderer Mobilfunksysteme, muß die Lage der gesendeten Bursts
im Empfangssignal r(v) detektiert werden. Die Lage eines Bursts
wird unter anderem von der Burstanfangsposition bestimmt. In dieser Patentanmeldung
wird ein Verfahren zur Detektion der Burstangangsposition in einem
Empfangssignal r(v) beschrieben, welches durch einen hohen Frequenzfehler
gestört
ist.
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Im Folgenden wird das dem erfindungsgemäßen Verfahren
beispielhaft zugrundeliegende Modell des Senders und das Übertragungsmodell
der Meßstrecke
vorgestellt.
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In 1 ist
ein beispielhaftes Modell des Senders 1 dargestellt. Nach
einer Verwürfelung
des Bitsignals bdesc(n) durch die Verwürfeleinrichtung
(Scrambler) 2 wird das verwürfelte Bitsignal b(n) abhängig von
der verwendeten Modulationsart in einem Modulator 3 moduliert.
Danach werden die modulierten Symbole s(1) in einer Spreizeinrichtung 4 mit
einem Spreizungscode gespreizt. Am Ausgang der Spreizeinrichtung 4 steht
das Sendesignal s(v) zur Verfügung.
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Im Falle eines Übertragungssystems nach dem
IEEE802.11B Standard besteht die Verwürfelungseinrichtung (Scrambler) 2 aus
einem rückgekoppelten
Schieberegister mit sieben Verzögerungselementen.
Als Modulationsart wird hier eine differentielle BSK- (DBPSK), eine
differentielle QPSK- Modulation
(DQPSK), ein "Complementary
Code Keying" (CCK)
oder ein "Packet
Binary Convolutional Coding" (PBCC)
verwendet. Als Spreizungscode wird ein Barker-Code benutzt. Dies
sei nur beispielhaft erwähnt.
Die Erfindung ist nicht auf diese Anwendung beschränkt.
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Das Übertragungssystem des IEEE802.11B
Standards ist burstorientiert. Das bedeutet, die Daten werden nicht
zeitkontinuierlich, sondern in Datenpaketen während aktiver Signalabschnitte
(Bursts) übertragen.
Zwischen zwei Bursts findet keine Übertragung statt.
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Am Anfang jedes Bursts wird eine
Preamble gesendet, deren Bitsequenz pdesc(n)
bekannt ist. Über
die Verwürfelungs-,
Modulations- und Spreizungsoperation kann also auch das Referenzsignal
p(v) der Preamble berechnet werden.
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In 2 ist
das Übertragungsmodell 5 der
Meßstrecke
dargestellt. Das Sendesignal wird neben einem Frequenzversatz Δf und einem
Phasenversatz Δϕ von
einer Rausch-Störung n(v)
gestört r(v) = s(v)·e–2πΔfv·e–jΔϕ +
n(v). (1)
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v ist der Chipindex. Erfolgt keine
Spreizung, was keine erfindungsgemäße Voraussetzung ist, so wäre v der
Bitindex. Im in 2 dargestellten
Modell wird der Frequenzversatz durch einen ersten Multiplizierer 6, der
Phasenversatz in einem zweiten Multiplizierer 7 und die
Rausch-Störung
durch den Addierer 8 modelliert.
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Die Detektion der Burststartposition
erfolgt im bevorzugten Ausführungsbeispiel
mit einem zweistufigen Detektionsverfahren. In einem ersten Detektionsschritt
werden im Empfangssignal r(v) Signalbereiche ermittelt, welche eine
ausreichende Signalleistung aufweisen. In diesen Bereichen wird
in einem zweiten Schritt nach der Burstanfangsposition gesucht.
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Der Detektor zur Ermittelung von
Signalbereichen mit ausreichender Signalleistung hat die Aufgabe, den
Suchbereich zur Suche von Burstanfangspositionen einzugrenzen. Auf
diese Weise kann der Aufwand der nachfolgenden Korrelation bei der
Burstanfangspositionssuche reduziert werden.
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Die Detektion von Signalbereichen
mit einer ausreichenden Leistung ist leistungsbasiert. Mit einem IIR-Filter
erster Ordnung wird die momentane Leistung P(v) = λ·P(v – 1) + (1 – λ)·|r(v)2| (2)des
Empfangssignals geschätzt.
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3 zeigt
das vorzugsweise verwendete IIR-Filter. Das Betragsquadrat des Empfangssignals
|r(v)|2 wird über ein Dämpfungselement 10,
das die einzelnen Chips bzw. Bits des Betragsquadrats des Empfangssignals
|r(v)|2 mit dem konstanten Faktor 1 – λ multipliziert,
einem ersten Eingang eines Addierers 11 zugeführt. Die
Konstante λ ist
größer als
0 und kleiner als 1, im allgemeinen nur wenig kleiner als 1. Der
Ausgang des Addierers 11 ist über ein Verzögerungselement 12,
in welchem eine Verzögerung
um einen Chip bzw. ein Bit erfolgt, und über ein zweites Dämpfungselement 13,
in welchem die Chipfolge bzw. Bitfolge jeweils mit λ multipliziert
wird, an den zweiten Eingang des Addierers 11 zurückgekoppelt.
Auf diese Weise wird die Gleichung (2) nachgebildet.
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In Signalbereichen in denen die Momentanleistung P(v) ≥ TH·MIN{P(v)} (3)die relative
Leistungsschwelle TH·MIN{P(v)},
die durch die Minimal-Leistung MIN{P(v)} relativiert ist, überschreitet,
wird nach der Burstanfangsposition gesucht.
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4 zeigt
die Momentan-Leistung P(v) als Funktion des Chipindex v. Ab dem
Chipindex vs beginnt der aktive Signalabschnitt
(Burst). An dieser Stelle liegt der gesuchte Beginn BB des aktiven
Signalabschnitts BS, d.h. die Burstanfangsposition. Aufgrund der
Tatsache, daß die
Momentan-Leistung entsprechend Gleichung (2) als gleitender Mittelwert
berechnet wird, in welchen mit hoher Gewichtung die vorhergehende
Momentan-Leistung P(v – 1)
und mit relativ geringer Gewichtung die Leistung des gerade vorliegenden
Chips r(v)2 eingeht, steigt die so definierte
Momentan-Leistung P(v) ab dem Beginn des aktiven Signalabschnitts
BS allmählich
an, bis sie eine Sättigung
erreicht. Nach Überschreiten
der Leistungsschwelle TH·MIN{P(v)}
beginnt die genauere Suche des Burstanfangs BB mit dem nachfolgend
zu beschreibenden Korrelationsverfahren.
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Zur Detektion des Burstanfangs wird
ein Korrelationsverfahren zur Korrelation des Empfangssignals r(v)
mit dem Referenzsignal p(v) eingesetzt. Hierfür wird in einem ersten Schritt
die Korrelationsfunktion
zwischen einem Empfangssignalausschnitt
von N Abtastwerten und dem Referenzsignal p(v) berechnet. Zur Erhöhung des
Korrelationsgewinns werden anschließend K einzelne Korrelationsergebnisse
inkohärent
Bemittelt:
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Die Burstanfangsposition ist die
Stelle im Empfangssignal, bei welcher die gemittelte Korrelationsfunktion
maximal wird:
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Das anhand der Gleichungen (4)
bis (6) beschriebene Verfahren beinhaltet noch nicht den erfindungsgemäßen Frequenzversatz-Korrekturfaktor
und läßt deshalb
in nachteiliger weise nur geringe Teilkorrelationslängen N zu.
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Mit steigendem Frequenzversatz Δf sinkt die
Detektionssicherheit des oben beschriebenen Verfahrens, da die inneren
Korrelationsprodukte R ^
r,p(v, v
0,
k) der Summe in Gleichung (4) eine unterschiedliche Phase haben
und sich somit nicht mehr vollständig
konstruktiv überlagern.
Ab einer Phasendrehung von 180° im
Bezug zum ersten inneren Korrelationsprodukt R ^
r,p(v
= 0, v
0, k) liefern zusätzliche innere Korrelationsprodukte
keine konstruktiven Beiträge
mehr. Deswegen hängt
die ohne den erfindungsgemäßen Frequenzkorrekturfaktor maximal
zulässige
Teilkorrelationslänge
von dem vorhandenen Frequenzversatz Δf ab. Bei
einem Frequenzversatz von 10
–2 der Chiprate muß die Teilkorrelationslänge N beispielsweise
kleiner als 50 Chips gewählt
werden.
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5 zeigt
vorstehend erläuterte
Problematik in einer übertriebenen
Darstellung. Dargestellt ist jeweils der Vektor R ^
r,p der
inneren Korrelationsprodukte der Gleichung (4). Die Summation über die
einzelnen inneren Korrelationsprodukte R ^
r,p(v,
v0, k) ergibt das Korrelationsergebnis Rr,p(v0, k) , was
einer Vektoraddition der inneren Korrelationsprodukte R ^
r,p(v,
v0, k) entspricht. In der übertriebenen
Darstellung der 5 erkennt man,
daß bei
dem sechsten inneren Korrelationsprodukt R ^
r,p(v
= 5, v0, k) eine Phasendrehung von 180° in Bezug
auf den Ausgangspunkt des ersten inneren Korrelationsprodukts R ^
r,p(v = 0, v0, k)
erreicht ist. Die Addition des inneren Korrelationsprodukts R ^
r,p(v = 5, v0, k)
hat somit keinen konstruktiven Beitrag mehr.
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Erfindungsgemäß sollen höhere Teilkorrelationslängen verwendet
werden, um die Detektionssicherheit zu verbessern. Daher muß der Frequenzversatz
vom Detektionsalgorithmus berücksichtigt
werden. Die Detektion der Burststartposition erfolgt erfindungsgemäß mit der
folgenden Entscheidungsmetrik, indem für jede Hypothese v
0 der
Burststartposition die Kostenfunktion
maximiert wird. Die Kostenfunktion
L(v
0, Δf)
enthält
die Korrelationsfunktion
welche
eine Korrelation über
ein Korrelationsintervall aus N Chips bzw. Bits durchführt. Erfindungsgemäß ist jeder
Summand r(v – v
0)·p
*(v) durch einen Frequenzversatz-Korrekturfaktor e
–j2πΔfv korrigiert.
Dadurch wird die aufgrund des Frequenzversatzes entstehende Phasenverschiebung,
die anhand von
5 erläutert wurde, kompensiert.
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Die Maximierung der Kostenfunktion
L(v
0, Δf)
aus Gleichung (8) wird erfindungsgemäß näherungsweise mit einer Gridsuche
mittels einer Fourier-Transformation vorgenommen, denn wie man erkennt,
stellt Gleichung (8) eine Fourier-Transformation der inneren Korrelationsprodukte
dar. Die Suche des Maximums der Kostenfunktion Max(L) kann also
sehr einfach nach Durchführen
der Fourier-Transformation im Frequenzraum erfolgen. Der Näherungswert
für das
Maximum der Kostenfunktion
ergibt sich also aus dem
Maximum des Betragsspektrums
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Im Entscheidungsprozeß wird die
Hypothese für
den Beginn (Startposition) BB des aktiven Signalabschnitts (Burst)
BS angenommen, bei welcher die Entscheidungsmetrik
maximal wird.
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Die Frequenzauflösung der Fourier-Transformation
muß mindestens
so klein sein, daß sichergestellt ist,
daß der
Frequenzfehler
welcher durch die Abtastung
im Frequenzbereich entsteht, kleiner ist als der Frequenzversatz,
welcher eine Phasendrehung von 180° über der Teilkorrelationslänge herbeiführt. In
diesem Fall ist sichergestellt, daß die inneren Korrelationsprodukte
in Gleichung (8) sich konstruktiv überlagern. Wählt man
die Länge
N
FFT als eine Zweierpotenz, dann kann die
numerische Komplexität
des Detektionsverfahrens durch den Einsatz einer schnellen Fourier-Transformation
anstelle einer allgemeinen Fourier-Transformation verringert werden.
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6 zeigt
das vorstehend beschriebene erfindungsgemäße Verfahren im Überblick
anhand eines Flußdiagramms.
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Zunächst wird in einem optionalen
Verfahrensschritt S100 die Momentan-Leistung P(v) des Empfangssignals
r(v) entsprechend Gleichung (2) berechnet und in einem ebenfalls
optionalen Verfahrensschritt S101 mit der Leistungsschwelle TH·MIN{P(v)}
entsprechend Gleichung (3) verglichen. Wenn die Leistungsschwelle
noch nicht überschritten
ist, wird im Schritt S100 weiterhin die Momentan-Leistung P(v) berechnet. Wird
die Leistungsschwelle überschritten,
so wird das Verfahren mit einem der Schritte S102, S103 oder S104 fortgesetzt
und es wird entsprechend Gleichung (8) die Kostenfunktion oder entsprechend
Gleichung (10) das Betragsspektrum R ~(f, v0)
oder entsprechend Schritt S104 die entsprechende Fourier-Transformation berechnet.
Durch die schnelle Fourier-Transformation
im Schritt 5104 kann das Maximum der Kostenfunktion, das angenähert dem
Maximum des Betragsspektrums entspricht, besonders effizient berechnet
werden und daraus der Beginn BB des aktiven Signalabschnitts (Burst)
BS zuerst durch eine Maximumsuche im Schritt S105 bezüglich der
Frequenz f und dann durch eine Maximumsuche im Schritt S106 bezüglich des
Bit- oder Chipversatzes v0 ermittelt werden.
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Die erfindungsgemäße Weiterbildung wurde vorstehend
anhand der Gleichungen (8) bis (11) nur bezüglich einer einzigen Teilkorrelationslänge für k = 0
beschrieben, d.h. der Summand k·N entsprechend der Gleichung
(4) wurde in den Gleichungen (8) und (10) zur Vereinfachung weggelassen.
Es kann sein, daß die aufgrund
des erfindungsgemäßen Verfahrens
erzielbare Korrelationslänge
so lang ist, daß die
Durchführung mehrerer
Teilkorrelationen, die dann entsprechend Gleichung (5) inkohärent gemittelt
werden müßten, nicht notwendig
ist. Der numerische Aufwand und der Speicheraufwand bei einer Korrelation über eine
derart lange Korrelationslänge
ist jedoch sehr hoch. Vorteilhaft ist es, das erfindungsgemäße Verfahren
nur über
eine überschaubare
Teilkorrelationslänge,
wie anhand der Gleichungen (4) bis (6) beschrieben, jedoch unter
Berücksichtigung
des erfindungsgemäßen Frequenzkorrektur faktors,
durchzuführen
und dann eine inkohärente
Mittelung über
die Teilkorrelationsergebnisse vorzunehmen.
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Die anhand der Gleichungen (2) und
(3) beschriebene, vorgeschaltete Leistungsdetektion ist vorteilhaft,
aber nur optional, und kann im Rahmen der vorliegenden Erfindung
auch weggelassen werden.
welche eine Korrelation über ein Korrelationsintervall aus N Chips bzw. Bits durchführt. Erfindungsgemäß ist jeder Summand r(v – v0)·p*(v) durch einen Frequenzversatz-Korrekturfaktor e–j2πΔfv korrigiert. Dadurch wird die aufgrund des Frequenzversatzes entstehende Phasenverschiebung, die anhand von
