DE10239283A1 - Synchrones Detektionsverfahren und Vorrichtung dafür, und Sensorsignaldetektor - Google Patents

Synchrones Detektionsverfahren und Vorrichtung dafür, und Sensorsignaldetektor

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Abstract

Die vorliegende Erfindung ist dazu gedacht, Hochfrequenzrauschen, das aus einer synchronen Detektion stammt, ohne der Notwendigkeit eines Tiefpassfilters, der eine große Zeitkonstante erfordert, wirksam zu minimieren. Ein Vibrations-Gyroskop enthält eine synchrone Detektionseinheit, die ein Messsignal, das von einem Messelement gesendet wird, unter Verwendung eines Referenzsignals synchron zu einem Überwachungssignal detektiert. Bei dem Vibrations-Gyroskop wird ein analoger Gleitmittelwertfilter, der einen gleitenden Mittelwert des Detektionssignals durch Abtasten des Detektionssignals während eines Zyklus des Referenzsignals erzeugt, zum Entfernen von Hochfrequenzrauschanteilen aus dem Detektionssignal verwendet, welches synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, ohne der Notwendigkeit eines CR-Filters, das eine große Zeitkonstante erfordert. Folglich können unerwünschte Rauschanteile, deren Frequenzen der Frequenz des Referenzsignals und dessen Oberschwingungen entsprechen, und welche aus der synchronen Detektion stammen, aufgrund eines Frequenzbandes mit einer unendlichen Dämpfung, das durch den analogen Gleitmittelwertfilter vorgesehen wird, wirksam gedämpft werden.

Description

    HINTERGUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegenden Erfindung betrifft ein synchrones Detektionsverfahren und eine dazugehörige Vorrichtung, die zum Abtasten einer Signalkomponente bzw. eines Signalanteils aus einem Eingangssignal synchron mit einem Referenzsignal verwendet werden, sowie einen Sensorsignaldetektor, der die synchrone Detektion verwendet.
    • Beschreibung des Standes der Technik
  • In der Vergangenheit ist eine synchrone Detektionsschaltung verwendet worden, um einen gewünschten Signalanteil aus einem Eingangssignal zu separieren, das unter einem schlechten Signal-Rausch-Verhältnis litt, oder zum Detektieren einer Phasendifferenz eines Eingangssignal zu einem Referenzsignal.
  • Die synchrone Detektionsschaltung führt eine Vollwellen-Gleichrichtung mit einem Signal, dessen Frequenz innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbandes liegt, unter Verwendung eines Referenzsignals mit dieser Frequenz durch und stellt somit ein gewünschtes Signal wieder her. Die synchrone Detektionsschaltung besitzt jedoch den Nachteil, daß ein Umschalten von Verbindungen durch einen Schalter und eine Auswahl eines Signalpfads mit dem Referenzsignal synchronisiert sind und dieses verursacht ein Hochfrequenzrauschen.
  • Das Hochfrequenzrauschen verschlechtert das von der Schaltung vorgesehene Signal-Rausch-Verhältnis. Normalerweise wird daher ein Tiefpaßfilter, wie beispielsweise ein CR-Filter, in einer der synchronen Detektionsschaltung folgenden Stufe installiert. Der Tiefpaßfilter entfernt das Hochfrequenzrauschen.
  • Wenn jedoch wie herkömmlich ein Versuch unternommen wird, das Hochfrequenzrauschen, welches in der synchronen Detektionsschaltung auftritt, unter Verwendung des Tiefpaßfilters mit dem CR-Filter zu minimieren, muß die für den Tiefpaßfilter erforderliche Zeitkonstante vergrößert werden. Zu diesem Zweck muß die Kapazität eines Kondensators C, der in dem Tiefpaßfilter enthalten ist, und der Widerstandswert eines Widerstands R, der darin enthalten ist, erhöht werden oder die Anzahl an Stufen, die jeweils einen Kondensator und einen Widerstand aufweist, die miteinander verbunden sind, muß erhöht werden (oder mit anderen Worten, der Grad des Filters muß angehoben werden).
  • Folglich weist die herkömmliche synchrone Detektionsschaltung den Nachteil auf, daß sie aufgrund des aufwendigen Tiefpaßfilters, der zum Entfernen des Hochfrequenzrauschen enthalten ist, nicht kompakt und kostengünstig entworfen werden kann.
    • KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung versucht die vorangehenden Probleme zu lösen. Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein synchrones Detektionsverfahren und eine Vorrichtung dafür zu schaffen, die in der Lage sind, ein Hochfrequenzrauschen, das aus der synchronen Detektion stammt, effizient zu minimieren, ohne der Notwendigkeit eines Tiefpaßfilters, der eine große Zeitkonstante erfordert, und einen Sensorsignaldetektor zu schaffen, der die synchrone Detektionsvorrichtung verwendet.
  • Um die vorhergehende Aufgabe zu lösen wird gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ein synchrones Detektionsverfahren vorgesehen. Hierbei wird ein analoger gleitender Mittelwert eines Signals, das synchron mit einem Referenzsignal detektiert wird, durch Abtasten eines Signals während eines Zyklus (bzw. Taktes) des Referenzsignals oder während eines Zyklus eines Signals, dessen Frequenz gleich einem Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals ist (wobei m für eine positive Ganzzahl steht), erzeugt. Somit wird Hochfrequenzrauschen aus dem detektierten synchronen Signal entfernt. Gemäß diesem Verfahren wird unerwünschtes Hochfrequenzrauschen, das in dem detektierten synchronen Signal enthalten ist, durch ein Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts ohne der Notwendigkeit eines Tiefpaßfilters, wie etwa einem CR-Filter, entfernt.
  • Die Erzeugung des analogen gleitenden Mittelwerts erfolgt durch eine Mittelwertbildung der Signalanteile, die während eines Abtastzyklus empfangen werden. Der größte (theoretisch unendliche) Wert an Dämpfung wird bei Frequenzen erreicht, die gleich bzw. nahe einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate sind (z. B., falls die Abtastrate 10 kHz beträgt, die Frequenzen die gleich bzw. nahe 10 kHz, 20 kHz, 30 kHz usw. liegen).
  • Die Erfinder der vorliegenden Erfindung haben festgestellt, daß Hochfrequenzrauschen, das aus der synchronen Detektion stammt, Oberschwingungen eines Referenzsignals sind, das für eine synchrone Detektion verwendet wird. Wenn beispielsweise das Referenzsignal eine Frequenz von 10 kHz aufweist, sind die Frequenzen des Hochfrequenzrauschens gleich oder nahe bei 10 kHz, 20 kHz, 30 kHz, 40 kHz usw. und somit weist das Hochfrequenzrauschen Frequenzen auf, die gleich oder nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des Referenzsignals liegen. Soweit es die Erzeugung eines analog gleitenden Mittelwerts betrifft, wird überdies der größte Dämpfungswert bei Frequenzen die gleich bzw. nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen einer Abtastrate (bzw. Abtastfrequenz) sind, mit welcher die Abtastwerte erzielt werden, um einen analogen gleitenden Mittelwert zu erzeugen. Die Erzeugung eines analogen gleitenden Mittelwerts wird daher durch ein Erzielen bzw. Erhalten von Abtastwerten während eines Zyklus des Referenzsignals, das zur synchronen Detektion verwendet wird, oder während eines Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals entspricht (wobei m für eine positive Ganzzahl steht), durchgeführt. (Mit anderen Worten, die Abtastrate, mit welcher Abtastwerte zum Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts erzielt werden, wird auf den gleichen Wert eingestellt, wie die Frequenz des Referenzsignals oder auf einen Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals.) Somit werden die unerwünschten Hochfrequenzrauschanteile, die aus der synchronen Detektion stammen, durch die Erzeugung eines analogen gleitenden Mittelwerts wirksam gedämpft.
  • Unabhängig von dem Aufbau einer Erzeugungsschaltung für einen analogen gleitenden Mittelwert ist das Prinzip der Schaltung derart, daß ein unendlicher Wert bzw. größter Wert der Dämpfung bei Frequenzen erzielt wird, die gleich oder nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen einer Abtastrate liegen. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Hochfrequenzrauschen, das aus der synchronen Detektion stammt, erfolgreich minimiert werden, ohne der Notwendigkeit eines Tiefpaßfilters, der eine große Zeitkonstante erfordert, wie er herkömmlicherweise benutzt wird. Folglich kann eine synchrone Detektionsschaltung der vorliegenden Erfindung (d. h. der Vorrichtung dafür) mit einem verglichen mit einem herkömmlichen Aufbau einfacheren Aufbau ausgebildet werden. Gemäß dem synchronen Detektionsverfahren, in welchem die vorliegende Erfindung implementiert ist, kann die synchrone Detektionsschaltung der vorliegenden Erfindung (d. h. der Vorrichtung dafür) kompakt und kostengünstig entworfen werden.
  • Die Erzeugungsschaltung des analogen gleitenden Mittelwerts kann einen beliebigen Aufbau aufweisen, solange sie ein Signal, welches synchron mit einem Referenzsignal zu detektieren ist, während eines bestimmten Zyklus abtastet und die erhaltenen Abtastwerte mittelt. Insbesondere macht dies ein Verzögerungsleitungsfilter (delay line filter), der beispielsweise in der Veröffentlichung der ungeprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 8-32408 offenbart ist.
  • Wie vorangehend erwähnt können Rauschanteile, deren Frequenzen gleich oder nahe bei ganzzahligen Vielfachen der Frequenz eines Referenzsignals liegen, das mit einem Signal überlagert (superpositioniert) ist, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, durch Verwendung der Erzeugung des analogen gleitenden Mittelwerts wirksam minimiert werden. Jedoch kann ein Hochfrequenzrauschen, das andere Rauschanteile als die, die aus der synchronen Gleichrichtung stammen, aufweist, (d. h. ein Rauschanteil, dessen Frequenz bei oder nahe einem ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des Referenzsignals liegt), mit dem detektierten synchronen Signal überlagert werden (Superposition). Das Hochfrequenzrauschen kann wahrscheinlich nicht durch die Erzeugung eines analogen gleitenden Mittelwerts alleine minimiert werden.
  • In diesem Fall kann vorzugsweise ein Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt worden ist, unter Verwendung eines Tiefpaßfilters zum Entfernen des restlichen Rauschens, das in dem Signal des analogen gleitenden Mittelwerts enthalten ist, gefiltert werden.
  • Da nichtsdestotrotz ein Signal mit einem Hochfrequenzrauschen, welches Oberschwingungen des Referenzsignals enthält, die durch die Erzeugung des analogen gleitenden Mittelwerts entfernt werden, an den Tiefpaßfilter angelegt wird, braucht die Zeitkonstante, die für das Tiefpaßfiltern erforderlich ist, nicht so groß sein wie die Herkömmliche. Der Tiefpaßfilter kann daher einen einfacheren Schaltungsaufbau aufweisen. Dies führt zu einer kompakten und kostengünstigen synchronen Detektionsschaltung (d. h. der Vorrichtung dafür).
  • Der Tiefpaßfilter kann mit einem analogen Filter, wie beispielsweise einem CR- Filter, ausgebildet sein, wie er bereits in der Vergangenheit Anwendung gefunden hat. Alternativ kann ein digitaler Filter zur Bildung des gleitenden Mittelwerts (im folgenden digitaler Gleitmittelwertfilter) eingesetzt werden.
  • Gemäß dem synchronen Detektionsverfahren, wird ein Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird, vorzugsweise analog/digital umgewandelt (A/D- Wandlung). Danach wird das resultierende Signal während eines Zyklus, der dem Zyklus entspricht, während dem Abtastwerte zum Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts erhalten worden sind, oder während einem n-ten Bruchteil (1/n) des Zyklus (bzw. Taktes) (wobei n für eine positive Ganzzahl steht) abgetastet. Anschließend wird eine Vielzahl von erhaltenen Abtastwerten gemittelt. Diese Erzeugung des digitalen gleitenden Mittelwerts kann das Restrauschen minimieren, das in dem Signal des analogen gleitenden Mittelwert enthalten ist.
  • Gemäß dem synchronen Detektionsverfahren wird die Erzeugung des digitalen gleitenden Mittelwerts vorzugsweise durch das Erlangen von Abtastwerten bei einer Abtastrate durchgeführt, d. h. während eines Zyklus, der einem Zyklus entspricht, während dem Abtastwerte zum Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts erhalten worden sind, oder der einem n-ten Bruchteil (1/n) (wobei n für eine positive Ganzzahl steht) entspricht. Falls die Abtastrate, bei welcher Abtastwerte zum Erzeugen eines digitalen gleitenden Mittelwerts erhalten werden, auf diese Weise eingestellt wird, stimmt ein Durchlaßband für unerwünschte Signale, die aus der Erzeugung eines digitalen gleitenden Mittelwerts stammen, mit einem Frequenzband überein, bei welchen ein unendlicher bzw. größter Dämpfungswert während einer Erzeugung eines analogen gleitenden Mittelwerts erzielt werden kann.
  • Genauer gesagt ist die Erzeugung des digitalen gleitenden Mittelwerts derart, daß digitale Daten mit einer Abtastrate abgetastet werden und eine Vielzahl der vergangenen abgetasteten digitalen Datenwerte gemittelt wird. Ein Dämpfungswert, mit welchem ein Signal durch die Erzeugung des digitalen gleitenden Mittelwerts gedämpft wird, ist sehr klein (nahezu null) bei Frequenzen die gleich oder nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate sind. Unerwünschte Signalanteile werden daher durchgelassen, da sie Frequenzen aufweisen, die bei bzw. nahe bei den ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate liegen. Während der Erzeugung des analogen gleitenden Mittelwerts dagegen wird ein maximaler (theoretisch unendlicher) Wert der Dämpfung bei Frequenzen erzielt, die gleich oder annähernd den ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate sind. Die unerwünschten Signalanteile werden daher abgeschnitten, da sie Frequenzen aufweisen, die gleich oder annähernd einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate sind.
  • Gemäß dem synchronen Detektionsverfahren wird die Fähigkeit eines Tiefpaßfilters zum Entfernen eines restlichen Rauschens aus einem Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt worden ist, vorzugsweise durch Durchführen der Erzeugung eines digitalen gleitenden Mittelwerts verwirklicht. Hierbei wird eine Abtastrate, mit welcher Abtastwerte zum Erzeugen eines digitalen gleitenden Mittelwerts erhalten werden, auf den gleichen Wert eingestellt, wie eine Abtastrate, bei welcher Abtastwerte zum Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts erhalten werden, oder einem n-fachen der Abtastrate eingestellt. Signalanteile, die nicht durch die Erzeugung des digitalen gleitenden Mittelwerts (in diesem Fall Hochfrequenzrauschanteile, die aus der synchronen Detektion stammen) werden durch die Erzeugung des analogen gleitenden Mittelwerts gedämpft. Somit wird verhindert, daß unnötige und daher unerwünschte Rauschanteile durch die Erzeugung des digitalen gleitenden Mittelwerts unverarbeitet übrig bleiben.
  • Gemäß dem synchronen Detektionsverfahren, wird überdies vorzugsweise ein analoger gleitender Mittelwert eines Signals erzeugt, das synchron mit einem Referenzsignal zu detektieren ist, und wird anschließend analog/digital gewandelt (A/D- Wandlung). Diese Verarbeitungsschritte (d. h., die Erzeugung des analogen gleitenden Mittelwerts und die A/D-Wandlung) können gleichzeitig unter Verwendung einer Impulsverzögerungsschaltung (pulse delay circuit) erzielt werden, die eine Vielzahl von aufeinanderfolgend verbundenen Stufen von Verzögerungsgliedern bzw. -einheiten aufweist.
  • Vorzugsweise wird das Signal, das detektiert wird, um mit dem Referenzsignal synchron zu sein bzw. das synchron zu einem Referenzsignal detektiert wird, an die Impulsverzögerungsschaltung als ein Signal angelegt, mit welchem die die Impulsverzögerungsschaltung bildenden Verzögerungseinheiten gesteuert werden. Ein Impulssignal wird ebenso an die Impulsverzögerungsschaltung angelegt. Das Impulssignal wird um eine Verzögerungszeit verzögert übertragen, die durch jede der Verzögerungseinheiten, die in der Impulsverzögerungsschaltung enthalten ist, erzeugt wird. Die Anzahl an Verzögerungseinheiten, welche das Impulssignal innerhalb der Impulsverzögerungsschaltung durchläuft bzw. passiert, wird während einem Zyklus des Referenzsignals oder einem Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals entspricht, gezählt. Folglich kann die Impulsverzögerungsschaltung verwendet werden, um eine Erzeugung eines analogen gleitenden Mittelwerts mit dem Signal, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, durchzuführen, und eine Analog/Digital-Umwandlung (A/D-Umwandlung) mit einem Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird, gleichzeitig durchzuführen.
  • Genauer gesagt, wenn die Impulsverzögerungsschaltung wie vorangehend beschrieben betrieben wird, variiert die Verzögerungszeit, um welche das Impulssignal verzögert wird, während es jedes der Verzögerungseinheiten durchläuft, die die Impulsverzögerungsschaltung bilden, abhängig von dem Spannungswert eines analogen Eingangssignals. Falls unerwünschte Hochfrequenzsignalanteile mit dem analogen Eingangssignal überlagert sind, variiert die Verzögerungszeit abhängig von den Hochfrequenzrauschanteilen. Da jedoch das Impulssignal die Verzögerungseinheiten durchläuft, werden die durch die Hochfrequenzrauschanteile verursachten Abweichungen ausgelöscht. Wenn das Impulssignal die Vielzahl der Verzögerungseinheiten durchlaufen hat, ist ein Mittelwert der durch die Verzögerungseinheiten erzeugten Verzögerungszeiten proportional zu dem Spannungspegel des analogen Eingangssignals, dessen Hochfrequenzsignalanteile entfernt worden sind.
  • Gemäß dem synchronen Detektionsverfahren wird die Impulsverzögerungsschaltung vorzugsweise wie vorangehend erwähnt betrieben. Die Anzahl an Verzögerungseinheiten, welche das Impulssignal innerhalb der Impulsverzögerungsschaltung durchläuft, wird während eines Zyklus des Referenzsignals, das zur synchronen Detektion verwendet wird, oder während eines Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals entspricht (wobei m für eine positive Ganzzahl steht) gezählt. Ein Mittelwert der Zeiten des Impulssignals, die erforderlich sind, um die Verzögerungseinheiten zu durchlaufen, wird berechnet und als digitale Daten übertragen, die das Signal darstellen, das als der analoge gleitende Mittelwert erzeugt wird.
  • Gemäß dem synchronen Detektionsverfahren kann daher die Erzeugung eines analogen gleitenden Mittelwerts und eine A/D-Umwandlung unter Verwendung einer Schaltung erzielt werden, welche die Impulsverzögerungsschaltung enthält, ohne daß die Konstruktion einer Erzeugungsschaltung für einen analogen gleitenden Mittelwert und einer Kombination aus einem Filter und einer A/D-Schaltung notwendig sind. Dies erleichtert die Verwirklichung einer kompakten und kostengünstigen synchronen Detektionsschaltung (d. h. einer Vorrichtung zur synchronen Detektion gemäß vorliegendem Detektionsverfahren).
  • Gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung, wird eine synchrone Detektionsvorrichtung vorgesehen, in welcher eine synchrone Detektionsschaltung ein Eingangssignal unter Verwendung eines Referenzsignals mit einer vorbestimmten Frequenz detektiert. Überdies erzeugt ein analoger Gleitmittelwertfilter einen gleitenden Mittelwert eines Signals, welches synchron mit dem Referenzsignal detektiert wird, während eines Zyklus des Referenzsignals oder eines Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals entspricht (wobei m für eine positive Ganzzahl steht).
  • Bei der synchronen Detektionsvorrichtung, bei welcher der zweite Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist, kann ein Eingangssignal synchron mit dem Referenzsignal gemäß dem synchronen Detektionsverfahren, in welchem der erste Aspekt der Erfindung implementiert ist, detektiert werden. Unerwünschte Hochfrequenzrauschanteile (Oberschwingungen des Referenzsignals), die aus der synchronen Detektion stammen, können wirksam ohne der Notwendigkeit eines Tiefpaßfilters, das ein große Zeitkonstante erfordert, minimiert werden. Dies führt zu einer kompakten und kostengünstigen synchronen Detektionsvorrichtung.
  • Bei der synchronen Detektionsvorrichtung, bei welcher der zweite Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert worden ist, wird ein Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird, vorzugsweise unter Verwendung eines Tiefpaßfilters gefiltert. Ein Restrauschen, das in dem analogen gleitenden Mittelwertsignal enthalten ist, kann entfernt werden.
  • Daher kann bei synchronen Detektionsvorrichtung das Eingangssignal synchron zu dem Referenzsignal gemäß dem synchronen Detektionsverfahren, bei welchem der erste Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist, detektiert werden. Unerwünschte Rauschanteile, die in dem Signal enthalten sind, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, können zuverlässig entfernt werden.
  • Vorzugsweise enthält die synchrone Detektionsvorrichtung einen Analog/Digital- Umwandler (A/D-Konverter), der ein Signal umwandelt, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird. Überdies wird die Fähigkeit eines Tiefpaßfilters mit einem digitalen Gleitmittelwertfilter verwirklicht, der einen digitalen gleitenden Mittelwert erzeugt.
  • Bei der synchronen Detektionsvorrichtung kann daher ein Eingangssignal synchron zu einem Referenzsignal gemäß dem synchronen Detektionsverfahren, bei welchem der erste Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist, detektiert werden. Unerwünschte Rauschanteile, die in dem Signal enthalten sind, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, können zuverlässiger entfernt werden.
  • Bei der synchronen Detektionsvorrichtung werden die Fähigkeiten des analogen Gleitmittelwertfilters und des Analog/Digital-Wandlers (A/D-Konverter) vorzugsweise mit einem zeitlichen A/D-Wandler (temporal A/D converter) mit der Fähigkeit eines Filters verwirklicht.
  • Der zeitliche A/D-Wandler enthält eine Impulsverzögerungsschaltung und eine Zähleinrichtung. Die Impulsverzögerungsschaltung weist eine Vielzahl von aufeinanderfolgenden Stufen an Verzögerungseinheiten auf, welche ein Eingangssignal um eine Verzögerungszeit verzögern, die von einem Signal abhängt, das detektiert wird, um synchron mit einem Referenzsignal zu sein (einem synchron zu einem Referenzsignal detektierten Signal). Die Impulsverzögerungsschaltung überträgt ein Impulssignal, wobei es um eine Verzögerungszeit, die durch jede Verzögerungseinheit erzeugt wird, verzögert wird. Die Zähleinrichtung zählt die Anzahl an Verzögerungseinheiten, die das Impulssignal innerhalb der Impulsverzögerungsschaltung während eines Zyklus eines Referenzsignals, das zur synchronen Detektion verwendet wird, oder während eines Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals entspricht (wobei m für eine positive Ganzzahl steht), durchläuft. Ein Zählwert, der durch die Zählvorrichtung vorgesehen wird, wird als digitale Daten, die das Signal darstellen, das um synchron mit dem Referenzsignal zu sein detektiert worden ist (bzw. das synchron zu dem Referenzsignal detektiert worden ist), übertragen.
  • Genauer gesagt detektiert die synchrone Detektionsvorrichtung ein Eingangssignal synchron zu dem Referenzsignal gemäß dem zuvor erwähnten synchronen Detektionsverfahren. Der zeitliche A/D-Wandler mit der Fähigkeit eines Filters wird verwendet, um eine Erzeugung eines analogen gleitenden Mittelwerts aus dem Signal, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, und eine A/D-Umwandlung mit dem Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird, gleichzeitig durchzuführen.
  • Folglich kann die synchrone Detektionsvorrichtung mit einem einfacheren Schaltungsaufbau ausgebildet sein und kann kompakt und kostengünstig entworfen werden.
  • Gemäß dem dritten, vierten und fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung, werden Sensorsignaldetektoren vorgesehen, die ein reales Sensorsignal aus einem Detektionssignal von einem Meßelement (oder mit anderen Worten, einem Sensorelement) gemäß dem synchronen Detektionsverfahren in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung abtasten.
  • Bei dem Sensorsignaldetektor, bei welchem der dritte Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist, steuert eine Ansteuereinrichtung das Meßelement mit einem Ansteuersignal an, das ein überlagertes Trägersignal aufweist. Eine erste Referenzsignalgenerationseinrichtung erzeugt ein erstes Referenzsignal, welches für eine synchrone Detektion (gemäß dem Trägersignal) verwendet wird. Eine erste synchrone Detektionseinrichtung detektiert ein Detektionssignal, das von dem Meßelement unter Verwendung des ersten Referenzsignals gesendet wird. Somit wird ein Sensorsignal, das eine physikalische Größe darstellt, die unter Verwendung des Meßelements detektiert wird.
  • Gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung überlagert der Sensorsignaldetektor das Trägersignal mit dem Ansteuersignal, mit welchem das Meßelement angesteuert wird, und überlagert somit das Detektionssignal, welches von dem Meßelement gesendet wird, mit dem Trägersignal. Überdies wird das Detektionssignal unter Verwendung des Referenzsignals synchron mit dem Trägersignal detektiert. Somit ist das letztendlich erzeugte Sensorsignal unbeeinflußt von einem 1/f-Rauschen (Niederfrequenzrauschen), das bei einer Verstärkungsschaltung oder dergleichen auftritt, die in einem Pfad installiert ist, entlang dem das Detektionssignal, das von dem Meßelement gesendet wird, empfangen wird.
  • Bei dem Sensorsignaldetektor wird die vorangehend erwähnte synchrone Detektionsvorrichtung vorzugsweise als die erste synchrone Detektionseinrichtung angewendet, so daß das Detektionssignal synchron mit dem Referenzsignal gemäß dem Verfahren, in welchem die vorliegende Erfindung implementiert ist, detektiert werden kann.
  • Gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung kann der Sensorsignaldetektor das reale Sensorsignal erzeugen, welches die physikalische Größe darstellt, die unter Verwendung des Meßelements detektiert wird, während es unbeeinflußt durch das 1/f-Rauschen und das Hochfrequenzrauschen bleibt. Hierbei tritt das 1/f-Rauschen in einer Verstärkerschaltung oder dergleichen auf, die in dem Pfad installiert ist, entlang welchem das Detektionssignal, das von dem Meßelement gesendet wird, empfangen wird. Überdies stammt das Hochfrequenzrauschen aus der synchronen Detektion, die durch die erste synchrone Detektionseinrichtung durchgeführt wird. Folglich bietet der Sensorsignaldetektor ein sehr hohes bzw. gutes Signalrauschverhältnis.
  • Gemäß dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Sensorsignaldetektor vorgesehen, der eine physikalische Größe, wie beispielsweise eine Beschleunigung oder ein Winkelgeschwindigkeit unter Verwendung eines Vibrationsmeßelements, wie beispielsweise einer Stimmgabel oder einer Membran detektiert. Eine Ansteuereinheit steuert das Meßelement mit einem Ansteuersignal mit einer vorbestimmten Frequenz an. Eine zweite Referenzsignalgenerationseinrichtung detektiert den Ansteuerzustand des Meßelements aus dem Ansteuersignal oder einem Überwachungssignal, das von dem Meßelement gesendet wird. Die zweite Referenzsignalgenerationseinrichtung erzeugt ein zweites Referenzsignal, welches unter Verwendung des Ansteuersignals zur synchronen Detektion verwendet wird. Eine zweite synchrone Detektionseinrichtung detektiert ein Detektionssignal, welches unter Verwendung des zweiten Referenzsignals von dem Meßelement gesendet wird. Folglich wird ein Sensorsignal erzeugt, das eine physikalische Größe darstellt, die unter Verwendung des Meßelements detektiert wird.
  • Auch bei dem Sensorsignaldetektor, bei welchem der vierte Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist, wird die voranstehende synchrone Detektionsvorrichtung als die zweite synchrone Detektionseinrichtung verwendet, so daß das Detektionssignal synchron zu dem Referenzsignal gemäß dem Verfahren, in welchem die vorliegende Erfindung implementiert ist, detektiert werden kann.
  • Gemäß dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung erzeugt der Sensorsignaldetektor das reale Sensorsignal, welches die physikalische Größe darstellt, wie beispielsweise eine Beschleunigung oder eine Winkelgeschwindigkeit, während es durch Hochfrequenzrauschen, das aus der synchronen Detektion stammt, die durch die zweite synchrone Detektionseinrichtung durchgeführt wird, beeinflußt ist. Hierbei wird die physikalische Größe durch das Vibrationsmeßelement detektiert. Folglich bietet der Sensorsignaldetektor ein sehr hohes Signal-Rausch-Verhältnis.
  • Gemäß dem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung, wird ein Sensorsignaldetektor vorgesehen, wobei, ähnlich zu dem Signaldetektor in Übereinstimmung mit dem vierten Aspekt, eine Ansteuereinrichtung ein Meßelement mit einem Ansteuersignal mit einer vorbestimmten Frequenz ansteuert. Eine zweite Referenzsignalgenerationseinrichtung erfaßt einen Ansteuerzustand des Meßelements aus dem Ansteuersignal oder einem Überwachungssignal, das von dem Meßfühler gesendet wird, und erzeugt ein zweites Referenzsignal, welches zur synchronen Detektion unter Verwendung des Ansteuersignals oder Überwachungssignals verwendet wird.
  • Bei dem Sensorsignaldetektor, bei welchem der fünfte Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist, überlagert eine Trägersignal-Überlagerungseinrichtung, ähnlich zu dem Sensorsignaldetektor in Übereinstimmung mit der dritten Ausführungsform, vorzugsweise ein Trägersignal dessen Frequenz höher ist, als das des Ansteuersignals, mit welcher die Ansteuereinrichtung das Meßelement ansteuert, mit dem Ansteuersignal. Somit wird das Trägersignal mit dem Ansteuersignal überlagert, das von dem Meßfühler gesendet wird. Eine erste Referenzsignalgenerationseinrichtung erzeugt ein erstes Referenzsignal, welches zur synchronen Detektion gemäß dem Trägersignal verwendet wird.
  • Eine erste synchrone Detektionseinrichtung detektiert das von dem Meßfühler gesendete Detektionssignal unter Verwendung des ersten Referenzsignals. Eine zweite synchrone Detektionseinrichtung detektiert das synchron zu dem Referenzsignal detektierte Detektionssignal unter Verwendung des zweiten Referenzsignals.
  • Gemäß dem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung, ist der Sensorsignaldetektor eine Kombination aus einem, der mit dem dritten Aspekt übereinstimmt, und einem, der mit dem vierten Aspekt übereinstimmt. Wenn folglich das Vibrationsmeßelement, wie beispielsweise eine Stimmgabel oder eine Membran zum Detektieren einer physikalischen Größe, wie beispielsweise einer Beschleunigung oder einer Winkelgeschwindigkeit, verwendet wird, bleibt das schlußendlich erzeugte Sensorsignal von einem 1/f-Rauschen (Niederfrequenzrauschen) unbeeinflußt, das bei einer Verstärkungsschaltung oder dergleichen auftritt, die in einem Pfad installiert ist, entlang welchem das Detektionssignal, das von dem Meßelement gesendet wird, empfangen wird.
  • Auch bei dem Sensorsignaldetektor, bei welchem der fünfte Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist, wird die vorangehend erwähnte synchrone Detektionsvorrichtung als die erste und zweite synchrone Detektionseinrichtung angewendet, so daß das Detektionssignal synchron zu dem Referenzsignal gemäß dem Verfahren, in welchem die vorliegende Erfindung implementiert ist, detektiert werden kann.
  • Gemäß dem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung kann daher der Sensorsignaldetektor ein reales Sensorsignal erzeugen, welches eine physikalische Größe darstellt, wie beispielsweise eine Beschleunigung oder eine Winkelgeschwindigkeit, während es von dem 1/f-Rauschen oder Hochfrequenzrauschen unbeeinflußt ist. Hierbei wird die physikalische Größe durch das Vibrationsmeßelement erfaßt. Das 1/f-Rauschen tritt in einer Verstärkerschaltung oder dergleichen auf, die in einem Pfad installiert ist, entlang welchem das Detektionssignal, das von dem Meßfühler gesendet wird, empfangen wird. Das Hochfrequenzrauschen stammt von der durch die erste oder zweite synchrone Detektionseinrichtung durchgeführte synchrone Detektion. Folglich bietet der Sensorsignaldetektor ein sehr hohes Signal-Rausch-Verhältnis.
  • Gemäß dem vierten oder fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung kann das in dem Sensorsignaldetektor enthaltene Vibrationsmeßelement ein Vibrator sein, der in einem Vibrations-Gyroskop enthalten ist. Falls der Sensorsignaldetektor in Übereinstimmung mit dem vierten oder fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung verwendet wird, um das Detektionssignal zu verarbeiten, das von dem Vibrator, der in dem Vibrations- Gyroskop enthalten ist, gesendet wird, kann ein Winkelgeschwindigkeitsdetektor verwirklicht werden, der in der Lage ist, eine Winkelgeschwindigkeit (Gierrate), die unter Verwendung des Vibrations-Gyroskops detektiert wird, hochgenau zu detektieren.
    • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
  • Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Winkelgeschwindigkeitsdetektors zeigt, an welchen die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung adaptiert worden ist;
  • Fig. 2 ist ein beispielhaftes Diagramm zum Erläutern des Aufbaus des Meßelements, der in der ersten Ausführungsform enthalten ist;
  • Fig. 3 ist ein exemplarisches Diagramm zum Erläutern der Wellenformen des Signals, das an zahlreichen Punkten in einer Detektionsschaltung detektiert wird, die in der ersten Ausführungsform enthalten ist;
  • Fig. 4 ist ein beispielhaftes Diagramm zum Erläutern eines Rausch-Minimierungseffekts, der durch einen analogen Gleitmittelwertfilter ausgeübt wird, der in der ersten Ausführungsform enthalten ist;
  • Fig. 5A und 5B sind Graphen von Meßdaten, die die Wellenform eines Detektionssignals SS1 darstellen und Meßdaten, die Frequenzanteile des Detektionssignals SS1 darstellen;
  • Fig. 6 ist ein exemplarisches Diagramm, das die Beziehung einer Korrespondenz zwischen der Dämpfungskennlinie eines analogen Gleitmittelwertfilters und der Frequenzkennlinie eines Detektionssignals zeigt;
  • Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Winkelgeschwindigkeitsdetektors zeigt, an welchen die zweite Ausführungsform adaptiert worden ist;
  • Fig. 8 ist ein exemplarisches Diagramm zum Erläutern des Aufbaus eines Meßelements, der in der zweiten Ausführungsform enthalten ist;
  • Fig. 9 ist ein beispielshaftes Diagramm zum Erläutern der Wellenformen des Signals, das an zahlreichen Punkten in der Detektionsschaltung, die in der zweiten Ausführungsform enthalten ist, detektiert worden sind;
  • Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Winkelgeschwindigkeitsdetektors zeigt, an welchen die dritte Ausführungsform adaptiert worden ist;
  • Fig. 11A und 11B sind exemplarische Diagramme, die den Aufbau eines Zeitbereichs-A/D-Wandlers und eines digitalen Gleitmittelwertfilters zeigen, die in der dritten Ausführungsform enthalten sind; und
  • Fig. 12A und 12B sind exemplarische Diagramme, die die Dämpfungskennlinie eines digitalen Gleitmittelwertfilters und die synthetische Dämpfungskennlinie eines Zeitbereichs-A/D-Wandlers und eines digitalen Gleitmittelwertfilters zeigen.
    • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Im folgenden werden Ausführungsformen (die erste bis dritte Ausführungsform) der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit der Zeichnung beschrieben.
    • Erste Ausführungsform
  • Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das den Gesamtaufbau eines Winkelgeschwindigkeitsdetektors zeigt, an welchen die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung adaptiert ist.
  • Der Winkelgeschwindigkeitsdetektor der vorliegenden Erfindung ist ein sogenanntes Vibrations-Gyroskop. Der Winkelgeschwindigkeitsdetektor besteht aus einem Meßelement bzw. Meßfühler 2, der ein Vibrator ist, und einer Detektorschaltung 4 (entspricht einem Sensorsignaldetektor in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung), die den Meßfühler 2 ansteuert und eine Winkelgeschwindigkeit detektiert, mit welcher sich die Winkelverschiebung des Vibrators aufgrund eines externen Faktors geändert hat.
  • Der Meßfühler 2 weist beispielsweise, wie in Fig. 2 gezeigt, einen im wesentlichen rechteckförmigen Vibrator 16 auf, der auf einem Substrat 12, das aus monokristallinem Silizium oder dergleichen hergestellt ist, durch vier Biegebalken 14, die sich von den Ecken des Substrats erstrecken, montiert ist. Eine Ansteuerelektrode 18, eine Überwachungselektrode 20 und ein Paar von Detektionselektroden 22 und 24 sind um den Vibrator 16 herum angeordnet. Die Ansteuerelektrode 18 wird zum Vibrierenlassen des Vibrators 16 in einer x-Achsenrichtung parallel zu der Oberfläche des Substrats (vertikale Richtung in der Zeichnung) verwendet. Die Überwachungselektrode 20 wird zum Überwachen des Ansteuerzustands des Vibrators 16 verwendet (oder in anderen Worten, der Vibrationen des Vibrators 16 in der x- Achsenrichtung). Das Paar von Detektionselektroden 22 und 24 wird zum Detektieren der Vibrationen des Vibrators 16 in einer y-Richtung parallel zu der Oberfläche des Substrats (rechtwinklig zu der x-Achsenrichtung) verwendet.
  • Fig. 2 zeigt anschaulich den Vibrator 16 und die Elektroden 18 bis 24. In Wirklichkeit weist der Vibrator 16 Elektroden auf, die mit den Elektroden 18 bis 24 derart assoziiert bzw. verbunden sind, daß eine elektrostatische Kapazität zwischen dem Vihrator 16 und jeder der Elektroden 18 bis 24 abhängig von der Winkelverschiebung des Vibrators 16 variieren wird. Überdies sind die Elektroden auf dem Vibrator 16 und die Elektroden 18 bis 24 auf dem Substrat, welches stationäre Elektroden sind, wie Kämme geformt, so daß ein Paar von verbundenen bzw. miteinander assoziierten Elektroden ineinandergreifen können. Der Meßfühler 2, der in der vorliegenden Ausführungsform enthalten ist, ist bereits als ein Meßfühler für ein sogenanntes Mikro- Gyroskop bekannt, das unter Ausnutzung einer Mikro-Maschinentechnologie konstruiert worden ist (siehe beispielsweise die Veröffentlichungen der ungeprüften japanischen Patentanmeldungen Nr. 2000-81335 und 2001-153659). Die Beschreibung des Meßfühlers 2 wird daher weggelassen.
  • Die Detektorschaltung 4 besteht hauptsächlich aus einer Ansteuerschaltung 30 und einem Verstärker 32. Die Ansteuerschaltung 30 legt einen Ansteuerimpuls DP, dessen Frequenz der Resonanzfrequenz des Vibrators 16 entspricht, an die Ansteuerelektrode 18 durch den Ansteueranschluß D, der an dem Meßfühler 2 ausgebildet ist, an. Dies bewirkt eine elektrostatische Kraft, die zwischen der Ansteuerslektrode 18 und dem Vibrator 16 auftritt. Die Ansteuerschaltung 30 läßt somit den Vibrator 16 in der x- Achsenrichtung vibrieren. Der Verstärker 32 liest ein Überwachungssignal (monitor signal) MS, welches den Ansteuerzustand des Vibrators 16 darstellt und sich bei der Überwachungselektrode 20 entwickelt, durch einen Überwachungsanschluß M, der an dem Meßfühler 2 ausgebildet ist, aus und verstärkt das Überwachungssignal MS. Das verstärkte Signal wird zu der Ansteuerschaltung 30 zurückgeführt. Folglich vibriert der Vibrator 16, der den Meßfühler 2 enthält, in der x-Achsenrichtung mit seiner Resonanzfrequenz.
  • Wenn der Vibrator 16 wie vorhergehend erwähnt vibriert, kann ein externer Faktor, welcher bewirkt, daß sich der Winkel, welcher durch die Vibrationen, bezüglich eines Achsenkreuzes auf der Oberfläche des Substrats bestimmt ist, mit einer Winkelgeschwindigkeit ändert, an den Meßfühler 2 angelegt werden. Für diesen Fall wird eine Coriolis-Kraft in einer Richtung senkrecht zu einer Richtung erzeugt, mit welcher der Vibrator 16 vibriert (x-Achsenrichtung). Die Coriolis-Kraft bewirkt, daß der Vibrator 16 in der y-Achsenrichtung vibriert.
  • Folglich variiert eine elektrostatische Kapazität, die zwischen dem Vibrator 16 und jeder der Detektionselektroden 22 und 24 vorhanden ist, welche einander in der y- Achsenrichtung mit dem Vibrator 16 dazwischen gegenüberliegen. Schließlich werden Abtastsignale SP und SM proportional zu den Variationen der elektrostatischen Kapazitäten (oder in anderen Worten, es treten Coriolis-Kräfte in dem Vibrator 16 auf) erzeugt. Zudem sind die Abtastsignale SP und SM um 180° zueinander phasenverschoben.
  • Die Detektorschaltung 4 weist einen Differenzverstärker 34 auf, der die Abtastsignale SP und SM durch ein Paar von Meßanschlüssen S, die an dem Meßfühler 2 ausgebildet sind, empfängt. Der Differenzverstärker 34 verstärkt eine Differenz zwischen den Meßsignalen und überträgt die resultierende Differenz zu einer synchronen Detektionseinheit 36.
  • Die synchrone Detektionseinheit 36 entspricht einer synchronen Detektionsschal- tung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Die synchrone Detektionseinheit 36 detektiert ein Meßsignal SS0, welches von dem Differenzverstärker 34 gesendet wird, unter Verwendung eines Referenzsignals CKD. Ein synchroner Detektionsreferenzsignalgenerator 38 erzeugt das Referenzsignal CKD unter Verwendung des Überwachungssignals MS, das von dem Verstärker 32 gesendet wird. Folglich führt die synchrone Detektionseinheit 36 eine Vollwellengleichrichtung des Meßsignals SS0, das von dem Differenzverstärker 34 gesendet wird, synchron mit dem Referenzsignal CKD durch. Zudem erzeugt der synchrone Detektionsreferenzsignalgenerator 38 das Referenzsignal CKD durch Verschieben der Phase des Überwachungssignals MS um beispielsweise 90°.
  • Danach wird ein Signal (Detektionssignal SS1), das durch die synchrone Detektionseinheit 36 detektiert wird, um synchron mit dem Referenzsignal zu sein, zu einem analogen Gleitmittelwertfilter 40 übertragen. Der analoge Gleitmittelwertfilter 40 empfängt das Referenzsignal CKD, das zur synchronen Detektion verwendet wird, und mittelt die Abtastwerte eines Detektionssignals SS1, die während eines Zyklus des Referenzsignals CKD erhalten werden. Beispielsweise wird ein Verzögerungsleitungsfilter (delay line filter) genutzt, das in der Veröffentlichung der ungeprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 8-32408 offenbart ist.
  • Ein Detektionssignal SS2, das als ein analoger gleitender Mittelwert durch den analogen Gleitmittelwertfilter 40 erzeugt worden ist, wird zu einem Tiefpassfilter 42 in der letzten Stufe übertragen. Der Tiefpassfilter 42 filtert das Detektionssignal SS2 derart, daß das Hochfrequenzrauschen entfernt ist. Danach wird das resultierende Signal als ein Sensorsignal (Winkelgeschwindigkeitssignal) SS3, welches das Ergebnis der Detektion der Winkelgeschwindigkeit darstellt, zu einem externen System (beispielsweise in einem Fahrzeugnavigationssystem) übertragen.
  • Der Tiefpassfilter 42 ist als ein Hilfsfilter zum Entfernen eines Hochfrequenzrauschens enthalten, das nicht durch eine analoge Gleitmittelwertberechnung, die durch den analogen Gleitmittelwertfilter 40 durchgeführt wird, entfernt werden konnte. Ein analoger Filter, wie beispielsweise ein CR-Filter, kann als Tiefpassfilter 42 verwendet werden. Falls ein Analog/Digital-Wandler zum Umwandeln des Detektionssignals SS2 in digitale Daten enthalten ist, kann die Fähigkeit des Tiefpassfilters 42 mit einem digitalen Gleitmittelwertfilter verwirklicht werden, der einen gleitenden Mittelwert der digitalen Daten erzeugt, die durch den A/D-Wandler erzeugt worden sind.
  • Der Betrieb der Detektorschaltung 4, die in der vorliegenden Ausführungsform enthalten ist und den vorhergehenden Schaltungsaufbau aufweist, wird im folgenden in Zusammenhang mit Fig. 3 und 4 beschrieben.
  • Wie in Fig. 3 gezeigt, enthält zunächst das Meßsignal SS0, das durch den Differenzverstärker 34 erzeugt wird, zusätzlich zu einem Winkelgeschwindigkeitssignalanteil ωs1, welcher ein Gegenstand der Detektion ist, einen unerwünschten Rauschanteil NS1 und einen Gleichstrom-Offset-Anteil (DC-Offset-Anteil) DFS1.
  • Im allgemeinen ist der unerwünschte Rauschanteil NS1, der in dem Meßsignal SS0 enthalten ist, und das Referenzsignal CKD, um 90° zueinander phasenverschoben (weisen eine Phasendifferenz A auf). Die Phasendifferenz zwischen dem Winkelgeschwindigkeitssignalanteil ωS1 und dem Referenzsignal CKD ist 0° (oder 180°).
  • Wenn die synchrone Detektionseinheit 36 das Meßsignal SS0 unter Verwendung des Referenzsignals CKD detektiert, wird der Winkelgeschwindigkeitssignalanteil ωS1 in ein Gleichstrom-Signal ωS2 umgewandelt, dessen Wellenform einer Sinuswelle gleicht, die eine Vollwellengleichrichtung erfahren hat. Die positiven und negativen Halbzyklen der negativen Rauschanteile NS1 und des DC-Offset-Anteils DFS2, die in dem Meßsignal enthalten sind, das synchron mit dem Referenzsignal detektiert wird, werden zueinander gleich. Eine Mittelwertbildung der Halbzyklen des unerwünschten Rauschanteils oder des DC-Offset-Anteils wird daher 0.
  • Das Detektionssignal SS1, das detektiert worden ist, um synchron mit dem Referenzsignal zu sein bzw. das synchron detektiert worden ist, ist ein synthetisches Signal der Signalanteile ωS2, NS2 und DFS2. Da hierbei der unerwünschte Rauschanteil NS2 relativ groß verglichen mit den anderen Anteilen ist, weist das Detektionssignal SS1 eine Sägezahn-Wellenform (eine; sogenannte Sägezahnwelle) auf.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform ersetzt der analoge Gleitmittelwertfilter 40 einen herkömmlichen Analogfilter, wie beispielsweise einem CR-Filter, um den Sägezahnwellenanteil zu entfernen. Der analoge Gleitmittelwertfilter 40 wird verwendet, um den Sägezahnwellenanteil auszulöschen, und der Tiefpassfilter 42 wird verwendet um einen Rauschanteil zu entfernen, der nicht durch den analogen Gleitmittelwertfilter 40 entfernt werden konnte. Schließlich wird ein Sensorsignal (Winkelgeschwindigkeitssignal) SS3 erzeugt.
  • Die prinzipielle Idee ist die, daß der analoge Gleitmittelwertfilter 40 einen maximalen (theoretisch unendlichen) Wert an Dämpfung bei Frequenzen vorsieht, die gleich oder nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate sind, die durch den Zyklus des Referenzsignals CKD bestimmt wird.
  • Wie in Fig. 4 gezeigt, wird unter der Annahme, daß das Referenzsignal CKD eine Frequenz von 10 kHz aufweist, ein gleitender Mittelwert des Eingangssignals durch Abtasten des Signals mit über 100 µs erzeugt. Im Gegensatz zu einem herkömmlichen CR-Filter erster Ordnung sieht der analoge Gleitmittelwertfilter daher nicht einen Wert der Dämpfung vor, der sich sanft abhängig von einer Frequenz verändert. Stattdessen sieht der analoge Gleitmittelwertfilter einen maximalen (theoretisch einen unendlichen) Wert einer Dämpfung bei Frequenzen vor, die gleich oder nahe einem ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des Referenzsignals CKD sind, beispielsweise 10 kHz, 20 kHz, 30 kHz, usw.
  • Im Gegensatz dazu ist die Frequenz des Winkelgeschwindigkeitssignalanteils ωS2 unter den Signalanteilen ωS2, NS2 und DFS2, die das Detektionssignal SS1 bilden, kleiner oder gleich der Frequenz des Referenzsignals CKD (10 kHz). Der unerwünschte Rauschanteil NS2, der von der synchronen Detektion stammt, weist Frequenzen auf, die der Frequenz des Referenzsignals CKD (10 kHz) und seiner Oberschwingungen (20 kHz, 30 kHz, usw.) entsprechen. Überdies entspricht die Frequenz des DC-Offset- Anteils DFS2 gleich der Frequenz des Referenzsignals CKD (10 kHz).
  • Unter den Signalanteilen ωS2, NS2 und DFS2, die das Detektionssignal SS1 bilden, passiert der Winkelgeschwindigkeitssignalanteil ωS2 durch den analogen Gleitmittelwertfilter 40. Der unerwünschte Rauschanteil NS2 und der DC-Offset-Anteil DFS2 werden durch den analogen Gleitmittelwertfilter 40 entfernt, da deren Frequenzen in das Frequenzband mit einer unendlichen Dämpfung fallen, das durch den analogen Gleitmittelwertfilter vorgesehen wird. Folglich kann der analoge Gleitmittelwertfilter 40 die unerwünschten Signalanteile, die vom Betrieb der synchronen Detektionseinheit 36 stammen, vollständig entfernen.
  • Der Winkelgeschwindigkeitsdetektor, an welchen die vorliegende Ausführungsform adaptiert ist, benutzt im Gegensatz zu einer herkömmlichen Detektionsvorrichtung keinen CR-Filter höheren Grades, der eine große Zeitkonstante erfordern würde. Nichtsdestotrotz kann der Winkelgeschwindigkeitsdetektor einen unerwünschten Rauschanteil (die vorhergehend erwähnte Sägezahnwelle) aus dem Detektionssignal SS l, das synchron mit dem Referenzsignal detektiert wird, wirksam entfernen. Dies führt zu einer kompakten und kostengünstigen Detektorschaltung 4.
  • Fig. 5A und 5B zeigen Meßdaten, die die Wellenform des Detektionssignals SS1 darstellen, bzw. Meßdaten, die die Frequenzanteile des Detektionssignals SS1 darstellen. Hierbei wird das Meßelement 2 mit einem Ansteuerimpuls DP angesteuert (in Vibration versetzt), der eine Frequenz von 3,3 kHz aufweist. Das Meßsignal SS0 wird unter Verwendung des Referenzsignals CKD, das eine Frequenz von 3,3 kHz aufweist und das synchron zu dem Ansteuerimpuls DP (und insbesondere dem Überwachungssignal MS) ist, detektiert. Folglich wird das Detektionssignal SS1 erzeugt. Fig. 6 zeigt Meßdaten, die die Dämpfungskennlinie darstellen, die durch den analogen Gleitmittelwertfilter 40 vorgesehen wird, welcher mit dem Timing des Referenzsignals CKD betrieben wird, das zur synchronen Detektion verwendet wird, und Meßdaten, die Frequenzanteile des Detektionssignals SS1 darstellen.
  • Wie es aus den obigen Datenwerten ersichtlich ist, wird ein Hochfrequenzrauschen (Sägezahnwelle), das in dem Detektionssignal SS1 enthalten ist, durch einen Frequenzanteil einer Frequenz dominiert, die gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des Referenzsignals ist, das zur synchronen Detektion verwendet wird. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist der analoge Gleitmittelwertfilter 40, der mit dem Timing des Referenzsignals betrieben wird, in einer auf die synchrone Detektionseinheit 36 folgende Stufe angeordnet. Daher kann das Hochfrequenzrauschen, das in dem Detektionssignal SS1 enthalten ist, aufgrund der Dämpfungskennlinie (Frequenzband mit unendlicher Dämpfung), das durch den analogen Gleitmittelwertfilter vorgesehen wird, wirksam entfernt werden.
  • Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird der analoge Gleitmittelwertfilter 40 mit dem Timing des Referenzsignals CKD aktiviert, das für eine synchrone Detektion verwendet wird. Alternativ kann der analoge Gleitmittelwertfilter 40 mit dem Timing eines Signals betrieben werden, dessen Frequenz beispielsweise einen Bruchteil 1/m (wobei m für eine positive Ganzzahl steht) der Frequenz des Referenzsignals CKD entspricht. Auch in diesem Fall fallen die Frequenzen des Referenzsignals und seine Oberwellen in das Frequenzband mit unendlicher Dämpfung, das durch den analogen Gleitmittelwertfilter 40 vorgesehen wird. Daher kann ähnlich wie bei der zuvor erwähnten Ausführungsform das Hochfrequenzrauschen, das aus der synchronen Detektion stammt, entfernt werden.
    • Zweite Ausführungsform
  • Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das einen Gesamtaufbau eines Winkelgeschwindigkeitsdetektors zeigt, an welchen die zweite Ausführungsform adaptiert ist.
  • Der Winkelgeschwindigkeitsdetektor, an welchen die vorliegende Ausführungsform adaptiert ist, weist im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Winkelgeschwindigkeitsdetektor auf, an welchen die erste Ausführungsform adaptiert ist. Im folgenden werden die Unterschiede zu der ersten Ausführungsform beschrieben. Der Vibrator 16, der in dem Meßfühler bzw. Meßelement 2 enthalten ist, wird durch ein Ansteuersignal in Schwingungen versetzt, das durch eine Überlagerung eines Trägersignals CR mit einem Ansteuerimpuls DP erzeugt wird, der durch die Ansteuerschaltung 30 erzeugt wird. Die Frequenz des Trägersignals CR ist höher als die Frequenz des Ansteuerimpulses DP (z. B. 1 MHz). Somit wird das Trägersignal CR mit dem Meßsignal SP und SM überlagert, die durch das Meßelement 2 erzeugt werden (schlußendlich mit dem Meßsignal SS0, das durch den Differenzverstärker 34 erzeugt wird). Das Meßsignal SS0, das durch den Differenzverstärker 34 erzeugt wird, wird unter Verwendung des Referenzsignals CKD synchron mit dem Trägersignal CR detektiert. Folglich bleibt das schlußendlich erzeugte Winkelgeschwindigkeitssignal SS3 durch ein niederfrequentes (im allgemeinen 10 kHz oder weniger) 1/f-Rauschen unbeeinflußt, das bei dem Differenzverstärker 34 auftritt.
  • Bei dem Winkelgeschwindigkeitsdetektor, an welchen die vorliegende Ausführungsform adaptiert ist, enthält die Detektorschaltung 4 einen Trägersignalgenerator 44 zum Erzeugen des Trägersignals CR. Das Trägersignal CR, das durch den Trägersignalgenerator 44 erzeugt wird, wird zu dem Meßelement 2 durch einen Trägersignaleingangsanschluß C übertragen.
  • Das Meßelement 2 enthält, wie in Fig. 8 gezeigt, eine Mischvorrichtung 26, die das Trägersignal CR, das durch den Trägersignaleingangsanschluß C empfangen wird, mit dem Ansteuerimpuls DP überlagert, der durch den Ansteueranschluß D empfangen wird. Ein synthetisches Signal des Ansteuerimpulses DP und des Trägersignals CR, das durch die Mischvorrichtung 26 erzeugt wird, wird an die Ansteuerelektrode 18 als ein Ansteuersignal angelegt, mit welchem der Vibrator 16 angesteuert wird. Alternativ kann die Mischvorrichtung 26 in der Detektorschaltung 4 enthalten sein.
  • Überdies enthält die Detektorschaltung 4 ähnlich zu der in der ersten Ausführungsform enthaltenen Detektorschaltung eine Schaltung, die ein Basisbandsignal synchron mit dem Überwachungssignal detektiert. Die Schaltung besteht aus der synchronen Detektionseinheit 36, einem Referenzsignalgenerator 38 zur synchronen Detektion und einem analogen Gleitmittelwertfilter 40. Überdies enthält die Detektionsschaltung eine Schaltung, die das Meßsignal SS0 unter Verwendung des Referenzsignals CKD1 synchron mit dem Trägersignal CR detektiert. Die Schaltung wird in einer der obigen Schaltung vorangehenden Stufe angeordnet.
  • Ähnlich wie die Schaltung zum Detektieren eines Basisbandsignals synchron mit dem Überwachungssignal besteht die Schaltung aus einem Referenzsignalgenerator 48 zur synchronen Detektion, einer synchronen Detektionseinheit 46 und einem analogen Gleitmittelwertfilter 50. Der Referenzsignalgenerator 48 zur synchronen Detektion holt das Trägersignal CR, das durch den Trägersignalgenerator 44 erzeugt worden ist, ab und erzeugt ein Referenzsignal CKD1 synchron zu dem Trägersignal CR. Die synchrone Detektionseinheit 46 verwendet das Referenzsignal CKD1, um das durch den Differenzverstärker 34 erzeugte Meßsignal SS0 zu detektieren. Der analoge Gleitmittelwertfilter 50 erzeugt einen analogen gleitenden Mittelwert des Detektionssignals SS1, das durch die synchrone Detektionseinheit 46 erzeugt wird, durch Abtasten des Detektionssignals SS1 während eines Zyklus des Referenzsignals CKD1.
  • Genauer gesagt, ist die Detektorschaltung 4, die in der vorliegenden Ausführungsform enthalten ist, zum Durchführen einer synchronen Hochgeschwindigkeitsdetektion, d. h., Detektion synchron zu dem Trägersignal CR, und einer relativ langsamen synchronen Detektion, d. h., einer Detektion synchron mit dem Ansteuerimpuls DP (oder in anderen Worten, mit dem Überwachungssignal MS) zweistufig, d. h. in zwei Schritten, entworfen.
  • Die synchrone Detektion des zweiten Schritts (synchrone Detektion eines Basisbandsignals) ist identisch mit der bei der ersten Ausführungsform durchgeführten synchronen Detektion. Die synchrone Detektion des ersten Schrittes (synchrone Detektion aufgnind es Trägersignals CR) wird im folgenden im Zusammenhang mit Fig. 9 kurz beschrieben.
  • Das Meßsignal SS0, das durch den Differenzverstärker 34 erzeugt wird, wie in Fig. 3 gezeigt, enthält zusätzlich zu dem Winkelgeschwindigkeitssignalanteil ωS1, der Gegenstand der Detektion ist, den unerwünschten Rauschanteil NS1, dessen Frequenz niedriger ist als die des Winkelgeschwindigkeitssignalanteils ωS1, und den DC-Offset- Anteil DFS1. Da das Trägersignal CR mit dem Winkelgeschwindigkeitssignalanteil ωS1 überlagert ist, ist hierbei die Frequenz des Winkelgeschwindigkeitssignalanteils ωS1 um ein bis drei Stellen höher als die Frequenz des Winkelgeschwindigkeitssignalanteils ωS1, der in der ersten Ausführungsform benutzt wird.
  • Die synchrone Detektionseinheit 46 detektiert das Meßsignal SS0 unter Verwendung des Referenzsignals CKD1 synchron zu dem Trägersignal CR. Folglich wird der Winkelgeschwindigkeitssignalanteil ωS1 in ein Gleichstrom-Signal (DC-Signal) ωS2 umgewandelt, dessen Wellenform der Wellenform einer Sinuswelle entspricht, die einer Vollwellengleichrichtung unterzogen worden ist. Die positiven und negativen Halbzyklen jedes unerwünschten Rauschanteils NS2 und DC-Offset-Anteils DFS2, die in dem Meßsignal enthalten sind, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, werden im wesentlichen identisch zueinander sein. Daher wird der Mittelwert der positiven und negativen Halbzyklen im wesentlichen Null.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das Detektionssignal SS1, das synchron zu dem Referenzsignal, das auf dem Trägersignal CR basiert, detektiert wird, zu dem analogen Gleitmittelwertfilter 50 übertragen. Der analoge Gleitmittelwertfilter 50 erzeugt einen analogen gleitenden Mittelwert des Detektionssignals SS1 durch Abtasten des Detektionssignals während eines Zyklus des Referenzsignals CKD1, das zur synchronen Detektion verwendet wird.
  • Folglich können auch während der synchronen Detektion des ersten Schrittes Hochfrequenzrauschanteile, die aus der synchronen Detektion stammen, und ein DC-Offset-Anteil vollständig entfernt werden. Überdies kann der unerwünschte Rauschanteil NS2 durch Erzeugen eines gleitenden Mittelwerts minimiert werden.
  • Ein niederfrequenter Rauschanteil, der nicht durch die synchrone Detektion des ersten Schrittes entfernt werden kann, wird durch die synchrone Detektion des Basishandsignals (erweiterter Schritt) oder durch den Betrieb des Tiefpassfilters 42 entfernt. Folglich enthält das schlußendlich erzeugte Winkelgeschwindigkeitssignal SS3 sehr wenig Rauschen.
  • Auch bei der vorliegenden Ausführungsform ist es nicht erforderlich, ein CR-Filter höheren Grades, das eine große Zeitkonstante erfordert, zu verwenden, um das Hochfrequenzrauschen, das aus der synchronen Detektion stammt, zu entfernen. Die Detektorschaltung 4 kann daher kompakt und kostengünstig entworfen werden.
  • Ähnlich dem in der ersten Ausführungsform verwendeten analogen Gleitmittelwertfilter 40 kann ein Frequenzteiler zum Erzeugen eines Signals verwendet werden, dessen Frequenz einen Bruchteil 1/m (wobei m für eine positive Ganzzahl steht) der Frequenz des Referenzsignals CKD1 entspricht, das durch die synchrone Detektionseinheit 46 verwendet wird. Das niederfrequente Signal kann anschließend zu dem analogen Gleitmittelwertfilter 50 übertragen werden, so daß der analoge Gleitmittelwertfilter 50 mit dem Timing des niederfrequenten Signals betrieben wird. Da der analoge Gleitmittelwertfilter 50 nicht mit Hochgeschwindigkeit synchron zu dem hochfrequenten Trägersignal CR betrieben werden muß, können auch die Kosten des analogen Gleitmittelwertfilters 50 selbst verringert werden.
  • Dritte Ausführungsform
  • Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das den Gesamtaufbau eines Winkelgeschwindigkeitsdetektors zeigt, an welchen die dritte Ausführungsform adaptiert ist.
  • Der Winkelgeschwindigkeitsdetektor, an welchen die vorliegende Ausführungs- form adaptiert ist, ist im wesentlichen identisch mit einem, an welchen die erste Ausführungsform adaptiert ist. Im folgenden werden Unterschiede zu der ersten Ausführungsform beschrieben. Ein Zeitbereichs-Analog/Digital-Wandler mit der Fähigkeit eines Filters 60 ist zur Verwirklichung der Fähigkeit eines analogen Gleitmittelwertfilters enthalten. Der zeitliche A/D-Wandler mit der Fähigkeit eines Filters 60 wird zum Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts von dem Detektionssignal SS1 verwendet. Das Ergebnis der Erzeugung wird A/D-umgewandelt. Überdies wird ein digitaler gleitender Mittelwert der digitalen Daten Da, die durch den zeitlichen A/D- Wandler 60 erzeugt werden, unter Verwendung eines digitalen Gleitmittelwertfilters 80 erzeugt. Folglich werden digitale Daten DT als das Winkelgeschwindigkeitssignal SS3 übertragen.
  • Die voranstehenden Unterschiede werden im folgenden beschrieben.
  • Der Zeitbereichs-A/D-Wandler 60 besteht hauptsächlich (wie in Fig. 11A gezeigt) aus einer Impulsverzögerungsschaltung 64, einem Buffer 66, einem Kodierer 68, einem Zähler 70 und einer Arithmetikschaltung 72. Die Impulsverzögerungsschaltung 64 weist eine Vielzahl von Stufen von Verzögerungseinheiten 62 auf, die in Form einer Schleife miteinander verbunden sind. Die Verzögerungseinheit 62 verzögert ein Impulssignal Pin um eine vorbestimmte Verzögerungszeit und überträgt das Impulssignal zu der Verzögerungseinheit der nächsten Stufe. Der Buffer 66 überträgt das Detektionssignal SS1 als eine Ansteuerspannung an die Verzögerungseinheiten 62, die die Impulsverzögerungsschaltung 64 bilden. Der Kodierer 68 detektiert eine Position in der Impulsverzögerungsschaltung 64, bei welcher das Impulssignal vorhanden ist, mit jeder ansteigenden (oder abfallenden) Flanke des Referenzsignals CKD. Der Kodierer 68 erzeugt anschließend digitale Daten, die die Position darstellen. Der Zähler 70 zählt die Anzahl an Durchläufen, welche das Impulssignal durch die Impulsverzögerungsschaltung 64 durchlaufen hat. Die Arithmetikschaltung 72 hält (latches) Ausgangsdaten, welche von dem Kodierer und dem Zähler 70 gesendet werden, mit der ansteigenden (oder abfallenden) Flanke des Referenzsignals CKD. Die Arithmetikschaltung 72 berechnet die Anzahl an Verzögerungsschaltungen durch welche das Impulssignal Pin während eines Zyklus des Referenzsignals CKD passiert ist, durch ein Überprüfen der Differenz zwischen den Ausgangsdaten und den zuvor gehaltenen bzw. zwischengespeicherten Daten. Die Arithmetikschaltung 72 überträgt anschließend das Ergebnis der Berechnung als digitale Daten Dad, die einen analogen gleitenden Mittelwert des Detektionssignals darstellen.
  • Die Verzögerungseinheiten 62, die die Impulsverzögerungsschaltung bilden, sind mit Gatterschaltungen, die jeweils einen Inverter oder dergleichen enthalten, ausgebilriet. Die Flanke eines Impulssignals, die einen Hoch/Tief-Übergang oder einen Tief/Hoch-Übergang macht, wird an die Impulsverzögerungsschaltung 64 als das Impulssignal Pin angelegt. Die Verzögerungseinheit 62 verzögert die Flanke des Impulssignals Pin um ein vorbestimmte Verzögerungszeit und überträgt es zu der Verzögeruncseinheit 62 der nächsten Stufe. Somit zirkuliert das Impulssignal Pin durch die Impulsverzögerungsschaltung 64.
  • Bei dem so aufgebauten zeitlichen A/D-Wandler 60, der in der vorliegenden Ausführungsform enthalten ist, ist die Verzögerungszeit, die von jeder Verzögerungseinheit 62 erzeuat wird, proportional zu dem Spannungspegel des Detektionssignals SS1. Falls ein Hochfrequenzrauschanteil mit dem Detektionssignal SS1 überlagert ist, variiert die Verzögerungszeit, die durch jede Verzögerungseinheit 62 erzeugt wird, abhängig von dem Hochfrequenzrauschanteil.
  • Insbesondere wenn ein positiver Hochfrequenzrauschanteil mit dem Detektionssignal SS1 überlagert wird, wird die Verzögerungszeit, die durch die Verzögerungseinheit 62 erzeugt wird, durch welche das Impulssignal Pin passiert kürzer als die Verzögerungszeit, die normalerweise erzeugt wird, wenn die Hochfrequenzrauschanteil nicht mit dem Detektionssignalanteil SS1 überlagert wird. Wenn im Gegensatz dazu ein negativer Hochfrequenzrauschanteil mit dem Detektionssignal SS1 überlagert wird, wird die Verzögerungszeit, die durch die Verzögerungseinheit 62 erzeugt wird, durch welche das Impulssignal Pin passiert, länger als die Verzögerungszeit, die normalerweise erzeugt wird.
  • Bei dem Zeitbereichs-A/D-Wandler 60, der in der vorliegenden Ausführungsform benutzt wird, wird daher ein Kodierer 68, ein Zähler 70 und eine Arithmetikschaltung 72 verwendet, um die Anzahl an Stufen an Verzögerungseinheiten 62 zu detektieren, durch welche das Impulssignal Pin während eines Zyklus des Referenzsignals CKD passiert ist. Das Ergebnis der Detektion (die Anzahl der Verzögerungseinheiten 62, durch welche das Impulssignal Pin passiert ist) wird als digitale Daten Dad übermittelt, die ein Ergebnis einer A/D-Wandlung darstellen, die mit dem Detektionssignal SS1 durcheführt wird.
  • Mit anderen Worten variiert die Verzögerungszeit, die durch die Verzögerungseinheiten 62 erzeugt wird, die die Impulsverzögerungsschaltung 64 bilden, abhängig von dem Spannungspegel des Detektionssignals SS1. Eine Variation der Verzögerungszeit, die durch einen Hochfrequenzrauschanteil verursacht wird, der bei dem Detektionssignal SS1 überlagert wird, wird durch ein sukzessives Übertragen des Impulssignals Pin zu den Verzögerungseinheiten 62, die die Impulsverzögerungsschaltung 64 bilden, ausgelöscht (oder in anderen Worten ausgemittelt). Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird daher ein Zyklus des Referenzsignals CKD als ein Abtastzyklus betrachtet. Die Anzahl an Verzögerungseinheiten 62, durch welche das Impulssignal Pin während des Abtastzyklus passiert ist, wird detektiert, wodurch digitale Daten Dad (D1, D2, usw.) entsprechend einem gleitenden Mittelwert der Spannungspegel, welche das Detektionssignal SS1 während eines Zyklus des Referenzsignals CKD annimmt, erzeugt.
  • Der zeitliche A/D-Wandler 60 weist sowohl die Fähigkeit des analogen Gleitmittelwertfilters 40 auf, das einen Hochfrequenzrauschanteil aus dem Detektionssignal SS1 entfernt, als auch die Fähigkeit eines A/D-Wandlers auf, der die Spannungspegel des Detektionssignals SS1 in digitale Daten Dad umwandelt. Die Dämpfungskennlinie, die der zeitliche A/D-Wandler 60 vorsieht, wenn er als analoger Gleitmittelwertfilter dient, ist identisch mit der Dämpfungskennlinie, die der analoge Gleitmittelwertfilter 40 vorsieht, wie in Fig. 4 gezeigt. Das heißt, ein maximaler (theoretisch unendlicher) Wert der Dämpfung wird bei Frequenzen erzielt, die gleich oder nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen der Frequenz des Referenzsignals CKD sind.
  • Auch der Winkelgeschwindigkeitsdetektor, an welchen die vorliegende Ausführungsform adaptiert ist, kann die gleichen Vorteile vorsehen, wie ein Winkelgeschwindigkeitsdetektor, an welchen die erste Ausführungsform adaptiert worden ist.
  • Andererseits ist der digitale Gleitmittelwertfilter 80 als ein Hilfsfilter enthalten, der den Tiefpassfilter 42, der in der ersten Ausführungsform enthalten ist, ersetzt, und der den Rauschanteil entfernt, welcher nicht durch den Zeitbereichs-A/D-Umwandler 60 entfernt worden ist. Wie in Fig. 11B gezeigt enthält z. B. der digitale Gleitmittelwertfilter 80 eine Vielzahl von Stufen von Latch-Schaltungen bzw. Haltegliedern LT und einen Addierer ADD. Die Latch-Schaltungen LT arbeiten synchron zu dem Referenzsignal CKD und speichern die digitalen Daten Dad sukzessive zwischen, die von dem zeitlichen A/D-Wandler 60 gesendet werden. Der Addierer ADD addiert die Ausgänge der Latch-Schaltungen LT auf. Somit wird ein gleitender Mittelwert der digitalen Daten Dad erzeugt.
  • Genauer gesagt verwendet der digitale Gleitmittelwertfilter 80 die Vielzahl an Stufen von Latch-Schaltungen LT, um aufeinanderfolgend die digitalen Daten Dad synchron zu dem Referenzsignal CKD abzutasten. Der Addierer Dad addiert eine Vielzahl von abgetasteten Signaldatenwerten Dad auf. Die Datenwerte Dad werden gemittelt und als digitale Daten DT übermittelt, die eine reale Winkelgeschwindigkeit darstellen.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Zeitbereichs-A/D-Wandler 60 und der digitale Gleitmittelwertfilter 80 synchron zu dem gemeinsamen Referenzsignal CKD betrieben. Wie zuvor erwähnt geschieht dies deswegen, damit der analoge Gleitmittelwertfilter (Zeitbereichs-A/D-Wandler 60 in der vorliegenden Ausführungsform) einen maximalen (theoretisch unendlichen) Wert der Dämpfung bei Frequenzen erzielt, die gleich oder nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate sind. Wie in Fig. 12A gezeigt, sieht jedoch der digitale Gleitmittelwertfilter 80 einen Dämp- fungswert von im wesentlichen Null bei Frequenzen vor, die gleich oder nahe bei einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate sind.
  • Mit anderen Worten die Frequenzen, bei welchen der digitale Gleitmittelwertfilter 80 den Dämpfungswert von im wesentlichen Null vorsieht, können von den Frequenzen abweichen, bei welchen der analoge Gleitmittelwertfilter (der zeitliche A/D-Wandler 60) den maximalen Dämpfungswert vorsieht. Für diesen Fall kann ein Rauschanteil, der nicht von dem analogen Gleitmittelwertfilter (TAD 60) entfernt werden konnte, durch den digitalen Gleitmittelwertfilter 80 unverändert passieren. Gemäß der vorliegenden Erfindung stimmt die Abtastrate, bei welcher die Filter Abtastwerte erhalten, mit der Frequenz des Referenzsignals CKD überein. Daher demonstriert eine synthetische Dämpfungskennlinie, die durch eine Kombination der Filter vorgesehen wird, wie in Fig. 12B gezeigt, daß die Filter Rauschanteile noch wirksamer entfernen können.
  • Die Abtastrate, bei welcher der digitale Gleitmittelwertfilter 80 Abtastwerte erhält, muß nicht mit der Abtastrate übereinstimmen, mit welcher der analoge Gleitmittelwertfilter (zeitliche A/D-Wandler 60) Abtastwerte erhält. Die Abtastrate kann auf ein n-faches (wobei n für eine positive Ganzzahl steht) der Abtastrate eingestellt werden, mit welcher der analoge Gleitmittelwertfilter (Zeitbereichs-A/D-Wandler 60) Ahtastwerte erhält. Trotzdem können die gleichen Vorteile, wie voranstehend erwähnt, vorgesehen werden.
  • Ähnlich wie bei dem analogen Gleitmittelwertfilter 40, der in der ersten Ausführungsform enthalten ist, kann ein Frequenzteiler 90 zum Erzeugen eines Signals enthalten sein, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m der Frequenz des Referenzsignals CKD entspricht, das durch die synchrone Detektionseinheit (Synchrongleichrichter) 36 benutzt wird. Das Signal kann zu dem Zeitbereichs-A/D-Wandler übertragen werden und der Zeitbereichs-A/D-Wandler 60 kann somit mit dem Timing des Signals aktiviert werden, dessen Frequenz niedriger als das Referenzsignal CKD ist.
  • Für diesen Fall nehmen die digitalen Daten Dad, die durch den zeitlichen A/D- Wandler 60 erzeugt werden (oder genauer gesagt, die Anzahl an Verzögerungseinheiten 62, durch welche das Impulssignal Pin innerhalb der Impulsverzögerungsschaltung während eines Zyklus des Referenzsignals passiert sind), einen großen Wert an. Dies führt zu einer hohen Spannungsauflösung, die durch die A/D-Wandlung erzielt wird.
  • Damit sind die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung insoweit beschrieben worden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt, sondern kann an zahlreiche verschiedene Arbeitsweisen adaptiert werden.
  • Wenn beispielsweise der digitale Gleitmittelwertfilter 80 den Endstufentiefpassfilter 42 ersetzt, kann der digitale Gleitmittelwertfilter 80 nicht mit der in Fig. 11B gezeigten digitalen Schaltung realisiert werden, sondern kann mit einem arithmetischen Betrieb (einem sogenannten Annealing), der durch einen Mikrocomputer durchgeführt wird, der in einer Steuereinheit enthalten ist. Überdies braucht der Tiefpassfilter 42 nicht immer enthalten zu sein. Falls der analoge Gleitmittelwertfilter (oder Zeitbereichs-A/D- Wandler) unnötiges bzw. unerwünschtes Rauschen erfolgreich unterdrücken kann, kann der Tiefpassfilter 42 weggelassen werden.
  • Bei den vorher erwähnten Ausführungsformen ist überdies ein synchrones Detektionsverfahren und eine Vorrichtung dafür in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung an einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor adaptiert worden. Das synchrone Detektionsverfahren und die Vorrichtung dafür können in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung jedoch auch auf andere Sensorsignaldetektoren, die keine Winkelgeschwindigkeitsdetektoren sind, adaptiert werden. Außerdem kann das synchrone Detektionsverfahren und die Vorrichtung dafür in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung an ein Kommunikationssystem, einem System, das ein Trägersignal verwendet, oder einem allgemeinen synchronen Detektionssystem adaptiert werden.

Claims (12)

1. Synchrones Detektionsverfahren zum Entfernen eines Hochfrequenzrauschens aus einem Signal, das synchron mit einem Referenzsignal detektiert wird, wobei:
ein Eingangssignal unter Verwendung eines Referenzsignals mit einer vorbestimmten Frequenz detektiert wird; und
ein analoger gleitender Mittelwert des Signals, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, durch Abtasten des Signals während eines Zyklus des Referenzsignals oder einem Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m (wobei m für eine positive Ganzzahl steht) der Frequenz des Referenzsignals entspricht, erzeugt wird.
2. Synchrones Detektionsverfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird, unter Verwendung eines Tiefpassfilters zum Entfernen eines Restrauschens gefiltert wird.
3. Synchrones Detektionsverfahren gemäß Anspruch 2, wobei:
eine digitale Gleitmittelwertberechnung das Filtern, das durch den Tiefpassfilter durchgeführt wird, ersetzt; und
die Erzeugung des digitalen gleitenden Mittelwerts wie folgt stattfindet: das Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird, wird A/D-gewandelt; das A/D-gewandelte Signal wird während eines Zyklus abgetastet, der dem Zyklus entspricht, während welchem Abtastwerte zum Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts erhalten werden, oder während eines Bruchteils 1/n (wobei n für eine positive Ganzzahl steht) des Zyklus; und eine Vielzahl von früheren Abtastwerten wird gemittelt.
4. Synchrones Detektionsverfahren gemäß Anspruch 3, wobei:
das Signal, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, an eine Impulsverzögerungsschaltung, welche eine Vielzahl von Stufen von Verzögerungseinheiten aufweist, welche in Reihe verbunden sind, als ein Signal angelegt wird, das zum Steuern einer Verzögerungszeit verwendet wird, die durch jede Verzögerungseinheit erzeugt wird;
ein Impulssignal an die Impulsverzögerungsschaltung angelegt wird, und aufeinanderfolgend übertragen wird, während es um eine Verzögerungszeit, die durch jede Verzögerungseinheit erzeugt wird, verzögert wird;
die Anzahl der Stufen der Verzögerungseinheiten gezählt wird, welche das Impulssignal innerhalb der Impulsverzögerungsschaltung während eines Zyklus des Referenzsignals oder eines Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m (wobei m für eine positive Ganzzahl steht) der Frequenz des Referenzsignals entspricht, passiert hat; und
die Impulsverzögerungsschaltung somit verwendet wird, um gleichzeitig eine analoge Gleitmittelwertberechnung für das mit dem Referenzsignal synchron detektierte Signal und eine A/D-Wandlung des Signals, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt worden ist, gleichzeitig durchzuführen.
5. Synchrone Detektionsvorrichtung, die aufweist:
eine synchrone Detektionsschaltung zum Detektieren eines Eingangssignals unter Verwendung eines Referenzsignals mit einer vorbestimmten Frequenz; und
einen analogen Gleitmittelwertfilter zum Berechnen eines gleitenden Mittelwertes des Signals, welches synchron mit dem Referenzsignal detektiert wird, durch Abtasten eines Signals während eines Zyklus des Referenzsignals oder während eines Zyklus eines Signals, dessen Frequenz einen Bruchteil 1/m (wobei m für eine positive Ganzzahl steht) der Frequenz des Referenzsignals entspricht.
6. Synchrone Detektionsvorrichtung gemäß Anspruch 5, die ferner einen Tiefpassfilter aufweist, der das Signal filtert, das als ein analoger gleitender Mittelwert durch den analogen Gleitmittelwertfilter erzeugt wird, um ein Restrauschen zu entfernen.
7. Synchrone Detektionsvorrichtung gemäß Anspruch 6, die ferner einen Analog/Digital-Wandler aufweist, der das Signal, das als ein analoger gleitender Mittelwert erzeugt wird, A/D-wandelt, wobei:
ein digitaler Gleitmittelwertfilter, der Daten, die durch den A/D-Wandler erzeugt werden, während eines Zyklus entsprechend dem Zyklus, während welchem Abtastwerte zum Erzeugen eines analogen gleitenden Mittelwerts erhalten werden, oder während eines Bruchteils 1/n (wobei n für eine positive Ganzzahl steht) dieses Zyklus abtastet, um so einen Mittelwert einer Vielzahl von früheren Abtastwerten zu berechnen, den Tiefpassfilter ersetzt.
8. Synchrone Detektionsvorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei:
ein Zeitbereichs-A/D-Wandler mit der Fähigkeit eines Filters den analogen Gleitmittelwertfilter und den A/D-Wandler ersetzt;
der Zeitbereichs-A/D-Wandler mit der Fähigkeit eines Filters eine Impulsverzögerungsschaltung enthält, die eine Vielzahl von Stufen von Verzögerungseinheiten aufweist, die in Reihe verbunden sind, von denen jede ein Eingangssignal um eine Verzögerungszeit proportional zu dem Signal, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird, verzögert und den Eingangsimpuls überträgt, und die ein Impulssignal übermittelt, während sie das Impulssignal um die Verzögerungszeit, die durch jede Verzögerungseinheit erzeugt wird, verzögert, sowie eine Zähleinrichtung enthält, die die Anzahl von Verzögerungseinheiten zählt, durch welche das Impulssignal innerhalb der Impulsverzögerungsschaltung während eines Zyklus des Referenzsignals oder eines Zyklus eines Signals passiert hat, dessen Frequenz einem Bruchteil 1/m (wobei m für eine positive Ganzzahl steht) der Frequenz des Referenzsignals entspricht; und
der Zeitbereichs-A/D-Wandler mit der Fähigkeit eines Filters einen Zählwert, der durch die Zähleinrichtung erzeugt wird, als digitale Daten übermittelt, die das Signal darstellen, das synchron zu dem Referenzsignal detektiert wird.
9. Sensorsignaldetektor, der aufweist:
eine Ansteuereinrichtung zum Ansteuern eines Meßelements mit einem Ansteuersignal, das ein darauf überlagertes Trägersignal aufweist;
eine erste Referenzsignalgenerationseinrichtung zum Erzeugen eines ersten Referenzsignals, welches für eine synchrone Detektion entsprechend dem Trägersignal verwendet wird; und
eine erste synchrone Detektionseinrichtung zum Detektieren eines Detektionssignals, das von dem Meßelement unter Verwendung des ersten Referenzsignals gesendet wird, und zum Erzeugen eines Sensorsignals, das eine physikalische Größe darstellt, die unter Verwendung des Meßelements detektiert wird, wobei:
eine synchrone Detektionsvorrichtung, wie sie in einem der Ansprüche 5 bis 8 dargelegt ist, als die erste synchrone Detektionseinrichtung verwendet wird.
10. Sensorsignaldetektor, der aufweist:
eine Ansteuereinrichtung zum Ansteuern eines Meßelements mit einem Ansteuersignal mit einer vorbestimmten Frequenz;
eine zweite Referenzsignalgenerationseinrichtung zum Detektieren des Ansteuerzustands des Meßelements aus dem Ansteuersignal oder einem Überwachungssignal, das von dem Meßelement gesendet wird, und zum Erzeugen eines zweiten Referenzsignals, welches zur synchronen Detektion verwendet wird, aus dem Ansteuersignal oder dem Überwachungssignal;
eine zweite synchrone Detektionseinrichtung zum Detektieren eines Detektionssignals, das von dem Meßelement unter Verwendung des zweiten Referenzsignals gesendet wird, und zum Erzeugen eines Sensorsignals, das eine physikalische Größe darstellt, die unter Verwendung des Meßelements detektiert wird, wobei:
eine synchrone Detektionsvorrichtung, wie sie in einem der Ansprüche 5 bis 8 dargelegt ist, als die zweite synchrone Detektionseinrichtung verwendet wird.
11. Sensorsignaldetektor, der aufweist:
eine Ansteuereinrichtung zum Ansteuern eines Meßelements mit einem Ansteuersignal mit einer vorbestimmten Frequenz;
eine Trägersignal-Überlagerungseinrichtung zum Überlagem eines Trägersignals, dessen Frequenz höher ist, als die Frequenz des Ansteuersignals, mit dem Ansteuersignal, welches die Ansteuereinrichtung erzeugt und zum Ansteuern des Meßelements verwendet wird;
eine zweite Referenzsignalgenerationseinrichtung zum Detektieren des Ansteuerzustands des Meßelements aus dem Ansteuersignal oder einem Überwachungssignal, das von dem Meßelement gesendet wird, und zum Erzeugen eines zweiten Referenzsignals, welches zur synchronen Detektion verwendet wird, aus dem Ansteuersignal oder dem Überwachungssignal;
eine erste Referenzsignalgenerationseinrichtung zum Erzeugen eines ersten Referenzsignals, welches zur synchronen Detektion verwendet wird, gemäß dem Trägersignal, welches die Trägersignal-Überlagerungseinrichtung mit dem Ansteuersignal überlagert,
eine erste synchrone Detektionseinrichtung zum Detektieren eines Detektionssignals, das von dem Meßelement gesendet wird, unter Verwendung des ersten Referenzsignals; und
eine zweite synchrone Detektionseinrichtung zum Detektieren des Signals, welches synchron zu dem Referenzsignal durch die erste synchrone Detektionseinrichtung detektiert wird, unter Verwendung des zweiten Referenzsignals, und zum Erzeugen eines Sensorsignals, das eine physikalische Größe darstellt, die unter Verwendung des Meßelements detektiert wird, wobei:
eine synchrone Detektionsvorrichtung, wie sie in einem der Ansprüche 5 bis 8 dargelegt ist, als die erste synchrone Detektionseinrichtung und die zweite synchrone Detektionseinrichtung verwendet wird.
12. Sensorsignaldetektor gemäß Anspruch 10 oder 11, wobei das Meßelement ein Vibrator ist, der in einem Vibrations-Gyroskop enthalten ist.
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