DE10211497A1 - Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Halbleiterleistungsschalters - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Halbleiterleistungsschalters, der über eine Treiberschaltung von einem Mikrocontroller ansteuerbar ist, wobei eine Detektorschaltung vorgesehen ist, die feststellt, ob der Mikrocontroller arbeitet und Ansteuerimpulse an die Treiberschaltung ausgibt, und die Detektorschaltung mit einer Pulsweitenmodulationsschaltung gekoppelt ist, die von der Detektionsschaltung aktiv geschaltet wird, wenn die Detektorschaltung feststellt, dass der Mikrocontroller ausgefallen ist bzw. keine Ansteuerimpulse ausgibt, welche Pulsweitenmodulationsschaltung die Treiberschaltung mittels pulsweitenmodulierter Impulse bei Ausfall des Mikrocontrollers ansteuert, wobei der Tastgrad der Ansteuerimpulse sich umgekehrt proportional zur Höhe der Betriebsspannung des Systems ab einem bestimmten Schwellwert einstellt und beim Unterschreiten des Schwellwertes die Treiberschaltung den Halbleiterleistungsschalter daueraktiv schaltet.

Description

• Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Halbleiterleistungsschalters, der über eine Treiberschaltung von einem Mikrocontroller ansteuerbar ist.
• Halbleiterleistungsschalter werden als Ersatz von Relais eingesetzt. Sie bestehen in der Regel aus MOS-FET-Transistoren mit einer integrierten Treiberschaltung.
• Halbleiterleistungsschalter finden auch Anwendung in sogenannten Lichtschaltmodulen zur Ansteuerung der verschiedenen Lampen in einem Kraftfahrzeug. Die verwendeten Halbleiterleistungsschalter und ihre Ansteuerschaltung sind beispielsweise aus der DE 100 19 612 A1 bekannt. Ferner sind Halbleiterleistungsschalter der gattungsgemäßen Art in der Fachzeitschrift "elektronikpraxis" Nr. 6, Juni 1987, S. 118-122, beschrieben und unter der Bezeichnung "BTS 740 S2" von der Firma Infineon angeboten.
• Die Ansteuerung der Halbleiterleistungsschalter in einem Lichtschaltmodul zum Einschalten der einzelnen Lampen eines Pkws erfolgt mittels eines Mikrocontrollers, der zugleich auch eine Leistungsregelung bewirkt. Die Summenleistung elektrischer Verbraucher in modernen Mittelklasse-Personenkraftwagen kann 2 KW überschreiten. Die Bordspannungswerte können bei einer Nennspannung von 12 V des Bordnetzes durchaus auch bis auf ca. 16 V ansteigen. In diesem Fall muss die Versorgungsspannung der Lampen auf einen Wert von ca. 12,5 V bis ca. 13,5 V durch Dimmung begrenzt werden, damit die Lampen durch die erhöhte Spannung nicht zerstört werden. Dies bewerkstelligt im Normalfall der Mikrocontroller des Lichtsteuergerätes, der entsprechend pulsweitenmodulierte Ansteuerimpulse an die Treiberschaltung der Leistungstransistoren ausgibt, um die gewünschte Spannung an den Lampen einzustellen.
• Ein Problem ist dann gegeben, wenn der Mikrocontroller defekt ist. Bei aktuellen Lichtsteuerschaltungen für die Lampen eines Pkws bewirkt im Falle eines Defektes des Mikrocontrollers eine Hardwarenotlaufschaltung ein statisches Einschalten der in den Notlauf einbezogenen Lampen, und zwar unabhängig von der Stellung eines Lichtschalters. Dies ist beispielsweise erforderlich, um einen Ausfall des Abblendlichtes bei Dunkelheit zu verhindern. Diese Funktion wird immer aktiv, wenn die Zündung des Motors eingeschaltet ist und der Mikrocontroller ausfällt. Dieser Notbetrieb gewährleistet aber keine Steuerung der Betriebsspannung für die Lampen auf einen bestimmten Betriebsspannungswert, der für die Lampenlebensdauer unbedenklich ist. Ein Idealwert liegt beispielsweise zwischen 13,2 V und 13,5 V. Die bekannte Schaltung weist also keinen ausreichenden Schutz auf, um die angeschlossenen Verbraucher gegen Überspannung aus dem Bordnetz zu schützen, für den Fall, dass die Steuerung durch den Mikrocontroller ausfällt. Die geschilderten Probleme sind auch bei der Stromversorgung von anderen Verbrauchern gegeben, die über Halbleiterleistungsschalter der gattungsgemäßen Art versorgt werden.
• Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verbraucherspannungsbegrenzung in einer Schaltungsanordnung mit einem Halbleiterleistungsschalter vorzusehen, die auch dann wirksam wird, wenn der Mikrocontroller die Ansteuerung nicht mehr sicherstellt. Eine weitere Teilaufgabe besteht darin, ein statisches Einschalten der Verbraucher bei Ausfall des Mikrocontrollers zu gewährleisten, wenn die Bord- bzw. Betriebsspannung unter einen bestimmten Schwellwert sinkt, um zu verhindern, dass das Tastverhältnis zu groß wird und die Leistungsschalter zu kurz ausschalten bzw. thermisch nicht überlastet werden.
• Durch die Erfindung soll ferner sichergestellt sein, dass kein undefinierter Schaltzustand einerseits gegeben ist und andererseits auch bei erhöhter Bordspannung beim Ausfall des Mikrocontrollers die Verbraucher, z. B. Lampen in einem KFZ, geschützt werden und die Schaltung im Vollbetrieb arbeitet.
• Die Aufgabe löst die Erfindung durch Ausgestaltung einer Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiterleistungsschalters mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen.
• Vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 sind den Unteransprüchen im einzelnen angegeben.
• Mit der Generierung eines PWM-Signals, dessen Tastgrad sich umgekehrt proportional zur Höhe der Betriebsspannung z. B. des Kraftfahrzeugbordnetzes einstellt, ist sichergestellt, dass auch dann, wenn der Mikrocontroller, z. B. ein µP (Mikroprozessor), nicht arbeitet bzw. ausgefallen ist, die eingeschalteten Lampen mit einer quasi konstanten Betriebsspannung beaufschlagt werden, z. B. von ca. 13,2 V bei einer maximalen Bordspannung von ca. 16 V. Der Tastgrad des PWM-Modulators beträgt dabei maximal ca. 94% und die Frequenz des PWM-Signals liegt z. B. bei ca. 80 Hz. Bei Unterschreiten einer effektiven Spannung von z. B. 13,2 V sorgt eine Schwelle des Ausgangskomparators der Pulsweitenmodulationsschaltung dafür, dass die Ansteuerschaltung so beschaltet wird, dass über die Treiberschaltung der Halbleiterleistungsschalter auf Dauer aktiv umschaltet bzw. eingeschaltet bleibt.
• Die Erfindung ist durch eine einfache kostengünstige Schaltung charakterisiert, ohne dass hierfür spezielle aufwendige Bauelemente verwendet werden müssen. Die Schaltung ist unter Verwendung handelsüblicher Bauelemente zusammensetzbar.
• Die Erfindung wird nachfolgend anhand des in der einzigen Zeichnung dargestellten vereinfachten Stromlaufplanes mit einem einzigen Halbleiterleistungsschalter ergänzend erläutert.
• In der Zeichnung ist ein Halbleiterleistungsschalter 1 beispielhaft für eine Reihe von Halbleiterleistungsschaltern dargestellt, die beispielsweise zum Ein- und Ausschalten der als Verbraucher zu schaltenden Lampen einer Fahrzeugbeleuchtung dienen. Jeder dieser Halbleiterleistungsschalter 1 ist mit einer internen Logik versehen, die zugleich auch eine Treiberschaltung 2 beinhaltet. Diese ist fester Bestandteil des Halbleiterleistungsschalters 1, der als IC (integrierter Schaltkreis) handelsüblich ist. Es handelt sich hierbei in der Regel um MOS-FET-Schalttransistoren. Die Bordspannung, nämlich die Batteriespannung +U, liegt an jedem Versorgungsspannungs- Anschluss eines Halbleiterleistungsschalters an, die Ausgänge 4 sind mit den nicht dargestellten Lampen verbunden, deren zweiter Pol mit Masse verbunden ist; auf diesem Potential liegt auch der Halbleiterleistungsschalter 1. Wird ein Halbleiterleistungsschalter 1 durchgeschaltet, so fließt durch die angeschlossene Lampe in gewünschter Weise der Strom und es liegt die Bordspannung +U an. Zur Ansteuerung einer jeden Lampe sind solche Halbleiterleistungsschalter 1 beispielsweise in einem Lichtschaltsteuermodul in einem Kraftfahrzeug vorgesehen. Die Ansteuerung der einzelnen Halbleiterleistungsschalter 1 bewirkt ein Mikrocontroller 3 nach einem eingeschriebenen Programm über den Eingang 2. Die Entkopplung der einzelnen Ansteuereingänge erfolgt über Dioden D2 in Verbindung mit einem Längswiderstand R16.
• Arbeitet der Mikrocontroller 3 nicht mehr, so wird dies von der Detektorschaltung 4 erkannt und von dieser eine Steuerspannung +UB an den Eingang E1 eines elektrischen Schalters 5 aus einem Schalttransistor Q9 und einem darüber gesteuerten Schalttransistor Q7 angelegt, an dessen Emitter über den Eingang E2 die Bordspannung bzw. die Betriebsspannung des Systems anliegt. Der Kollektor des Transistors Q7 ist mit einer Spannungsstabilisierungsschaltung aus der Zenerdiode D1 und einem parallel geschalteten Elektrolytkondensator C2 und mit dem Eingang Pin 5 eines Operationsverstärkers 7 verbunden. Die Stabilisierungsschaltung bildet eine Referenzspannungsquelle für einen Operationsverstärker 6 in einer astabilen Kippschaltung. Der Kollektor des Transistors Q7 ist mit dem Eingang Pin 5 des Operationsverstärkers 7 über den Spannungsteiler aus den Widerständen R3, R9 verbunden. Der Kondensator C3 ist zur Glättung der Spannung vorgesehen und zum Widerstand R9 parallel geschaltet. Der zweite Eingang Pin 6 des Operationsverstärkers 7, der als Komparator arbeitet, ist mit dem Eingang Pin 2 des Operationsverstärkers der astabilen Kippstufe verbunden, die im wesentlichen eine sägezahnförmige Spannung generiert. Hierzu ist ein Fußpunktkondensator C1 am Eingang Pin 2 des Operationsverstärkers 6 der Kippschaltung vorgesehen.
• Am Eingang Pin 3 des Operationsverstärkers 6 liegt die stabilisierte Spannung bzw. Referenzspannung über einen Spannungsteiler aus den Widerständen R1, R2 an. Der Rückkopplungswiderstand R4 zwischen dem Ausgang Pin 1 und dem +Eingang Pin 3 des Operationsverstärkers 6 dient zur Festlegung der Hysteresepunkte des Operationsverstärkers 6. Der Ausgang Pin 1 ist über ein Pull-up-Widerstand mit der Zenerdiode D1 der stabilisierten Betriebsspannungsquelle D1 verbunden, ebenso der Ausgang Pin 7 des Operationsverstärkers 7 über einen Pull-up-Widerstand R12.
• Am Ausgang Pin 7 des Operationsverstärkers 7 liegt das Pulsweitenmoduliertensignal an, das über den Koppelkondensator C4 einen Transistor Q8 über dessen Basis steuert, dessen Emitter gegen Masse geschaltet ist und dessen Kollektor mit den gekoppelten Emitterausgängen der einzelnen Transistoren Q1 bis Q6 der Ansteuerschaltung verbunden ist, deren Ausgänge jeweils einzeln mit den einzelnen Treibereingängen Pin 2 der Halbleiterschalter 1 verbunden sind. Die Basen der einzelnen Transistoren Q1 bis Q6 der Ansteuerschaltung sind miteinander gekoppelt und liegen an der Betriebsspannungsquelle des Systems (auf Bordspannungspotential) an. Zur Strombegrenzung und zum definierten Schaltverhalten weisen die einzelnen Transistoren Q1 bis Q6 Widerstandsschaltungen bekannter Art auf. Der Widerstand R14 zwischen Ausgang Pin 7 und Eingang Pin 5 des Operationsverstärkers 7 legt gemeinsam mit dem Widerstand R8 die Schwelle fest, ab der am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 7 kein PWM-Signal mehr anliegen soll, was gewünscht ist, wenn eine bestimmte Schwellspannung, beispielsweise 13,2 V, unterschritten wird. Für diesen Fall wird die dynamische Einkopplung über den Kondensator C4 an den gemeinsamen Steuertransistor Q8 für die gemeinsame Beschaltung der Transistoren Q1 bis Q6 unwirksam und die Transistoren Q1 bis Q6 werden alle abgeschaltet, so dass über den Pull-up-Widerstand R13 zwischen Notbetriebsspannungsquelle +UB und Treiberschaltung 2 der jeweilige für den Notbetrieb aktivierte Halbleiterleistungsschalter 1 statisch eingeschaltet wird bzw. bleibt.
• Die Applikation besteht mithin im wesentlichen aus folgenden Schaltungsteilen: einer Einschaltstufe mit Z-Spannungsstabilisierung, einem Oszillator, nämlich einer astabilen Kippstufe, einem PWM-Komparator und einem Ausgangstreiber mit dynamischer Ankopplung des PWM-Signals.
• Die Aktivierung der Schaltung erfolgt im Notlaufbetrieb immer dann, wenn der Mikrocontroller ausfällt. Der Oszillator der Pulsweitenmodulationsschaltung ist durch die astabile Kippschaltung mit dem Operationsverstärker 6 realisiert. Die Schaltschwellen werden durch die Widerstände R1 und R2 und den Rückkopplungswiderstand R4 auf quasi 1/3 und 2/3 der Spannung +UB eingestellt. Die Widerstände R1, R2 und R3 sind deshalb gleich groß bemessen. Am Pin 2 des Operationsverstärkers 7 steht quasi eine Dreieckschwingung zur Verfügung, deren Kurvenverlauf von dem Kondensator C1 mit bestimmt ist. Die Dreieckschwingung des Oszillators wird in dem Komparator 7 mit der Batteriespannung bzw. der Bordspannung +U verglichen, wodurch das notwendige PWM-Signal zur Ansteuerung der Leistungsschalter generiert wird. Zur Meidung von kurzen Ausschaltimpulsen, in deren Folge die Leistungsschalter nicht mehr voll durchsteuern würden, und zur Meidung hoher Schaltverluste (Temperatur) wird durch die Widerstände R8 und R14 eine Schalthysterese eingestellt, die bei den Tastgraden > 94% bewirkt, dass der Komparator dauerhaft auf "AUS" schaltet. Das Ausgangssignal des Komparators 7 steuert den Transistor Q8 über den Elektrolyt- Kondensator C4 dynamisch an und schaltet die Emitter der Transistoren Q1 bis Q6 im Takt des PWM-Signals gemeinsam gegen Masse. Es ist aber auch eine Einzelansteuerung möglich. Für diesen Fall müsste die dynamische Ansteuerschaltung mit jedem der einzelnen Treibertransistoren Q1 bis Q6 verbunden sein. Die Schaltung hat ferner den Vorteil, dass im Falle eines Defektes der Pulsweitenmodulationsschaltung dennoch zumindest eine statische Ansteuerung der Leistungsschalter 1 gewährleistet ist. Gedimmter Betrieb ist dann zwar nicht mehr möglich, gleichwohl ist in gewünschter Weise der Verbraucher, z. B. die Abblendlampe in einem Kraftfahrzeug, dann noch eingeschaltet. Die Kombination aus der Diode D3 und dem Widerstand R1, der gegen Masse geschaltet ist, verhindert, dass der Ansteuerpegel an der Basis des Transistors Q8 zu niedrig wird. Alle Eingänge der in den Notlauf einbezogenen Leistungsschalter sind mit den Kollektoren der Transistoren Q1 bis Q6 direkt verbunden und werden durch das invertierte PWM-Signal des Komparators masseschaltend übersteuert.

Claims (12)

1. Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Halbleiterleistungsschalters (1), der über eine Treiberschaltung (2) von einem Mikrocontroller (3) ansteuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine Detektorschaltung (4) vorgesehen ist, die feststellt, ob der Mikrocontroller (3) arbeitet und Ansteuerimpulse an die Treiberschaltung (2) ausgibt, dass die Detektorschaltung (4) mit einer Pulsweitenmodulationsschaltung gekoppelt ist, die von der Detektionsschaltung (4) aktiv geschaltet wird, wenn die Detektorschaltung (4) feststellt, dass der Mikrocontroller (3) ausgefallen ist bzw. keine Ansteuerimpulse ausgibt, welche Pulsweitenmodulationsschaltung die Treiberschaltung (2) mittels pulsweitenmodulierter Impulse bei Ausfall des Mikrocontrollers (3) ansteuert, wobei der Tastgrad der Ansteuerimpulse sich umgekehrt proportional zur Höhe der Betriebsspannung des Systems ab einem bestimmten Schwellwert einstellt und beim Unterschreiten des Schwellwertes die Treiberschaltung (2) den Halbleiterleistungsschalter (1) daueraktiv schaltet.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Tastgrad so eingestellt ist, dass die Betriebsspannung am Ausgang (A) des Halbleiterleistungsschalters (1) auf einen definierten Wert eingestellt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsspannung am Ausgang (A) des Halbleiterleistungsschalters (1) auf ca. 13,2 V effektiv bei einer Betriebsspannung des Systems 13,2 V eingestellt ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektorschaltung (4) eine Steuerspannung (+UB) im Falle des Ausfalls des Mikrocontrollers (3) abgibt, die eine Schaltstufe (5) steuert, an deren Eingang (E2) die Betriebsspannung (+U) des Systems anliegt, die auch am Eingang (E) des Halbleiterleistungsschalters (3) anliegt, dass ein Spannungsvergleicher die durchgeschaltete Betriebsspannung (+U) mit einer Referenzspannung zur Bestimmung des Tastmodus der Pulsweitenmodulation des Pulsweitenmodulators vergleicht, dass in Abhängigkeit von der Abweichung der Betriebsspannung von der Referenzspannung das Pulsweitenverhältnis sich ändert und dass am Ausgang (Pin 7) des Pulsweitenmodulators PWM-Signale zur Steuerung mindestens einer Ansteuerschaltung (Q1 bis Q6) abgreifbar sind, welche Ansteuerschaltung (Q1 bis Q6) mit der Treiberschaltung (2) des Halbleiterschalters (3) und mit der über die Detektorschaltung angeschalteten Betriebsspannungsquelle +UB verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Halbleiterleistungsschalter (1) in einer mehrkanaligen Schaltungsanordnung parallel angeordnet sind und dass jeder einzelne Halbleiterleistungsschalter (1) über seine Treiberschaltung (2) mit einem der Treibertransistoren (Q1 bis Q6) der Ansteuerschaltung verbunden ist, welche Treibertransistoren (Q1 bis Q6) eingangsseitig parallel und statisch zusammengeschaltet und mit einem gemeinsamen Fußpunkt mit einem Ansteuertransistor (Q8) gekoppelt sind, über welchen alle Treibertransistoren (Q1 bis Q6) parallel steuerbar bzw. gemeinsam einschaltbar sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Treibertransistoren (Q1 bis Q6) vorzugsweise npn-dotierte Transistoren sind, deren Emitter zusammengeschaltet und mit der Pulsweitenmodulationsschaltung verbunden sind und deren Basen miteinander und mit der Spannungsquelle der Betriebsspannung (+U) des Systems und deren Kollektoren jeweils einzeln mit einem Treibereingang der Treiberschaltungen (2) eines jeden Halbleiterleistungsschalters (1) verbunden sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Pulsweitenmodulationsschaltung und dem gemeinsamen Steuereingang der Ansteuerschaltungen (C4, Q8) eine dynamische Einkoppelschaltung vorgesehen ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass mit dem Ausgang der Pulsweitenmodulationsschaltung ein Koppelkondensator (C4) verbunden ist und dass zwischen Koppelkondensator (C4) und Basis eines Transistors (Q8) der gemeinsamen Einkoppelschaltung eine Diode (D3) in Sperrrichtung gegen Masse geschaltet ist, um den Kondensator (4) definiert zu entladen.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Pulsweitenmodulationsschaltung aus einer astabilen Kippschaltung und einem nachgeschalteten Komparator besteht, an dessen einem Eingang die Betriebsspannung (+U) des Systems als Vergleichsspannung und an dessen zweitem Eingang eine sägezahnförmige Spannung von der Kippschaltung anliegt, wobei in Abhängigkeit der Abweichung von der Vergleichsspannung das Tastverhältnis bestimmt ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Kippschaltung einen Operationsverstärker (6) aufweist, an dessen einem Eingang (+, Pin 3) eine Referenzspannung und an dessen anderem Eingang (-, Pin 2) eine dreieckförmige Spannung anliegt, die auch am Eingang (Pin 6) des Operationsverstärkers (7) eines Kompensators anliegt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die dynamische Einkopplungsschaltung im Falle des Ausbleibens von Pulsweitenmodulationssignalen die Treiberschaltungen (2) derart beschaltet, dass die Halbleiterleistungsschalter (1) statisch eingeschaltet sind.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Komparatorausgang (Pin 7) und dem Eingang (+ Pin 5) des Operationsverstärkers (7), an welchem eine durch einen Spannungsteiler herabgesetzte Betriebsspannung des Systems (+U) liegt, ein Widerstand (R14) geschaltet ist, der mit einem Vorwiderstand (R8) die Schwelle definiert, ab der am Ausgang des Komparators (7) kein PWM-Signal sondern ein statisches Signal zur Steuerung der Treibertransistoren (Q1 bis Q6) anliegt.