DE102020203841A1

DE102020203841A1 - Elektrische schaltung, pulsradargerät, verfahren zum bereitstellen eines ausgangssignals und radarverfahren

Info

Publication number: DE102020203841A1
Application number: DE102020203841.4A
Authority: DE
Inventors: Alexander LEIBETSEDER; Christoph Wagner; Andreas Stelzer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2020-03-25
Filing date: 2020-03-25
Publication date: 2021-09-30
Also published as: US20210302532A1; US11940552B2

Abstract

Eine elektrische Schaltung zum Bereitstellen eines Ausgangssignals basierend auf einem ersten Eingangssignal und einem zweiten Eingangssignal weist auf: einen Mischer, der ausgelegt ist, um das erste und zweite Eingangssignal zu empfangen und zu mischen, um ein Mischerausgangssignal zu erzeugen und um abhängig von dem ersten Eingangssignal einzuschalten oder auszuschalten, wobei ein Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals davon abhängt, ob der Mischer eingeschaltet oder ausgeschaltet ist; und eine Folgeschaltung, die ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals einzuschalten oder auszuschalten, und um basierend auf dem Mischerausgangssignal das Ausgangssignal bereitzustellen.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung befasst sich mit einer elektrischen Schaltung zum Bereitstellen eines Ausgangssignals basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal sowie mit einem Pulsradargerät. Beispiele der vorliegenden Offenbarung betreffen ein Verfahren zum Bereitstellen eines Ausgangssignals basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal, und ein Radarverfahren. Beispiele der vorliegenden Offenbarung betreffen einen integrierten selbstsynchronisierten Empfänger für ein Pulsradar mit sequenzieller Abtastung.
Hintergrund
Elektrische Schaltungen werden beispielsweise dafür verwendet, zwei Eingangssignale zu mischen, um basierend auf den zwei Eingangssignalen ein Ausgangssignal zu erzeugen. Solche elektrischen Schaltungen finden zum Beispiel in der Signalanalyse von Radarsystemen Verwendung. Ein Beispiel eines Radarsystems ist ein Pulsradar mit sequenzieller Abtastung (sequential sampling pulse radar, SSPR). SSPR ist ein Radarkonzept, das die Anforderungen an das Phasenrauschen eines Hochfrequenz- (HF oder RF, radio frequency) spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) ausgleicht und einen reduzierten Stromverbrauch aufweist, indem es mit sehr kurzen Hochfrequenzpulsen arbeitet, typischerweise mit einem Tastverhältnis von <1 %. Der ganze Sender und Empfänger kann zwischen den Pulsen vollständig ausgeschaltet werden. Außerdem reduziert das SSPR-Konzept die Komplexität und den Stromverbrauch der digitalen Signalverarbeitungsstufe, indem die Korrelationsfunktionalität (in der Regel die Berechnung einer schnellen FourierTransformation in der digitalen Domäne) in den analogen Oberbau eingebettet ist.
In dem Frequenzbereich um 79 GHz existieren Chip-integrierte Lösungen für SSPR-Empfänger. Ferner existieren diskrete Baugruppen, die bei 24 GHz arbeiten. Beispielsweise nutzt ein Empfänger einen Dioden-basierten Mischer in Kombination mit einem CMOS- (complementary metal oxide semiconductor, komplementärer Metall-Oxid-Halbleiter) basierten Transmissionsgatter als Schalter und einen Kondensator. Der Integrator besteht aus dem Ausgangswiderstand des Mischers und dem Kondensator. In Gegenwart eines Pulses ist der Schalter geschlossen und der Kondensator wird geladen. Um eine Entladung des Kondensators zwischen den Pulsen zu verhindern, ist der Schalter in dieser Zeit geöffnet.
Weitere Empfänger nutzen einen selbstvorgespannten (self-biased) Mischer, der so vorgespannt ist, dass ohne ein Lokaloszillator (LO)-Signal kein Kollektorstrom fließt. In Gegenwart eines LO-Signals, wird dieses gleichgerichtet und treibt einen Gleichstrom, wodurch der Mischer eingeschaltet wird. Das schaltende Viererbündel aus Transistoren ist mit einem Stromspiegel verbunden, der einen Stromausgang implementiert. Somit treibt der Stromspiegel einen Differenzstrom in den integrierenden Kondensator, wenn der Mischer eingeschaltet ist. Wenn der Mischer ausgeschaltet ist, fließt überhaupt kein Strom und in diesem Sinne stellt der Mischerausgang einen offenen Schaltkreis für den Kondensator dar, genau wie ein offener Schalter. Diese Empfänger zeigen ungefähr sechs dB Verstärkung, aber nur 10 dB Verbesserung in dem Signal-Rausch-Verhältnis im Vergleich zu den zuvor beschriebenen Empfängern.
Wünschenswert wäre eine elektrische Schaltung zum Bereitstellen eines Ausgangssignals basierend auf zwei Eingangssignalen, die einen verbesserten Kompromiss zwischen einer hohen Verstärkung, einem guten Signal-Rausch-Verhältnis, einem geringen Implementierungsaufwand, einer hohen Unempfindlichkeit gegenüber Phasenrauschen und einem geringen Stromverbrauch bietet.
Überblick
Beispiele der vorliegenden Offenbarung schaffen eine elektrische Schaltung zum Bereitstellen eines Ausgangssignals basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal. Die elektrische Schaltung weist einen Mischer auf, der ausgelegt ist, um das erste und zweite Eingangssignal zu empfangen und zu mischen, um ein Mischerausgangssignal zu erzeugen, und um, abhängig von dem ersten Eingangssignal, einzuschalten oder auszuschalten, wobei ein Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals davon abhängt, ob der Mischer eingeschaltet oder ausgeschaltet ist. Ferner weist die elektrische Schaltung eine Folgeschaltung auf, die ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals einzuschalten oder auszuschalten, und um basierend auf dem Mischerausgangssignal das Ausgangssignal bereitzustellen.
Beispiele der vorliegenden Offenbarung liefern somit eine Möglichkeit, das Mischerausgangssignal mittels der Folgeschaltung zu verarbeiten, um das Ausgangssignal zu erzeugen, und gleichzeitig die Folgeschaltung synchron zu dem Mischerausgangssignal einzuschalten oder auszuschalten. Da der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals auf dem ersten Eingangssignal basiert, können folglich sowohl der Mischer als auch die Folgeschaltung basierend auf dem ersten Eingangssignal eingeschaltet oder ausgeschaltet werden, so dass eine Leistungsaufnahme des Mischers und der Folgeschaltung automatisch an das erste Eingangssignal angepasst werden können. Dadurch wird ermöglicht, einen Stromverbrauch der elektrischen Schaltung gering zu halten, selbst wenn die Folgeschaltung eine aktive Baugruppe zur Verarbeitung des Mischerausgangssignals aufweist. Dies erweitert die Möglichkeiten einer Signalverarbeitung des Mischerausgangssignals insbesondere für Anwendungen, in denen die verfügbare Energie oder eine mittlere verfügbare Leistung zur Versorgung der elektrischen Schaltung begrenzt ist oder geringgehalten werden soll. Eine Synchronisation der Folgeschaltung mittels dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals bietet hierbei eine besonders präzise Möglichkeit, die Folgeschaltung mit dem ersten Eingangssignal zu synchronisieren, da der Gleichsignalanteil auf dem ersten Eingangssignal basiert. Daher ist die elektrische Schaltung nicht auf ein separates Taktsignal zur Synchronisation angewiesen, welches anfällig für ein Phasenrauschen (oder Jitter) sein kann. Durch die Synchronisation mittels des ersten Eingangssignals ist die elektrische Schaltung besonders robust gegenüber einem Phasenrauschen. Somit kann die elektrische Schaltung ein besonders gutes Signal-Rausch-Verhältnis erreichen, beispielsweise auch, wenn das erste und das zweite Eingangssignal über einen langen Zeitraum analysiert, beispielsweise integriert werden sollen. Beispielsweise kann es bei Anwendungen, wie z. B. dem eingangs erwähnten Pulsradar oder SSPR, wünschenswert sein, das Mischerausgangssignal zu integrieren und/oder zu verstärken um das Ausgangssignal zu erhalten. Durch ein synchronisiertes Ein- und Ausschalten kann beispielsweise eine hohe Verstärkung des Mischerausgangssignals mittels eines Verstärkers der Folgeschaltung gewährleistet werden, so dass das Ausgangssignal ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis aufweisen kann.
Weitere Beispiele der vorliegenden Offenbarung schaffen ein Pulsradargerät. Das Pulsradargerät weist zumindest einen Pulsgenerator auf, der ausgelegt ist, um basierend auf einem oder mehreren Oszillatorsignalen ein gepulstes Transmittersignal und ein gepulstes Lokaloszillatorsignal bereitzustellen, wobei das Pulsradargerät ausgelegt ist, um das Transmittersignal auszugeben, und um ein Empfängersignal zu erhalten, das auf einem Echo des Transmittersignals basiert. Ferner weist das Pulsradargerät die elektrische Schaltung zum Bestimmen eines Ausgangssignals basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal auf, wobei das erste Eingangssignal auf dem gepulsten Lokaloszillatorsignal basiert, und das zweite Eingangssignal auf dem Empfängersignal basiert, und wobei das Ausgangssignal ein Zwischenfrequenzsignal des Lokaloszillatorsignals und des Empfängersignals darstellt.
Weitere Beispiele der vorliegenden Offenbarung schaffen ein Verfahren zum Bereitstellen eines Ausgangssignals basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal. Das Verfahren weist auf: Empfangen des ersten und zweiten Eingangssignals; Einschalten oder Ausschalten eines Mischers abhängig von dem ersten Eingangssignal: Mischen des ersten und des zweiten Eingangssignals, um ein Mischerausgangssignal zu erzeugen, wobei ein Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals davon abhängt, ob der Mischer eingeschaltet oder ausgeschaltet ist; Einschalten oder Ausschalten einer Folgeschaltung basierend auf einem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals; Bereitstellen des Ausgangssignals basierend auf dem Mischerausgangssignal.
Weitere Beispiele der vorliegenden Offenbarung schaffen ein Radarverfahren, aufweisend: Bereitstellen eines gepulsten Transmittersignals und eines gepulsten Lokaloszillatorsignals basierend auf einem oder mehreren Oszillatorsignalen; Ausgeben des Transmittersignals an einer Antenne; Erhalten eines Empfängersignals, das auf einem Echo des Transmittersignals basiert, von einer Antenne; Erhalten des Ausgangssignals mittels des Verfahrens zum Bereitstellen eines Ausgangssignals, basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal, wobei das erste Eingangssignal auf dem gepulsten Lokaloszillatorsignal basiert, und das zweite Eingangssignal auf dem Empfängersignal basiert, und wobei das Ausgangssignal ein Zwischenfrequenzsignal des Lokaloszillatorsignals und des Empfängersignals darstellt.
Figurenliste
Beispiele der Offenbarung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beigefügten Figuren beschrieben. Es zeigen:

1 eine schematische Darstellung eines Beispiels einer elektrischen Schaltung,
2a-f Schaltbilder verschiedener Beispiele eines Mischers,
3 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels eines Mischers,
4 ein Schaltbild eines Beispiels eines Kurzzeitintegrators,
5 eine schematische Darstellung eines weiteren Beispiels einer elektrischen Schaltung,
6 ein schematisches Schaltbild eines Beispiels einer elektrischen Schaltung mit symmetrischer Signalübertragung,
7 ein schematisches Schaltbild eines Beispiels einer elektrischen Schaltung mit asymmetrischer Signalübertragung,
8 ein Schaltbild eines Beispiels einer Differenzverstärkerschaltung,
9 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels einer Differenzialverstärkerschaltung,
10 ein Schaltbild eines Beispiels einer Differenzialverstärkerschaltung für symmetrische Signale,
11 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels einer Differenzialverstärkerschaltung für symmetrische Signale,
12 eine schematische Darstellung eines Beispiels eines Pulsradargeräts,
13 eine schematische Darstellung eines Beispiels eines Antwortverhaltens eines Integrators,
14 ein Diagramm mit einem Beispiel eines Zwischenfrequenzsignals,
15 eine Veranschaulichung eines Beispiels eines gleitenden Überlapps eines Pulses des LO-Signals mit einem Puls des Empfängersignals,
16 ein Diagramm mit einem Beispiel eines Pulses eines gepulsten Signals,
17 ein Diagramm mit einem Beispiel des Mischerausgangssignals in asymmetrischer Signaldarstellung,
18 ein Diagramm mit einem Beispiel des Mischerausgangssignals in asymmetrischer Signaldarstellung,
19 ein Diagramm mit einem Beispiel des Integratorausgangssignals in asymmetrischer Signaldarstellung,
20 ein Diagramm mit einem Beispiel des Ausgangssignals in asymmetrischer Signaldarstellung,
21 ein Diagramm mit einem Beispiel des Mischerausgangssignals in symmetrischer Signaldarstellung,
22 ein Diagramm mit einem weiteren Beispiel des Mischerausgangssignals in symmetrischer Signaldarstellung,
23 ein Diagramm mit einem Beispiel des Integratorausgangssignals in symmetrischer Signaldarstellung,
24 ein Diagramm mit einem weiteren Beispiel des Integratorausgangssignals in symmetrischer Signaldarstellung,
25 ein Diagramm mit einem Beispiel des Ausgangssignals in symmetrischer Signaldarstellung,
26 ein Diagramm mit einem Beispiel eines Stromverbrauchs einer Halteschaltung,
27 ein Flussdiagramm eines Beispiels eines Verfahrens zum Bereitstellen eines Ausgangssignals basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal,
28 ein Flussdiagramm eines Beispiels eines Radarverfahrens.

Detaillierte Beschreibung
Im Folgenden werden Beispiele der vorliegenden Offenbarung detailliert und unter Verwendung der beigefügten Beschreibungen beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden viele Details beschrieben, um eine gründlichere Erklärung von Beispielen der Offenbarung zu liefern. Es ist jedoch für Fachleute offensichtlich, dass andere Beispiele ohne diese spezifischen Details implementiert werden können. Merkmale der unterschiedlichen beschriebenen Beispiele können miteinander kombiniert werden, es sei denn, Merkmale einer entsprechenden Kombination schließen sich gegenseitig aus oder eine solche Kombination ist ausdrücklich ausgeschlossen.
Es sei darauf hingewiesen, dass gleiche oder ähnliche Elemente oder Elemente, die die gleiche Funktionalität aufweisen, mit gleichen oder ähnlichen Bezugszeichen versehen sein können oder gleich bezeichnet werden, wobei eine wiederholte Beschreibung von Elementen, die mit dem gleichen oder ähnlichen Bezugszeichen versehen sind oder gleich bezeichnet werden, typischerweise weggelassen wird. Beschreibungen von Elementen, die gleiche oder ähnliche Bezugszeichen aufweisen oder gleich bezeichnet werden, sind gegeneinander austauschbar.
1 zeigt eine schematische Darstellung eines Beispiels einer elektrischen Schaltung 100. Die elektrische Schaltung 100 ist ausgelegt, um ein erstes Eingangssignal 110, beispielsweise ein Referenzsignal oder ein Lokaloszillatorsignal, und ein zweites Eingangssignal 120 zu empfangen. Die elektrische Schaltung 100 ist ausgelegt, um basierend auf dem ersten Eingangssignal 110 und dem zweiten Eingangssignal 120 ein Ausgangssignal 190 bereitzustellen. Die elektrische Schaltung 100 weist einen Mischer 130 auf, der ausgelegt ist, um das erste und das zweite Eingangssignal 110, 120 zu empfangen und zu mischen, um ein Mischerausgangssignal 139 zu erzeugen. Ferner ist der Mischer 130 ausgelegt, um abhängig von dem ersten Eingangssignal 110 einzuschalten oder auszuschalten. Ein Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 hängt davon ab, ob der Mischer 130 eingeschaltet oder ausgeschaltet ist. Ferner weist die elektrische Schaltung 100 eine Folgeschaltung 140 auf, die ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 einzuschalten oder auszuschalten, und um basierend auf dem Mischerausgangssignal 139 das Ausgangssignal 190 bereitzustellen. Beispielweise kann das Einschalten oder das Ausschalten des Mischers 130 in Abhängigkeit von einer Amplitude oder einer Leistung oder einem Signalpegel des ersten Eingangssignals 110 erfolgen. Das Einschalten bzw. Ausschalten kann sich dabei auf einen Wechsel zwischen einem eingeschalteten Zustand und einem dazu komplementären ausgeschalten Zustand beziehen, wobei der ausgeschaltete Zustand beispielsweise dadurch gekennzeichnet sein kann, dass eine Leistungsaufnahme des Mischers 130 bzw. der Folgeschaltung 140 in dem ausgeschalteten Zustand verschwindend gering, beispielsweise unterhalb einer Verlustleistungsschwelle des ausgeschalteten Zustands liegt. Der ausgeschaltete Zustand kann beispielsweise auch dadurch gekennzeichnet sein, dass in dem ausgeschalteten Zustand kein oder ein verschwindend geringer Strom an einen Eingang und/oder einen Ausgang des Mischers 130 bzw. der Folgeschaltung 140 fließt.
Unter dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 kann man beispielsweise einen Gleichstromanteil oder einen Gleichspannungsanteil des Mischerausgangssignals 139 verstehen, insbesondere, wenn die elektrische Schaltung 100 so implementiert ist, dass Signale asymmetrisch (single ended) übertragen werden. Im Falle einer symmetrischen (differenziellen) Signalübertragung der elektrischen Schaltung 100 kann der Gleichsignalanteil als ein Gleichtaktanteil zu verstehen sein.
Beispielsweise kann das erste Eingangssignal 110 eine Folge von Pulsen aufweisen, auf welchen basierend das Ausgangssignal 190 bereitgestellt werden soll. Somit kann es zweckmäßig sein, die elektrische Schaltung 100 zwischen den Pulsen des ersten Eingangssignals 110 auszuschalten, um einen Stromverbrauch der elektrischen Schaltung 100 möglichst gering zu halten. Ferner kann auch das zweite Eingangssignal 120 eine Folge von Pulsen aufweisen, auf welchen basierend das Ausgangssignal 190 bereitgestellt werden soll.
Bei Beispielen weist der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 einen ersten Pegel auf, wenn der Mischer 130 eingeschaltet ist, und einen zweiten Pegel, wenn der Mischer 130 ausgeschaltet ist. Somit kann die Folgeschaltung 140 basierend auf den Pegel des Mischerausgangssignals 139 ein- bzw. ausschalten, wodurch ein sehr präzises Ein- und Ausschalten der Folgeschaltung 140 synchron zu den ersten Eingangssignal 110 und zu dem Mischer 130 erreicht werden kann. Da der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 von dem ersten Eingangssignal 110 abhängig ist, kann somit erreicht werden, dass die Folgeschaltung 140 synchron zu dem Mischer 130 und abhängig von dem ersten Eingangssignal 110 einschaltet oder ausschaltet.
Bei Beispielen ist der Unterschied zwischen dem ersten Pegel und dem zweiten Pegel in einem Bereich zwischen 100 mV und 5 V oder in einem Bereich zwischen 0,5 V und 1,5 V, beispielsweise 1,1 V. Durch einen Pegelunterschied des ersten Pegels und des zweiten Pegels in diesem Bereich lassen sich beispielsweise Halbleiterbauelemente der Folgeschaltung 140 besonders gut ein- und ausschalten. Ein kleiner Pegelunterschied kann beispielsweise ein schnelles Schalten gewährleisten, während ein größerer Pegelunterschied eine Verlustleistung in dem ausgeschalteten Zustand verringern kann. Bei einem mittleren Pegelunterschied, wie beispielsweise in einem Bereich zwischen 0,5 V und 1,5 V, können beide Kriterien hinreichend gut erfüllt sein.
2 zeigt Schaltbilder verschiedener Beispiele des Mischers 130 in Implementierungen für symmetrische oder asymmetrische Signalübertragung. Der Mischer 130 kann einen oder mehrere Transistoren aufweisen, zum Beispiel einen oder mehrere Bipolartransistoren 133 oder einen oder mehrere Feldeffekttransistoren 132. Ferner kann der Mischer 130 eine erste Eingangsschaltung 136 an einem Eingang für das erste Eingangssignal 110 (z.B. ein LO-Signal) und eine zweite Eingangsschaltung 134 an einem Eingang für das zweite Eingangssignal 120 (z.B. ein HF-Signal) aufweisen. Die erste und die zweite Eingangsschaltung 134, 136 dienen beispielsweise einer Impedanz-Anpassung des Mischers 130 an das erste und/oder das zweite Eingangssignal 110, 120. Ferner können die erste und die zweite Eingangsschaltung 134, 136 ausgelegt sein, um eine Vorspannung für den Mischer 130 bereitzustellen, beispielsweise um einen oder mehrere Transistoren des Mischers 130 vorzuspannen. Sowohl die erste und als auch die zweite Eingangsschaltung 134, 136 können dabei sowohl zu der Vorspannung beitragen, als auch zu einem Anpassnetzwerk. Die erste Eingangsschaltung 136 kann z.B. einen Emitter-Degenerations-Widerstand beinhalten, der sich stabilisierend auf den Strom im eingeschalteten Zustand auswirkt und zum anderen eine Impedanz des Mischers 130 für ein HF-Signal (z.B. das erste oder zweite Eingangssignal) beeinflusst und somit zum Anpassnetzwerk gehört. Ähnliches gilt für die zweite Eingangsschaltung 134, die dem zweiten Eingangssignal 120 eine Gleichtakt-Vorspannung überlagern kann, und gleichzeitig die Impedanz des Mischers 130 anpassen kann.
Bei Beispielen weist der Mischer 130 zumindest einen Transistor 132, 133 auf, wobei der Transistor so vorgespannt ist, dass der Transistor ausgeschaltet ist, wenn die Leistung des ersten Eingangssignals 110 unterhalb eines Eingangsschwellenwert liegt, und eingeschaltet ist, wenn die Leistung des ersten Eingangssignals 110 oberhalb des Eingangsschwellenwerts liegt, und wobei der Mischer 130 ausgelegt ist, um den Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 basierend auf einem Gleichstromanteil eines Stroms durch den Transistor 132, 133 bereitzustellen.
Somit kann mittels einer geeigneten Vorspannung des Transistors 132, 133 erreicht werden, den Mischer 130 basierend auf dem ersten Eingangssignal 110 einzuschalten oder auszuschalten, und den Gleichstromanteil des Mischerausgangssignals 139 basierend auf dem ersten Eingangssignal 110 bereitzustellen. Ferner kann durch eine geeignete Vorspannung erreicht werden, dass ein Stromverbrauch des Mischers 130 in dem ausgeschalteten Zustand besonders gering ist.
Beispielsweise kann der Mischer 130 neben dem ersten Eingangssignal 110, das beispielsweise einem LO-Signal entsprechen kann, und dem zweiten Eingangssignal 120, das beispielsweise einem HF-Signal entsprechen kann, eine Vorspannung (Bias) 137 erhalten. Die Vorspannung 137 kann dazu dienen, die ein oder mehreren Transistoren 132, 133 so vorzuspannen, dass die Transistoren 132, 133 abhängig von dem ersten Eingangssignal 110 entweder eingeschaltet oder ausgeschaltet sind. 2a und 2b zeigen Implementierungen des Mischers 130, bei denen der Mischer 130 sowohl das erste als auch das zweite Eingangssignal 110, 120 in differentieller Form erhält. 2c und 2d zeigen jeweils eine Implementierung des Mischers 130, in denen sowohl das erste als auch das zweite Eingangssignal 110, 120 dem Mischer 130 in asymmetrischer Signalübertragung zur Verfügung gestellt werden. 2e und 2f zeigen jeweils eine Implementierung des Mischers 130, in denen das zweite Eingangssignal 120 in symmetrischer Signalübertragungsform zur Verfügung gestellt wird und das erste Eingangssignal 110 in asymmetrischer Signalübertragungsform zur Verfügung gestellt wird. 2a, 2d und 2f zeigen Implementierungen mit Feldeffekttransistoren, beispielsweise NMOS-Transistoren. Für eine PMOS-Implementierung können die komplementären Strukturen verwendet werden. 2b, 2c und 2e zeigen Implementierungen des Mischers 130 mit einem oder mehreren NPN-Bipolartransistoren 133, Komplementär zu den gezeigten Strukturen können aber auch PNP-Transistoren verwendet werden. In den Varianten des Mischers 130 für differenzielle Signalübertragung können die erste und zweite Eingangsschaltung 136, 134 jeweils separiert oder in ihre differenziellen Varianten integriert sein. Die erste und zweite Eingangsschaltung 136, 134 können entsprechend den Anforderungen der elektrischen Schaltung 100 bzw. des ersten und des zweiten Eingangssignals 110, 120 und des Mischerausgangssignals 139 implementiert werden.
3 zeigt ein Schaltbild eines Mischers 330 gemäß einem Ausführungsbeispiel. Der Mischer 330 ist ausgelegt, um das erste Eingangssignal 110, das einem LO-Signal entsprechen kann sowie das zweite Eingangssignal 120, das einem HF -Signal entsprechen kann, in differenzieller Form zu empfangen und das Mischerausgangssignal 139 in differenzieller Form zur Verfügung zu stellen. Der Mischer 330 ist mit Bipolartransistoren 133 implementiert, kann aber ähnlich dazu auch mit Feldeffekttransistoren implementiert werden. Die zweite Eingangsschaltung 134 des Mischers 330 weist einen Widerstand sowie einen Kondensator auf. Ferner beinhaltet die erste Eingangsschaltung 136 des Mischers 330 einen Widerstand und zwei Induktivitäten. Zum Beispiel können die erste und zweite Eingangsschaltung 136, 134 in Verbindung mit einer Transmissions-Linie, die die Basen der Transistoren 133 verbindet, ein Anpassnetzwerk bilden.
Bei Beispielen ist der Mischer 130, 330 ausgelegt, um in dem eingeschalteten Zustand den Strom durch den Transistor 132, 133 basierend auf zumindest dem zweiten Eingangssignal 120 zu modulieren, und um das Mischerausgangssignal 139 basierend auf dem Strom durch den Transistor 132, 133 bereitzustellen.
Beispielsweise ist der Mischer 130, 330 ausgelegt, um den Gleichstromanteil des Stroms durch den Transistor 132, 133, auf welchem der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 basiert, basierend auf dem ersten Eingangssignal 110 und/oder dem zweiten Eingangssignal 120 zu modulieren. Beispielsweise kann die Modulation des Stroms durch den Transistor einen Gegenstromanteil des Stroms durch den Transistor hervorrufen, auf welchem basierend der Mischer 130, 330 einen Nutzsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 bereitstellen kann. Der Nutzsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 kann beispielsweise durch einen Gegentaktanteil, einen Gegenstromanteil oder einen Gegenspannungsanteil in dem Nutzsignal des Mischerausgangssignals 139 repräsentiert werden.
Durch das Modulieren des Stroms durch den Transistor 132, 133, kann das Mischerausgangssignal 139 also so bereitgestellt werden, dass es sowohl den Gleichsignalanteil zum Ein- und Ausschalten der Folgeschaltung beinhaltet, als auch einen Nutzsignalanteil, der beispielsweise ein auf einer Überlagerung des ersten Eingangssignals 110 und des zweiten Eingangssignals 120 basierendes gemischtes Signal repräsentiert, und auf welchem basierend beispielsweise das Ausgangssignal 190 bereitgestellt werden kann. Somit stellt der Mischer 130, 330 eine besonders einfache und verlustarme Schaltung dar, um basierend auf dem ersten und dem zweiten Eingangssignal 110, 120 sowohl ein Nutzsignal als auch ein Schaltsignal, nämlich den Gleichsignalanteil, an einem Ausgang des Mischers 130, 330 zur Verfügung zu stellen. Dadurch kann ermöglicht werden, dass die Folgeschaltung 140 basierend auf den Mischerausgangssignal 139 das Ausgangssignal 190 bereitstellen kann und synchron mit dem ersten Eingangssignal 110 bzw. den Mischer 130, 330 ein- und ausgeschaltet werden kann.
In anderen Worten, die vorgeschlagenen Implementierungen des Mischers 130 können den Vorteil aufweisen, dass sie eine sehr genaue Synchronisation des Ein- und Ausschaltens mit einem LO-Signal, beispielsweise dem ersten Eingangssignal, ermöglichen, und dass sie ein vollständiges Ausschalten des Mischers 130 zwischen den Pulsen ermöglichen. Dies wird durch die Implementierung des Mischers 130 mittels der ein oder mehreren Transistoren 132, 133 erreicht, die sich im Gegensatz zu einer Implementierung mit Dioden vollständig ausschalten lassen.
In anderen Worten, die elektrische Schaltung 100 kann eine Selbst-Synchronisation beinhalten, die darauf beruht, dass der Gleichsignalanteil eines selbst vorgespannten Mischers die angelegte Leistung des ersten Eingangssignals widerspiegelt. Dies kann beispielsweise genutzt werden, um eine Haltestufe zu kontrollieren.
Bei Beispielen, weisen das erste Eingangssignal 110 und das zweite Eingangssignal 120 jeweils eine Folge von Pulsen auf, die beispielsweise eine Einhüllende eines Signals mit einer Signalfrequenz oder Trägerfrequenz darstellen. In der Folge beschriebene Beispiele der elektrischen Schaltung 100 können beispielsweise Verwendung finden, um eine zeitliche Korrelation, beispielsweise einen Laufzeitunterschied oder einen zeitlichen Versatz, zwischen dem ersten Eingangssignal 110 und dem zweiten Eingangssignal 120 zu bestimmen. Beispielsweise kann die elektrische Schaltung 100 verwendet werden, um ein Zwischenfrequenzsignal des ersten Eingangssignal 110 und des zweiten Eingangssignal 120 zu bestimmen. Dazu kann es beispielsweise zweckmäßig sein, das Mischerausgangssignal 139 zu integrieren. Solche Beispiele der elektrischen Schaltung 100 können beispielsweise im Zusammenhang mit Pulsradargeräten, beispielsweise mit dem eingangs erwähnten SSPR, verwendet werden und in diesem Zusammenhang auch als Empfänger bezeichnet werden.
5 zeigt eine schematische Darstellung eines Beispiels einer elektrischen Schaltung 500. Die elektrische Schaltung 500 kann der elektrischen Schaltung 100 gemäß 1 entsprechen. Die elektrische Schaltung 500 weist den Mischer 130 und die Folgeschaltung 140 auf. Die Folgeschaltung 140 kann einen Kurzzeitintegrator 442 aufweisen, der in 5 beispielhaft als Tiefpassfilter dargestellt ist, aber auch anders implementiert sein kann. Ferner kann die Folgeschaltung 140 einen Differenzverstärker 550 aufweisen, der ausgelegt ist, um basierend auf einem Integratorausgangssignal 444 das Ausgangssignal 190 bereitzustellen.
Beispielsweise ist der Mischer 130, 330 ausgelegt, um abhängig von einer Gegenwart eines Pulses des ersten Eingangssignals 110 an einem Eingang des Mischers 130, 330 einzuschalten oder auszuschalten und den Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 entsprechend bereitzustellen. Somit kann der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 Pulse mit einer Pulsdauer entsprechend der Pulsdauer des ersten Eingangssignals 110 aufweisen, unter Berücksichtigung einer Übertragungsfunktion des Mischers 130, 330.
Bei Beispielen ist der Kurzzeitintegrator 442 der Folgeschaltung 140 ausgelegt ist, um basierend auf dem Mischerausgangssignal 139 ein Integratorausgangssignal 444 bereitzustellen, wobei eine Amplitude eines Nutzsignalanteils des Integratorausgangssignals 444 von einem zeitlichen Überlapp eines Pulses des ersten Eingangssignals 110 und eines Pulses des zweiten Eingangssignals 120 abhängt.
Beispielsweise kann der Kurzzeitintegrator 442 das Integratorausgangssignal 444 basierend auf einem Nutzsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 bereitstellen. Zum Beispiel kann der Kurzzeitintegrator 442 den Nutzsignalanteil des Mischerausgangssignals 139, der von einem Gegentaktsignal oder einem Gegenstrom oder einer Gegenspannung repräsentiert wird, integrieren oder filtern, um den Nutzsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 bereitzustellen. Da der Nutzsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 den zeitlichen Überlapp zweier Pulse des ersten und des zweiten Eingangssignals 110, 120 signalisiert, ermöglicht der Nutzsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 ein Zwischenfrequenzsignal des ersten Eingangssignals 110 und des zweiten Eingangssignals 120 zu bestimmen.
Der Kurzzeitintegrator 442 kann so implementiert sein, dass er eine lineare Sprungantwort eines idealen Integrators möglichst gut annähert. Dazu kann beispielsweise ein Tiefpassfilter, wie in 4 gezeigt, verwendet werden. Alternativ können aber auch andere Approximationen, zum Beispiel Zeit-Spannungs-Wandler, oder auch Filter höherer Ordnung verwendet werden. Eine Zeitkonstante des Integrators kann bestimmen, wie gut das Ausgangssignal 190 mit einem mathematischen Modell für das Zwischenfrequenzsignal übereinstimmt und wieviel Verstärkung der Empfänger 100 erreicht. Durch eine hohe Verstärkung des Empfängers kann beispielsweise ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis des Ausgangssignals 190 erzielt werden, das vorteilhaft für eine Reichweite oder eine Signalqualität eines Pulsradargeräts sein kann. Die Implementierung des Kurzzeitintegrators 442 ist nicht auf das in 4 gezeigte Beispiel limitiert. Es können beispielsweise auch Filter höherer Ordnung verwendet werden, entsprechend der Anforderungen der Anwendung.
13 zeigt eine schematische Darstellung mit Beispielen für das Antwortverhalten verschiedener Integratoren. Die schwarzpunktierte Linie zeigt einen Einheitssprung der beispielsweise eine ideale Form des Eingangssignals, z.B. des Mischerausgangssignals 139, repräsentiert. Es kann wünschenswert sein, dass das Ausgangssignal des Integrators zufolge dieses Sprungs einer Sprungantwort 1302 des idealen Integrators, abgesehen von einer unterschiedlichen Verstärkung, möglichst nahekommt. Die Linie 1303 zeigt ein Antwortverhalten eines RC-Tiefpassfilters mit niedriger Zeitkonstante. Der Kondensator ist schon mit einer sehr kurzen Pulsdauer vollständig aufgeladen. Je geringer die Zeitkonstante, umso mehr geht die Pulsform am Ausgang des Pulsradars in die Einhüllende der HF-Pulse über. Dies kann zu einem anderen Signalmodell führen. Die Linie 1305 zeigt ein Antwortverhalten eines RC-Tiefpassfilters mit einer hohen Zeitkonstante. Der Kondensator wird auch bei maximalem Überlapp der Pulse, der beispielsweise der Pulsdauer T_p entspricht, nicht vollständig geladen. Im Ergebnis weist das Ausgangssignal zwar die richtige Form auf, jedoch führt die unvollständige Ladung zu einem Verlust von Signalamplitude. Die Linie 1304 zeigt ein Antwortverhalten eines RC-Tiefpassfilters mit mittlerer Zeitkonstante. Beispielsweise wird ein Kompromiss aus Signalform und Amplituden-Verlust gewählt. Zum Beispiel wird die Zeitkonstante so gewählt, dass die Spannung am Kondensator bei maximaler Überlappungszeit 1 bis 1,5 dB unter der Spannung bei vollständiger Aufladung liegt. Beispielsweise kann die Zeitkonstante des Kurzzeitintegrators 442 entsprechend gewählt werden.
4 zeigt ein Schaltbild eines Beispiels eines Kurzzeitintegrators 442. Das in 4 gezeigte Beispiel des Kurzzeitintegrators 442 ist für eine symmetrische Signalübertragung implementiert. Andere Beispiele des Kurzzeitintegrators 442 sind für asymmetrische Signalübertragung implementiert.
Bei Beispielen weist der Kurzzeitintegrator 442 ein Tiefpassfilter 443 auf. Das Tiefpassfilter 443 weist eine Grenzfrequenz auf, die höher ist als ein Inverses einer Pulsdauer (eines Einzelpulses) des ersten und zweiten Eingangssignals, und die geringer ist als eine Signalfrequenz oder Trägerfrequenz des ersten und zweiten Eingangssignals, so dass der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals im Wesentlichen ungefiltert bleibt.
Somit kann der Kurzzeitintegrator 442 einen auf dem ersten und dem zweiten Eingangssignal 110, 120 basierenden Nutzsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 integrieren, um den Nutzsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 zu erzeugen. Weist der Tiefpassfilter 443 eine Grenzfrequenz aufweist, die höher ist als ein Inverses der Pulsdauer des ersten Eingangssignals 110, kann der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 den Kurzzeitintegrator 442 im Wesentlichen ungefiltert durchlaufen, so dass der Differenzverstärker 550 basierend auf einem Gleichsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 ein- bzw. ausgeschaltet werden kann.
Ein Tiefpassfilter ist eine besonders einfache Implementierung des Kurzzeitintegrators, und ermöglicht eine genaue Wahl der Zeitkonstante des Kurzzeitintegrators 442. Durch ein Anpassen der Zeitkonstante des Tiefpassfilters 443 gemäß der Anwendung, kann eine Form des Integratorausgangssignals 444 so angepasst werden, dass ein hochfrequenter Anteil, beispielsweise ein Anteil mit der Signalfrequenz, von dem Tiefpassfilter 443 effizient gefiltert wird. Gleichzeitig kann die Zeitkonstante des Tiefpassfilters 443 so gewählt werden, dass ein Verlust, beispielsweise ein Leistungsverlust des Nutzsignalanteils des Integratorausgangssignals 444 gegenüber einer Leistung eines Nutzsignalanteils des Mischerausgangssignals 139 besonders gering ausfallen kann. Zum Beispiel kann die Zeitkonstante wie in Bezug auf 13 beschrieben gewählt werden.
Bei Beispielen weist die Folgeschaltung 140 ferner eine Haltekapazität 580 auf, die mit einem Ausgang der Folgeschaltung zum Bereitstellen des Ausgangssignals 190 gekoppelt ist. Die Haltekapazität 580 kann eine an einem Ausgang des Differenzverstärkers 550 anliegende Spannung halten, oder eine von dem Ausgangssignal 190 erzeugte Ladung speichern, während die elektrische Schaltung 500 ausgeschaltet ist, beispielsweise zwischen zwei Pulsen des ersten Eingangssignals 110. In anderen Worten, kann die Haltekapazität 580 als ein Speicher zwischen zwei Pulsen dienen, und kann während einem Puls umgeladen werden. Durch ein Halten der Spannung bzw. Speichern der Ladung kann erreicht werden, das Ausganssignal 190 ein Zwischenfrequenzsignal des ersten und zweiten Eingangssignals 110, 120 repräsentiert.
Das Ausgangssignal 190 kann optional an eine Ausgangsstufe 595 übergeben werden, beispielsweise eine Treiberstufe oder einen Analog-Digitalwandler. Die optionale Haltekapazität 580 kann bei Beispielen Teil der Ausgangsschaltung 595 sein, beispielsweise eine parasitäre Kapazität. Bei Beispielen ist die Ausgangsstufe 595 ausgelegt, um eine Langzeitintegration in der digitalen Domäne zu implementieren. Alternativ kann die Langzeitintegration auch weggelassen werden.
Der Differenzverstärkers 550 zwischen den Mischer 130 und der Haltekapazität 580 bzw. einem Ausgang der elektrischen Schaltung 500, ermöglicht, das Integratorausgangssignal 444 mittels des Differenzverstärkers 550 zu verstärken. Beispielsweise kann eine Leistung des Ausgangssignals 190 mittels des Differenzverstärker 550 an eine gewünschte Ausgangsleistung der elektrischen Schaltung 500 angepasst werden. Insbesondere kann dadurch erreicht werden, dass die Leistung des Ausgangssignals 190 nicht vollständig von dem Mischer 130 bereitgestellt werden muss. Dadurch kann der Mischer 130 besonders rauscharm implementiert werden, beispielsweise können Transistoren 132,133 des Mischers 130 besonders klein gewählt werden. Ferner kann der Mischer 130 ohne Stromspiegel implementiert werden, wodurch ein Rauschverhalten verbessert wird. Da das Integratorausgangssignal 444 eine Information über einen Überlapp zweier Pulse des ersten und zweiten Eingangssignals 110, 120 in Form einer Amplitude beinhaltet, ist eine Verstärkungsstufe nach dem Kurzzeitintegrator 442 mit geringen Geschwindigkeitsanforderungen implementierbar.
6 zeigt ein schematisches Schaltbild eines Beispiels einer elektrischen Schaltung 600, die der elektrischen Schaltung 500 entsprechen kann. Beispielsweise ist die elektrische Schaltung 600 eine Implementierung mit symmetrischer Signalübertragung. In dem gezeigten Beispiel weist der Differenzverstärker 550 der elektrischen Schaltung 600 zwei Differenzialverstärkerschaltungen 552 auf. Die Differenzialverstärkerschaltung 552 ist ausgelegt, um basierend auf einer Differenz zweier an zwei Eingängen P und N der Differenzialverstärkerschaltung 552 anliegenden Signale ein Ausgangssignal der Differenzialverstärkerschaltung 552 an einem Ausgang O der Differenzialverstärkerschaltung 552 bereitzustellen. Ferner weist die Differenzialverstärkerschaltung 552 einen Schalteingang S auf. Die Differenzialverstärkerschaltung 552 ist ausgelegt, um basierend auf einem an dem Schalteingang S anliegenden Gleichsignalanteil einzuschalten oder auszuschalten.
Dementsprechend kann die Folgeschaltung 140 ferner einen Differenzverstärker 550 aufweisen, der ausgelegt ist, um basierend auf dem Integratorausgangssignal 444 das Ausgangssignal 190 bereitzustellen, wobei der Differenzverstärker 550 ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 einzuschalten oder auszuschalten.
7 zeigt ein schematisches Schaltbild eines Beispiels einer elektrischen Schaltung 700, die der elektrischen Schaltung 500 entsprechen kann. Die elektrische Schaltung 700 kann eine Implementierung mit asymmetrischer Signalübertragung der elektrischen Schaltung 500 darstellen. Der Differenzverstärker 550 der elektrischen Schaltung 700 weist eine Differenzialverstärkerschaltung 552 auf. Der Schaltereingang S der Differenzialverstärkerschaltung 552 ist mit einem Ausgang des Mischers 130 verbunden, um das Mischerausgangssignal 139 zu empfangen.
Dementsprechend weist die Folgeschaltung 140 bei Beispielen ferner einen Differenzverstärker 550 auf, der ausgelegt ist, um basierend auf dem Integratorausgangssignal 444 das Ausgangssignal 190 bereitzustellen, wobei der Differenzverstärker 550 ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 einzuschalten oder auszuschalten.
Beispielsweise kann der Kurzzeitintegrator 442 der elektrischen Schaltung 700 implementiert sein, um den Gleichsignalanteil und einen Nutzsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 zu filtern. Dadurch, dass der Schalteingang S der Differenzialverstärkerschaltung 552 mit dem Mischerausgangssignal 139 verbunden ist, kann der Differenzverstärker 550 präzise ein- bzw. ausgeschaltet werden, auch wenn das Integratorausgangssignal 444 keinen Gleichsignalanteil aufweist oder ein Gleichsignalanteil in dem Integratorausgangssignal 444 nicht zum Ein- bzw. Ausschalten des Differenzverstärkers 550 geeignet ist.
Die optionale Ausgangsschaltung 595 kann in Verbindung mit der elektrischen Schaltung 700 ein Hochpassfilter aufweisen, um einen Gleichspannungsanteil in dem Ausgangssignal 190 zu filtern.
Dadurch, dass die elektrische Schaltung 500, 600, 700 ausgelegt ist, um basierend auf einem Gleichsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 bzw. des Mischerausgangssignals 139 einzuschalten oder auszuschalten, kann ein Stromverbrauch oder eine Leistungsaufnahme der elektrischen Schaltung 500, 600, 700 reduziert werden, beispielsweise indem der Differenzverstärker 550 nur dann eingeschaltet ist, wenn ein Signal oder ein Puls an einem Eingang des Mischers 130 anliegt. Dadurch kann ein Stromverbrauch oder eine Leistungsaufnahme der elektrischen Schaltung 500, 600, 700 geringgehalten werden, und zugleich der Vorteil des Differenzverstärkers 550 genutzt werden.
In anderen Worten, kann der Gleichsignalanteil des Mischers 130 genutzt, um einen Verstärker 550 mit einem LO-Signal, beispielsweise dem ersten Eingangssignal 110, zu synchronisieren (wobei der Verstärker auch ein Schalter sein kann) anstatt einen komplexen und fehleranfälligen Schaltkreis zur Zeitsteuerung zu nutzen. Bei Beispielen ist die Integrationszeit gegenüber herkömmlichen Schaltungen um zwei Größenordnungen reduziert, wodurch das Problem der Offsetkompensation abgemildert wird und ermöglicht wird, einen passiven Integrator zu nutzen. Viele verschiedene Verstärkerschaltungen können benutzt werden, beispielsweise um den Differenzverstärker 550 zu implementieren. Daher wird eine Kontrolle der Verstärkung mittels Rückkopplung und sogar eine Filterung möglich. Bei Beispielen ist der komplette Empfänger, beispielsweise die elektrische Schaltung 100, 500, zwischen den Pulsen ausgeschaltet.
8 zeigt ein Schaltbild eines Beispiels einer Differenzialverstärkerschaltung 852, die beispielsweise der Differenzialverstärkerschaltung 552 entsprechen kann. Die Differenzialverstärkerschaltung 852 weist einen ersten Transistor 853 auf, der mit dem ersten Eingang P verbunden ist, und weist ferner einen zweiten Transistor 854 auf, der mit dem zweiten Eingang N der Differenzialverstärkerschaltung 852 verbunden ist. Die Differenzialverstärkerschaltung 852 weist einen Stromspiegel 855 auf, um einen Verstärkungsfaktor der Differenzialverstärkerschaltung 852 an dem unsymmetrischen Ausgang 860 oder O der Differenzialverstärkerschaltung 852 zu erhöhen.
Bei Beispielen weist der Differenzverstärker 550 zumindest einen Transistor 853, 854 auf, wobei der Transistor 853, 854 abhängig davon, ob der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 unterhalb oder oberhalb eines Mischersignalschwellenwerts liegt, entweder eingeschaltet oder ausgeschaltet ist. Somit lässt sich der Transistor 853, 854 des Differenzverstärkers 550 basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 ein- bzw. ausschalten, so dass ein Stromverbrauch des Differenzverstärkers 550 in Abhängigkeit des ersten Eingangssignals 110 besonders gering ausfallen kann.
Bei Beispielen ist der Differenzverstärker 550 ausgelegt, um in dem ausgeschalteten Zustand eine an einem Ausgang des Differenzverstärkers anliegende Spannung zu halten. Somit kann verhindert werden, dass zwischen zwei Pulsen des ersten und/oder des zweiten Eingangssignals 110, 120 die Haltekapazität 580 bzw. die externe Kapazität entladen wird. Somit kann der Differenzverstärker 550 ferner die Funktion eines Schalters übernehmen, der ein Entladen der Haltekapazität verhindern kann, wodurch das Zwischenfrequenzsignal besonders präzise bestimmt werden kann.
Anstelle des Differenzverstärkers 550, kann die elektrische Schaltung 500 auch mit einem Schalter zwischen dem Kurzzeitintegrator 442 und der Haltekapazität 580 bzw. einem Ausgang der Schaltung 500 oder der Ausgangsschaltung 595 implementiert sein, wobei der Schalter ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Integratorausgangssignals 444 einzuschalten oder auszuschalten.
Bei Beispielen weist der Differenzverstärker 550 einen zwischen einem Versorgungsanschluss 859 und dem zumindest einem Transistor 853, 854 angeordneten Schalttransistor 858 auf, wobei der Schalttransistor 858 ausgelegt ist, um abhängig davon, ob der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 oder des Integratorausgangssignals 444 unterhalb oder oberhalb eines Mischsignalschwellenwerts liegt, in einen leitenden oder sperrenden Zustand zu schalten.
Somit kann eine Verbindung zwischen dem Versorgungsanschluss 859 und dem Transistor 853, 854 in Abhängigkeit des Mischerausgangssignals 139 oder des Integratorausgangssignals 444 gesperrt werden. In dem sperrenden Zustand kann verhindert werden, dass ein Strom zwischen dem Ausgang 860 des Differenzverstärkers 550 und dem Versorgungsanschluss 859 fließt, so dass eine an dem Ausgang 860 anliegende Spannung aufrechterhalten werden kann. Da der Differenzverstärker 550 synchron zu dem ersten Eingangssignal 110 bzw. dem Mischerausgangssignal 139 eingeschaltet bzw. ausgeschaltet werden kann, kann der Differenzverstärker 550 einen zu dem ersten Eingangssignal 110 synchronen Schalter zwischen der Haltekapazität und dem Mischer 130 bzw. dem Kurzzeitintegrator 442 darstellen.
9 zeigt ein Schaltbild eines weiteren Beispiels der Differenzverstärkerschaltung 852. Bei dem in 9 gezeigten Beispiel der Differenzverstärkerschaltung 852 ist der Versorgungsanschluss 859 mittels einer Vorspannung implementiert. Ferner kann bei der Differenzverstärkerschaltung 852, wie im Zusammenhang mit der Differenzverstärkerschaltung 552 der elektrischen Schaltung 600, 700 gezeigt, der Ausgang 860 mit dem Eingang N verbunden sein, so dass die Differenzialverstärkerschaltung 852, 552 einen Verstärkungsfaktor von 1 aufweist. Ferner kann der Schalteingang S mit dem ersten Eingang P verbunden sein, wie dies bei einer Implementierung der Differenzialverstärkerschaltung 852 in der elektrischen Schaltung 600 der Fall sein kann. Beispielsweise kann der Stromspiegel in PMOS implementiert sein.
10 zeigt ein weiteres Beispiel einer Differenzverstärkerschaltung 1052 gemäß einem Ausführungsbeispiel, das beispielsweise ein Grundkonzept für einen Verstärker veranschaulicht, und dem Differenzverstärker 550 entsprechen kann. Die Eingangsstufe des Verstärkers weist ein differenzielles Paar PMOS-Transistoren P1-P2 auf, es sind aber auch komplexere Eingangsstufen möglich. Wenn der Mischer ausgeschaltet ist, kann der Gleichsignalanteil an den Eingängen Q/!Q des Verstärkers 1052 einen hohen Pegel aufweisen, wodurch die PMOS Transistoren ausgeschaltet sein können, und kein Strom fließt. Wenn der Mischer 130 eingeschaltet ist, kann der Gleichsignalanteil an den Eingängen niedrig sein, und die Transistoren P1-P2 arbeiten wie ein normales differenzielles Paar. Der NMOS Stromspiegel aus den Transistoren N1-N2 stellt asymmetrisch einen einseitigen Ausgang K zur Verfügung. Andere Implementierungen des Stromspiegels sind auch möglich, insbesondere sind solche Implementierungen vorteilhaft, die keine aktive Stromsenke darstellen, wenn der Differenzverstärker 550 ausgeschaltet ist. Die Vorgespannte Stromquelle ist als ideale Stromquelle gezeigt, kann aber auch besonders vorteilhaft mittels einer Vorspannung implementiert werden. Falls einer der Eingänge des Verstärkers als Rückkopplung genutzt wird, kann daher ein zusätzlicher Schalter nötig sein um zu verhindern, dass dieser Eingang aktiv bleibt, wenn der Verstärker ausgeschaltet ist. Ein weiteres Beispiel der Differenzialverstärkerschaltung 1052 ist in 11 gezeigt, bei dem der Eingang Q mit einem Ausgang des Mischers 130 oder des Kurzzeitintegrators 442 verbunden ist, während der Eingang !Q als Eingang der Rückkopplung verwendet werden kann. Das in 11 gezeigte Beispiel weist ferner einen Schalttransistor 858 auf mit ähnlicher Funktion wie der Schalttransistor 858 der Differenzialverstärkerschaltung 852.
Bei Beispielen weist der Differenzverstärker 550 eine PMOS-Eingangsstufe auf, beispielsweise falls der Mischer 130 ein Mischerausgangssignal 139 mit einem geringen Gleichspannungsanteil ausgibt. Andernfalls kann der Verstärker 550 eine NMOS-Eingangsstufe aufweisen.
Im Folgenden werden Details, Funktionen und Vorteile der elektrischen Schaltung 100, 500, 600, 700 im Zusammenhang mit einem Pulsradargerät beschrieben. Es versteht sich jedoch von selbst, dass einzelne der beschriebenen Details auch in der elektrischen Schaltung 100, 500, 600, 700 implementiert werden können bzw. auf diese zutreffen, wenn diese nicht Teil eines Pulsradargeräts ist, sondern beispielsweise das erste und das zweite Eingangssignal 110, 120 von einem Pulsradargerät empfängt. Ferner können die beschriebenen Details auch im Zusammenhang mit anderen Anwendungen und Signalen Verwendung finden.
12 zeigt eine schematische Darstellung eines Beispiels eines Pulsradargeräts 1200. Das Pulsradargerät 1200 weist zumindest einen Pulsgenerator 1202 auf, der ausgelegt ist, um basierend auf einem oder mehreren Oszillatorsignalen ein gepulstes Transmittersignal 1204 und ein gepulstes Lokaloszillatorsignal 1210 bereitzustellen. Beispielsweise ist der Pulsgenerator 1202 ausgelegt, um ein erstes gepulstes Signal zu erzeugen, das beispielsweise Pulse mit einer Pulsbreite T_p und einem zeitlichen Abstand zwischen zwei Pulsen T_TX aufweist, und ferner ein zweites gepulstes Signal zu erzeugen, das Pulse mit einer zweiten Pulsbreite, die ebenfalls der Pulsbreite T_p entsprechen kann und einem zeitlichen Abstand zwischen zwei Pulsen von T_LO aufweist. Beispielsweise kann der Pulsgenerator 1202 die Pulse des ersten und des zweiten gepulsten Signals mit einer Signalfrequenz modulieren, beispielsweise mit einer optionalen Frequenzsteuerung 1208, um das gepulste Transmittersignal 1204 und das gepulste Lokaloszillatorsignal 1210 bereitzustellen.
Das Pulsradargerät 1200 ist ausgelegt, um das Transmittersignal 1204 auszugeben, und um ein Empfängersignal 1220 zu erhalten, das auf einem Echo des Transmittersignals 1204 basiert. Beispielsweise weist das Pulsradargerät 1200 die optionalen Antennen 1205 und 1206 auf, um das Transmittersignal 1204 auszugeben und um das Empfängersignal 1220 zu erhalten. Beispielsweise basiert das Echo des Transmittersignals 1204 auf einem Zielobjekt 1209, so dass ein Zeitpunkt des Erhaltens des Empfängersignals 1220 auf einer Entfernung zwischen dem Pulsradargerät 1200 und dem Zielobjekt 1209 beruhen kann.
Das Pulsradargerät 1200 weist ferner die elektrische Schaltung 100, 500, 600, 700 auf, wobei das erste Eingangssignal 110 auf dem gepulsten Lokaloszillator 1210 basiert oder diesem entspricht, und das zweite Eingangssignal 120 auf dem Empfängersignal 1220 basiert oder diesem entspricht, und wobei das Ausgangssignal 190 ein Zwischenfrequenzsignal des Lokaloszillatorsignals 1210 und des Empfängersignals 1220 darstellt oder diesem entspricht.
Bei Beispielen sind die Pulsraten des gepulsten Lokaloszillatorsignals 1210, die beispielsweise auf dem zeitlichen Abstand T_LO zwischen zwei Pulsen des LO-Signals basiert, um 10^-6 % bis 10^-3 % größer oder kleiner als eine Pulsrate des gepulsten Transmittersignals 1204, die beispielsweise auf dem zeitlichen Abstand T_TX zweier Pulse des gepulsten Transmittersignals basiert.
Da das Empfängersignal 1220 auf einem Echo des Transmittersignals 1204 basiert, kann eine Frequenz, eine Pulsrate und eine Pulsbreite des Empfängersignals 1220 den entsprechenden Größen des Transmittersignals 1204 entsprechen. Aufgrund der leicht unterschiedlichen Pulsraten des Empfängersignals 1220 und des LO-Signals 1210 ist es möglich, basierend auf einem Zwischenfrequenzsignal des LO-Signals 1210 und des Empfängersignals 1220 einen Laufzeitunterschied zwischen dem LO-Signals 1210 und dem Empfängersignal 1220 zu bestimmen.
Bei Beispielen liegt die Pulsrate des LO-Signals 1210 und des Transmittersignals 1204 bzw. des Empfängersignals 1220 in einem Bereich zwischen 1 MHz bis 100 MHz. Die Signalfrequenz des LO-Signals 1210 und des Empfängersignals 1220 liegt beispielsweise in einem Bereich zwischen 1 GHz und 200 GHz, beispielsweise in einem Bereich zwischen 70 GHz und 90 GHz oder in einem Bereich zwischen 150 GHz und 170 Ghz.
Bei Beispielen basiert die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals 1290 auf einer Differenz der Pulsraten des LO-Signals 1210 und des Transmittersignals 1204.
Bei Beispielen ist ein Tastgrad, der beispielsweise auf einem Verhältnis zwischen einer Pulsbreite und einem zeitlichen Abstand zwischen zwei Pulsen eines gepulsten Signals basiert, des ersten Eingangssignals 110 (bzw. des LO-Signals 1210) und/oder des zweiten Eingangssignals 120 (bzw. des Empfängersignals 1220) geringer als 5 %, beispielsweise geringer als 1 %. Durch einen besonders geringen Tastgrad kann das LO-Signal 1210 und das Transmittersignal 1204 besonders leistungsarm zur Verfügung gestellt werden.
Bei Beispielen weist das erste Eingangssignal 110 eine Folge von Pulsen auf, wobei die Leistung des ersten Eingangssignals 110 während eines Pulses oberhalb eines Eingangsschwellenwerts liegt und zwischen zwei Pulsen unterhalb eines Eingangsschwellenwerts liegt.
Beispielsweise ist die elektrische Schaltung 100 ausgelegt, um abhängig davon, ob die Leistung des ersten Eingangssignals 110 oberhalb oder unterhalb des Eingangsschwellenwerts liegt, einzuschalten oder auszuschalten. Somit kann die elektrische Schaltung 100 selbständig, beispielsweise ohne ein zusätzliches Taktsignal zur Synchronisierung zu erhalten, basierend auf dem ersten Eingangssignal 110 bzw. dem LO-Signal 1210 einschalten oder ausschalten, wobei sich die elektrische Schaltung 100 in Gegenwart eines Pulses des ersten Eingangssignals 110 an einem Eingang der elektrischen Schaltung 100 zum Empfangen des ersten Eingangssignals 110 eingeschaltet sein, und in Abwesenheit eines Pulses des ersten Eingangssignals 110 an einem Eingang zum Empfangen des ersten Eingangssignals 110 der elektrischen Schaltung 100 ausgeschaltet sein. Durch einen geringen Tastgrad des ersten Eingangssignals 110 kann durch ein Ein- und Ausschalten der elektrischen Schaltung 100 synchron zu dem ersten Eingangssignal 110 besonders viel Leistung eingespart werden.
In anderen Worten, können Oszillatoren, die beispielsweise die Signalfrequenz für das Transmittersignal 1204 und das LO-Signal 1210 bereitstellen, auf identische Frequenzen eingestellt werden, wobei eine Abweichung von bis zu ± 500 MHz bei einem Verlust von 3 dB Signallevel toleriert werden kann. Der Pulsgenerator 1202 kann die Pulsdauer und die Pulswiederholrate oder die Pulsrate kontrollieren. Die Pulswiederholrate des LO-Signals ist leicht unterschiedlich zu der Pulswiederholrate des Transmittersignals 1204, was zu einem gleitenden Überlapp zwischen den Pulsen führt. Zum Beispiel können sehr kurze, Phasen kohärente 79 GHz Pulse mit leicht unterschiedlichen Pulsraten verwendet werden. Das LO-Signal 1210 und das Empfängersignal 1220 werden dem Mischer 130 der elektrischen Schaltung 100 als erstes Eingangssignal 110 und als zweites Eingangssignal 120 zur Verfügung gestellt. Der Mischer und Integrator kann die Korrelation der Pulssequenz der RX und LO Pulse, beispielsweise des Empfängersignals 1220 und des LO Signals 1210, ausführen. Aufgrund der unterschiedlichen Pulsraten kann eine Phasendifferenz zwischen den LO und den RX Pulsen linear ansteigen. Daher kann an einem Ausgang des Mischers 130, beispielsweise in den Mischerausgangssignal 139, eine konstante Frequenz oder Pulsrate auftreten.
Die elektrische Schaltung 100 ist in dem Pulsradargerät 1200 beispielsweise als elektrische Schaltung 500, zum Beispiel als elektrische Schaltung 600, 700 implementiert. Der Mischer 130 der elektrischen Schaltung 100 ist ausgelegt, um das LO-Signals 1210 und das Empfängersignal 1220 zu mischen. Das Mischerausgangssignal 139 weist beispielsweise kurze Pulse auf, idealerweise Rechteckspulse. Ein Integrator dient als Filter und ist als Haltstufe zwischen den gesammelten Pulsen aktiv. Eine Idee der vorliegenden Offenbarung ist es beispielsweise, den Integrator in einen Kurzzeitintegrator und einen Langzeitintegrator zu teilen. Die Kurzzeitintegration führt beispielsweise die Integration eines einzelnen Pulses aus, beispielsweise mittels eines passiven Tiefpassfilters erster Ordnung. Der Integrator wird in der elektrischen Schaltung 500 beispielsweise durch den Kurzzeitintegrator 442 und die optionale Haltekapazität 580 implementiert.
Zwischen den kurzen Pulsen kann es wünschenswert sein, den Empfänger, beispielsweise die elektrische Schaltung 100 auszuschalten, um die Vorteile des eingangs beschriebenen SSPR ausnutzen zu können, und den Stromverbrauch so niedrig wie möglich zu halten. Aktive Integratoren mit Feedback sind kontinuierlich an und eine Offsetkompensation über eine Messzeit von 10 ms mit 1 Nanosekundenpulsen bei einer 10 MHz Pulsrate ist schwierig. Passive Integratoren im Sinne von Kondensatoren - kombiniert mit dem Ausgangswiderstand des Mischers - bieten eine Alternative, haben aber den Nachteil einer Entladung zwischen den Pulsen. Um den Kondensator an einem Entladen zu hindern, beispielsweise die Haltekapazität 580, oder eine Kapazität der Ausgangsschaltung 595, kann eine Art von Schalter zwischen dem Mischer und dem Kondensator eingesetzt werden. Dabei kann eine gute Synchronisation zwischen den LO-Pulsen und dem Schaltvorgang die Leistungsfähigkeit des Empfängers beträchtlich erhöhen oder sogar essentiell sein. Ein zu frühes oder ein zu spätes Schalten kann die Verstärkung verschlechtern. Zusätzliche Transistoren verursachen in der Regel zusätzliches Rauschen, was die Leistungsfähigkeit des Systems auch beeinträchtigt.
Die elektrische Schaltung 500 bietet die Möglichkeit, dieses Problem zu lösen, indem der Integrator eines Signalmodells des SSPR in einen Kurzzeit- (Einzelpuls)-Integrator und in einen Langzeitintegrator aufgeteilt wird. Dabei kann der Langzeitintegrator auch ohne Nachteil weggelassen werden. Zum Beispiel kann die Bandbreite des inneren Signals, beispielsweise der Signalfrequenz, ausreichend schmal sein, so dass der durch das Weglassen des Langzeitintegrators entstehende Fehler klein ist. Beispielsweise kann das Signalmodell durch folgende Formel dargestellt werden: $y [n] = \sum_{k = - \frac{β}{2}}^{n - \frac{β}{2} - 1} cos (k Ω_{0}) \int_{- \infty}^{\infty} ee (ξ, k) d ξ$
Der Kurzzeitintegrator 442 kann ausgelegt sein, um das Integral im zweiten Teil der Formel auszuführen, während der Langzeitintegrator 580 die Funktion haben kann, die Beiträge der einzelnen Pulse zu summieren, die in der Formel durch die Summe repräsentiert sind.
Wie beschrieben, kann der Mischer 130 selbständig ein-und ausschalten. In anderen Worten, ist der Mischer 130 selbst-vorgespannt und weist keinen oder einen sehr geringen Stromverbrauch auf, wenn kein LO-Signal, zum Beispiel ein Puls des LO-Signals 1210, anliegt. Das HF Frontend kann zwischen den Pulsen also ausgeschaltet werden. In diesem Zustand kann der Mischer 130 einen endlichen Ausgangswiderstand aufweisen und ein wohl-definiertes Level eines Gleichspannungsanteils eines Ausgangssignals, beispielsweise des Mischerausgangssignals 139. Beispielsweise wird der Gleichspannungsanteil des Mischerausgangssignals 139 in diesem Zustand als VCC bezeichnet. In Gegenwart eines LO-Signals kann der Mischer 130 einschalten und der Gleichspannungsanteil sich ändern, beispielsweise auf 700 mV. Eine Eingangsstufe des Verstärkers, beispielsweise des Differenzverstärkers 550, erkennt diese Änderung des Gleichspannungsanteils und schaltet den Verstärker ein. Die Haltestufe 580 erhält ein Ausgangssignal des Verstärkers 550. Wenn der LO-Puls vorüber ist, kann der Mischer 130 ausschalten und der Gleichspannungsanteil seines Ausgangssignals auf das Level in dem Auszustand des Mischers 130 zurückkehren. Die Eingangsstufe des Verstärkers 550 kann dies detektieren und den Verstärker 550 ausschalten. Die Haltestufe 580 kann Abtastwerte speichern. Der Kurzzeitintegrator 442 kann beliebige passive oder aktive Schaltkreise aufweisen, die die Integration, beispielsweise wie in Formel (1) beschrieben, ausreichend gut annähern. Hier ist ein einfacher RC-Tiefpassfilter erster Ordnung gezeigt. Der Verstärker 550 kann, wie beispielsweise in 5 gezeigt, als Puffer mit Einheitsverstärkung basierend auf einem Transkonduktanzverstärker (OTA) implementiert sein, es sind aber auch kompliziertere Verstärker möglich, auch mit Rückkopplung. Beispielsweise kann der Verstärker 550, wie in 6 und 7 gezeigt, mit Hilfe der Differenzverstärkerschaltungen 852, 1052 implementiert werden, wobei der Verstärkungsfaktor der Differenzverstärkerschaltung 852, 1052 verändert werden kann, indem beispielsweise bei der in 8 gezeigten Implementierung der Differenzverstärkerschaltungen 852 ein Spannungsteiler zwischen den Ausgang 860 und den Eingang 854 geschaltet wird.
Da die elektrische Schaltung 100, 500, 600, 700 eine variable Gestaltung des Kurzzeitintegrators 442 ermöglicht, kann eine gute Kontrolle über die Zeitkonstante des Integrators ermöglicht werden. Dadurch kann die Zeitkonstante des Integrators sehr genau an das LO-Signal 1210 und das Empfängersignal 1220 angepasst werden, beispielsweise an eine Signalfrequenz und eine Pulsdauer des LO-Signals 1210 und des Empfängersignals 1220.
Eine Implementierung des Verstärkers 550 anhand der vorgeschlagenen Differenzverstärkerschaltungen 852, 1052 ermöglicht eine sehr präzise Synchronisation des Verstärkers 550 mit den Pulsen am Mischerausgang, beispielsweise des Mischerausgangssignals 139. Ein Ansteuern des Schalttransistors 858 mit dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 oder des Integratorausgangssignals 444 kann sicherstellen, dass eine während eines Pulses am Ausgang des Verstärkers 550 aufgebaute Ladung während des ausgeschalteten Zustands der elektrischen Schaltung 100, 500, 600, 700 nicht abfließen kann.
Die vorgeschlagene Implementierung des Differenzverstärkers 550 mittels der Differenzverstärkerschaltungen 852 ermöglicht eine genaue Einstellung der Verstärkung mittels der enthaltenen Rückkopplungsschleife.
Beispielsweise kann der Mischer 130 in der Form des Mischers 330 der 3 implementiert sein. Beispielsweise kann die Vorspannung 137 so gewählt werden, dass die Transistoren 133 ohne ein LO-Signal ausgeschaltet sind, so dass kein Strom fließt, beispielsweise durch die Transistoren 133, und an den Ausgängen 139 die Versorgungsspannung anliegt. Wenn ein LO-Signal 1220 mit ausreichend hoher Leistung als Eingangssignal 110 anliegt, können die Transistoren 133 einschalten und es kann ein Strom fließen. Der Gleichstromanteil des Stroms kann zu einem Spannungsabfall über den Lastwiderstand führen, so dass der Gleichspannungsanteil an den Ausgängen D/!D abfällt. Beispielsweise kann der Aufbau des Mischers 330 so gewählt werden, dass der Gleichspannungsanteil in dem eingeschalteten Zustand ungefähr 800 mV beträgt.
Bei Beispielen ist das Pulsradargerät 1200 ausgelegt, um basierend auf dem Zwischenfrequenzsignal 1290 eine Information über eine Zeitdauer zwischen dem Ausgeben eines Pulses des Transmittersignals 1204 und dem Erhalten eines Echos des Pulses als Empfängersignal 1220 zu erhalten.
14 zeigt ein Diagramm mit einem Beispiel eines Zwischenfrequenzsignals 1290. Beispielsweise kann ein Maximum des Zwischenfrequenzsignals 1290, beispielsweise einer Einhüllenden des Zwischenfrequenzsignals 1290 einen Laufzeitunterschied zwischen dem LO-Signal 1210 und dem Empfängersignal 1220 repräsentieren, worauf basierend die Information über die Zeitdauer zwischen dem Ausgeben des Pulses des Transmittersignals und dem Erhalten des Echos des Pulses als Empfängersignal bestimmt werden kann.
Die Form des erzeugten IF Signals, beispielsweise des Zwischenfrequenzsignals 1290, kann auf dem gleitenden Überlapp einer Einhüllenden der HF Pulse basieren. Bei Beispielen kann das IF Signal durch die folgende Funktion beschrieben werden: $s_{IF} [n] = A_{0} g_{M i x} \sum_{k = - [\frac{β}{2}]}^{n - [\frac{β}{2}] - 1} cos (k Ω_{0}) φ_{ee} (k Δ T) .$
Bei Beispielen weist das Pulsradargerät 1200 ferner einen Analog-Digital-Wandler auf, beispielsweise die Ausgangsschaltung 595, der ausgelegt ist, um das Zwischenfrequenzsignal 1290 zu erhalten und ein Digitalsignal bereitzustellen, das ausgelegt ist, um eine Information über eine Zeitdauer zwischen dem Ausgeben eines Pulses des Transmittersignals 1204 und dem Erhalten eines Echos des Pulses als Empfängersignal 1220 zu erhalten.
Aufgrund der Verwendung der elektrischen Schaltung 100, 500 kann das eingangs erwähnte SSPR Konzept besonders vorteilhaft genutzt werden. Zum Beispiel kann der Stromverbrauch mit dem Tastgrad der Pulse skalieren. Ferner kann eine Frequenz des Zwischenfrequenzsignals 1290 konstant sein und dessen Bandbreite besonders gering sein, beispielsweise um 200 kHz. Ferner ist eine Signal Auswertung ohne einer schnellen Fouriertransformation möglich. Das Konzept kann besonders tolerant gegenüber Abweichungen der HF Frequenz sein und gegenüber Phasenrauschen eines VCO. Im Gegensatz zu herkömmlichen Implementierungen des SSPR Konzepts kann das Verfahren 100, 5100, 600, 700 besonders insensitiv gegenüber einem Phasenrauschen eines Taktsignals sein, da die Haltestufe direkt mit dem LO-Signal 1210 synchronisiert sein kann.
Ferner lässt sich die elektrische Schaltung 100, 500 in einem integrierten Schaltkreis implementieren, insbesondere unter Verwendung der vorgeschlagenen Implementierungen des Mischers 130, 330, des Kurzzeitintegrators 442 und des Differenzverstärkers 550 mit den Schaltungen 852, 1052. Eine Implementierung des SSPR Konzepts mittels der elektrischen Schaltung 100, 500 bietet ferner eine hohe Toleranz gegenüber HF VCO Phasenrauschen und eine sehr geringe IF Bandbreite, was insbesondere für CMOS Radarsysteme vorteilhaft sein kann. Ferner kann die elektrische Schaltung 100, 500 eine sehr geringe Transmissionsleistung aufweisen, was hilfreich sein kann um spektrale Anforderungen zu erfüllen.
In der Folge werden Signalverläufe spezifischer Implementierungen des Pulsradargeräts 1200 erläutert.
15 zeigt Diagramme mit einem Beispiel eines gleitenden Überlapps von Pulsen 1221 des Empfängersignals 1220 und Pulsen 1211 des LO-Signals 1210. Das Diagramm 1501 zeigt einen Überlapp der Pulse 1221, 1211 zu einem ersten Zeitpunkt. Das Diagramm 1502 zeigt einen Überlapp von Pulsen 12, 1222 zu einem zweiten Zeitpunkt. Im Diagramm 1503 ist eine Phasendifferenz 1505 zwischen den Pulsen 1211 und 1221 bzw. 1212 und 1222 in Abhängigkeit eines Pulsindex einer Folge von Pulsen des LO-Signals 1210 und des Empfängersignals 1220 dargestellt. Die Kurve 1506 stellt einen Überlapp der Einhüllenden, beispielsweise des Zwischenfrequenzsignals 1290, dar.
16 zeigt ein Diagramm mit einem Beispiel eines Pulses 1602 des LO-Signals 1210 oder des Transmittersignals 1204 bzw. des Empfängersignals 1220. Der Puls 1602 weist eine Pulsdauer 1604 auf, welche durch das Inverse einer Bandbreite von ≥ 1 GHz gegeben ist. Der Puls 1602 weist eine innere Frequenz oder eine Signalfrequenz von 79 GHz auf. Eine Amplitude des LO-Signals 1210 und des Transmittersignals 1204 können unabhängig voneinander eingestellt werden. Eine Pulsrate des LO-Signals und des Transmittersignals ist beispielsweise im Bereich von 10 MHz.
17 zeigt ein Diagramm mit einem Beispiel für einen Signalverlauf des Mischerausgangssignals 139. Zwischen zwei Pulsen 1705 weist das Mischerausgangssignal 139 einen ersten Pegel 1701 auf, und während einem Puls 1705 einen zweiten Pegel 1702. Eine Darstellung eines Pulses 1705 des Mischerausgangssignals 139 in einem kleineren zeitlichen Maßstab ist in 18 gezeigt. 19 zeigt ein Diagramm mit einem Beispiel des Integratorausgangssignals 444 basierend auf dem Puls 1705 des Mischerausgangssignals 139 wie in 18 gezeigt. Wie aus 19 ersichtlich ist, kann der Kurzzeitintegrator 442 einen hochfrequenten Anteil des Mischerausgangssignals 139 filtern und einen gleichen Signalanteil im Wesentlichen ungefiltert durchlassen. Ein entsprechendes Beispiel des Ausgangssignals 190 ist in einem Diagramm in 20 gezeigt.
Die 17 bis 20 stellen Beispiele für Signalverläufe in einer asymmetrischen Implementierung dar. Die 21 bis 25 zeigen entsprechende Signalverläufe für eine Implementierung mit symmetrischer Signalübertragung. 21 zeigt ein Beispiel des Mischerausgangssignals 139 für mehrere Pulse 2105. Eine Darstellung eines Beispiels eines Pulses 2105 des Mischerausgangssignals 139 im kleineren Zeitmaßstab ist in 22 gezeigt. 23 zeigt ein Beispiel des Integratorausgangssignals 444 des Pulses 2105. Ein Beispiel eines Signalverlaufs des Integratorausgangssignals 444 für mehrere Pulse 2105 ist in 24 gezeigt. 25 zeigt ein Beispiel des Ausgangssignals 190 für mehrere Pulse 2105. In 26 ist ein Beispiel eines Stromverbrauchs 2601 einer Halteschaltung, beispielsweise des Differenzverstärkers 550 gezeigt. Zwischen zwei Pulsen 2605 kann die Halteschaltung sich in einem ausgeschalteten Zustand befinden, so dass der Stromverbrauch null ist oder besonders klein ist.
27 zeigt ein Flussdiagramm eines Beispiels eines Verfahrens 2700 zum Bereitstellen eines Ausgangssignals 190 basierend auf einem ersten Eingangssignal 110 und einem zweiten Eingangssignal 120. Das Verfahren 2700 beinhaltet ein Empfangen 2701 des ersten Eingangssignals 110 und des zweiten Eingangssignals 120. Ferner beinhaltet das Verfahren 2700 ein Einschalten oder Ausschalten 2702 eines Mischers 130 abhängig von dem ersten Eingangssignal 110, und ein Mischen 2703 des ersten und des zweiten Eingangssignals 110, 120, um ein Mischerausgangssignal 139 zu erzeugen, wobei ein Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139 davon abhängt, ob der Mischer 130 eingeschaltet oder ausgeschaltet ist. Ferner beinhaltet das Verfahren 2700 ein Einschalten oder Ausschalten 2704 einer Folgeschaltung 140 basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals 139. Ferner weist das Verfahren 2700 ein Bereitstellen des Ausgangssignals 190 basierend auf dem Mischerausgangssignal 139. Beispielsweise erfolgt das Bereitstellen 2705 mittels der Folgeschaltung 140.
28 zeigt ein Flussdiagramm eines Beispiels eines Radarverfahrens 2800. Das Radarverfahren 2800 beinhaltet ein Bereitstellen 2801 eines gepulsten Transmittersignals 1204 und eines gepulsten Lokaloszillatorsignals 1210 basierend auf einem oder mehreren Oszillatorsignalen. Ferner beinhaltet das Radarverfahren 2800 ein Ausgeben 2802 des Transmittersignals 1204 an einer Antenne, und ein Erhalten 2803 eines Empfängersignals 1220, das auf einem Echo des Transmittersignals 1204 basiert, von einer Antenne. Ferner beinhaltet das Radarverfahren 2800 ein Erhalten 270 das Ausgangssignal 190 mittels des Verfahrens 2700 zum Bereitstellen eines Ausgangssignals 190 basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal 110, 120, wobei das erste Eingangssignal 110 auf dem gepulsten Lokaloszillatorsignal 1210 basiert, und das zweite Eingangssignal 120 auf dem Empfängersignal 1220 basiert. Dabei stellt das Ausgangssignal 190 ein Zwischenfrequenzsignal 1290 des Lokaloszillatorsignals 1210 und des Empfängersignals 1220 dar.
Obwohl einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung als Merkmale im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, ist es klar, dass eine solche Beschreibung ebenfalls als eine Beschreibung entsprechender Verfahrensmerkmale betrachtet werden kann. Obwohl einige Aspekte als Merkmale im Zusammenhang mit einem Verfahren beschrieben wurden, ist klar, dass eine solche Beschreibung auch als eine Beschreibung entsprechender Merkmale einer Vorrichtung bzw. der Funktionalität einer Vorrichtung betrachtet werden können.
In der vorhergehenden detaillierten Beschreibung wurden teilweise verschiedene Merkmale in Beispielen zusammen gruppiert, um die Offenbarung zu rationalisieren. Diese Art der Offenbarung soll nicht als die Absicht interpretiert werden, dass die beanspruchten Beispiele mehr Merkmale aufweisen als ausdrücklich in jedem Anspruch angegeben sind. Vielmehr kann, wie die folgenden Ansprüche wiedergeben, der Gegenstand in weniger als allen Merkmalen eines einzelnen offenbarten Beispiels liegen. Folglich werden die folgenden Ansprüche hiermit in die detaillierte Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch als ein eigenes separates Beispiel stehen kann. Während jeder Anspruch als ein eigenes separates Beispiel stehen kann, sei angemerkt, dass, obwohl sich abhängige Ansprüche in den Ansprüchen auf eine spezifische Kombination mit einem oder mehreren anderen Ansprüchen zurückbeziehen, andere Beispiele auch eine Kombination von abhängigen Ansprüchen mit dem Gegenstand jedes anderen abhängigen Anspruchs oder einer Kombination jedes Merkmals mit anderen abhängigen oder unabhängigen Ansprüchen umfassen. Solche Kombinationen seien umfasst, es sei denn, es ist ausgeführt, dass eine spezifische Kombination nicht beabsichtigt ist. Ferner ist beabsichtigt, dass auch eine Kombination von Merkmalen eines Anspruchs mit jedem anderen unabhängigen Anspruch umfasst ist, selbst wenn dieser Anspruch nicht direkt abhängig von dem unabhängigen Anspruch ist.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Offenbarung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Offenbarung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei.
Referenzen

[1] A. Leibetseder, C.Wagner, A.Stelzer. June 2019. „An Integrated 79 GHz Sequential Sampling Pulse Radar." 2019 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS). Boston, MA, USA,. 424-427.
[2] A. Leibetseder, C. Wagner, A. Stelzer. December 2019. „Concept and Realization of an Integrated 79-GHz Sequential Sampling Pulse Radar." IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques.
[3] A. Leibetseder, C. Wagner and A. Stelzer. September 2018. „An Integrated Coherent Startup 79-GHz Pulse Oscillator for a Sequential Sampling Pulse Radar." 2018 48th European Microwave Conference (EuMC). Madrid, Spain. 1361-1364.
[4] S. Schuster, S. Scheiblhofer, R. Feger, A. Stelzer. 2008. „Signal model and statistical analysis for the sequential sampling pulse radar technique." 2008 IEEE Radar Conference. Rome, Italy. 1-6.
[5] al, A. Kryshtopin et. 2003. „Cost-minimized 24 GHz pulse oscillator for short-range automotive radar applications." 33rd European Microwave Conference Proceedings (IEEE Cat. No.03EX723C). Munich, Germany. 1131-1134.
[6] Caputi, W. J. March 1971. „Stretch: A Time-Transformation Technique." IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems 269-278.
[7] Motzer, J. 2000. „A pulse radar gauge for level measurement and process control." 2000 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (Cat. No.00CH37017). Boston, MA, USA. 1563-1566.

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

A. Leibetseder, C.Wagner, A.Stelzer. June 2019. „An Integrated 79 GHz Sequential Sampling Pulse Radar.“ 2019 IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS). Boston, MA, USA,. 424-427 [0096]
A. Leibetseder, C. Wagner, A. Stelzer. December 2019. „Concept and Realization of an Integrated 79-GHz Sequential Sampling Pulse Radar.“ IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques [0096]
A. Leibetseder, C. Wagner and A. Stelzer. September 2018. „An Integrated Coherent Startup 79-GHz Pulse Oscillator for a Sequential Sampling Pulse Radar.“ 2018 48th European Microwave Conference (EuMC). Madrid, Spain. 1361-1364 [0096]
S. Schuster, S. Scheiblhofer, R. Feger, A. Stelzer. 2008. „Signal model and statistical analysis for the sequential sampling pulse radar technique.“ 2008 IEEE Radar Conference. Rome, Italy. 1-6 [0096]
al, A. Kryshtopin et. 2003. „Cost-minimized 24 GHz pulse oscillator for short-range automotive radar applications.“ 33rd European Microwave Conference Proceedings (IEEE Cat. No.03EX723C). Munich, Germany. 1131-1134 [0096]
Caputi, W. J. March 1971. „Stretch: A Time-Transformation Technique.“ IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems 269-278 [0096]
Motzer, J. 2000. „A pulse radar gauge for level measurement and process control.“ 2000 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (Cat. No.00CH37017). Boston, MA, USA. 1563-1566 [0096]

Claims

Elektrische Schaltung (100;500;600;700) zum Bereitstellen eines Ausgangssignals (190) basierend auf einem ersten Eingangssignal (110) und einem zweiten Eingangssignal (120), aufweisend: einen Mischer (130;330), der ausgelegt ist, um das erste und zweite Eingangssignal zu empfangen und zu mischen, um ein Mischerausgangssignal (139) zu erzeugen, und um abhängig von dem ersten Eingangssignal (110) einzuschalten oder auszuschalten, wobei ein Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) davon abhängt, ob der Mischer (130;330) eingeschaltet oder ausgeschaltet ist; und eine Folgeschaltung (140), die ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) einzuschalten oder auszuschalten, und um basierend auf dem Mischerausgangssignal (139) das Ausgangssignal (190) bereitzustellen.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß Anspruch 1, wobei der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) einen ersten Pegel aufweist, wenn der Mischer (130;330) eingeschaltet ist, und einen zweiten Pegel aufweist, wenn der Mischer (130;330) ausgeschaltet ist.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei der Mischer (130;330) zumindest einen Transistor (132;133) aufweist, wobei der Transistor (132;133) so vorgespannt ist, dass der Transistor (132;133) ausgeschaltet ist, wenn die Leistung des ersten Eingangssignals (110) unterhalb eines Eingangsschwellenwerts liegt, und eingeschaltet ist, wenn die Leistung des ersten Eingangssignals (110) oberhalb des Eingangsschwellenwerts liegt, und wobei der Mischer (130;330) ausgelegt ist, um den Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) basierend auf einem Gleichstromanteil eines Stroms durch den Transistor (132;133) bereitzustellen.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß Anspruch 3, wobei der Mischer (130;330) ausgelegt ist, um in dem eingeschalteten Zustand den Strom durch den Transistor (132;133) basierend auf zumindest dem zweiten Eingangssignal zu modulieren, und um das Mischerausgangssignal (139) basierend auf dem Strom durch den Transistor (132; 133) bereitzustellen.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Folgeschaltung (140) einen Kurzzeitintegrator (442) aufweist, der ausgelegt ist, um basierend auf dem Mischerausgangssignal (139) ein Integratorausgangssignal (444) bereitzustellen, wobei eine Amplitude eines Nutzsignalanteils des Integratorausgangssignals (444) von einem zeitlichen Überlapp eines Pulses des ersten Eingangssignals (110) und eines Pulses des zweiten Eingangssignals (120) abhängt.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß Anspruch 5, wobei der Kurzzeitintegrator (442) ein Tiefpassfilter (443) aufweist, wobei das Tiefpassfilter (443) eine Grenzfrequenz aufweist, die höher ist als ein Inverses einer Pulsdauer des ersten und zweiten Eingangssignals (120), und die geringer ist als eine Signalfrequenz des ersten und zweiten Eingangssignals (120), so dass der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) im Wesentlichen ungefiltert bleibt.
Elektrische Schaltung (100;500;600) gemäß einem der Ansprüche 5 oder 6, wobei die Folgeschaltung (140) ferner einen Differenzverstärker (550) aufweist, der ausgelegt ist um basierend auf dem Integratorausgangssignal (444) das Ausgangssignal (190) bereitzustellen, wobei der Differenzverstärker (550) ausgelegt ist, um basierend auf einem Gleichsignalanteil des Integratorausgangssignals (444) einzuschalten oder auszuschalten.
Elektrische Schaltung (100;500;700) gemäß einem der Ansprüche 5 oder 6, wobei die Folgeschaltung ferner einen Differenzverstärker (550) aufweist, der ausgelegt ist um basierend auf dem Integratorausgangssignal das Ausgangssignal (190) bereitzustellen, wobei der Differenzverstärker ausgelegt ist, um basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) einzuschalten oder auszuschalten.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß einem der Ansprüche 7 oder 8, wobei der Differenzverstärker (550) zumindest einen Transistor (853;854) aufweist, wobei der Transistor (853;854) abhängig davon, ob der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) unterhalb oder oberhalb eines Mischsignalschwellenwerts liegt, entweder eingeschaltet oder ausgeschaltet ist.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei der Differenzverstärker (550) ausgelegt ist, um in dem ausgeschalteten Zustand eine an einem Ausgang des Differenzverstärkers (550) anliegende Spannung zu halten.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei der Differenzverstärker (550) einen zwischen einem Versorgungsanschluss (859) und dem zumindest einen Transistor (853;854) angeordneten Schalttransistor (858) aufweist, wobei der Schalttransistor (858) ausgelegt ist, um abhängig davon, ob der Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) oder des Integratorausgangssignals (444) unterhalb oder oberhalb eines Mischsignalschwellenwerts liegt, in einen leitenden oder sperrenden Zustand zu schalten.
Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß einem der Ansprüche 5 bis 11, wobei die Folgeschaltung (140) ferner eine Haltekapazität (580) aufweist, die mit einem Ausgang der Folgeschaltung (140) zum Bereitstellen des Ausgangssignals (190) gekoppelt ist.
Pulsradargerät (1200), aufweisend: zumindest einen Pulsgenerator (1202), ausgelegt, um basierend auf einem oder mehreren Oszillatorsignalen ein gepulstes Transmittersignal (1204) und ein gepulstes Lokaloszillatorsignal (1210) bereitzustellen, wobei das Pulsradargerät (1200) ausgelegt ist, um das Transmittersignal (1204) auszugeben, und um ein Empfängersignal (1220) zu erhalten, das auf einem Echo des Transmittersignals (1204) basiert, eine Elektrische Schaltung (100;500;600;700) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei das erste Eingangssignal (110) auf dem gepulsten Lokaloszillatorsignal basiert, und das zweite Eingangssignal (120) auf dem Empfängersignal basiert, und wobei das Ausgangssignal (190) ein Zwischenfrequenzsignal (1290) des Lokaloszillatorsignals (1210) und des Empfängersignals (1220) darstellt.
Pulsradargerät (1200) gemäß Anspruch 13, wobei das erste Eingangssignal (110;1210) eine Folge von Pulsen aufweist, wobei die Leistung des ersten Eingangssignals (110;1210) während eines Pulses oberhalb eines Eingangsschwellenwerts liegt und zwischen zwei Pulsen unterhalb des Eingangsschwellenwerts liegt.
Pulsradargerät (1200) gemäß einem der Ansprüche 13 oder 14, wobei eine Pulsrate des gepulsten Lokaloszillatorsignals (1210) um 10^-6 % bis 10^-3 % größer oder kleiner als eine Pulsrate des gepulsten Transmittersignals (1204) ist.
Pulsradargerät (1200) gemäß Anspruch 15, wobei eine Frequenz des Zwischenfrequenzsignals (1290) auf einer Differenz der Pulsraten des Lokaloszillatorsignals (1210) und des Transmittersignals (1204) basiert.
Pulsradargerät (1200) gemäß einem der Ansprüche 13 bis 16, wobei ein Tastgrad des ersten Eingangssignals (110;1210) geringer als 5 % ist.
Pulsradargerät (1200) gemäß einem der Ansprüche 13 bis 17, wobei das Pulsradargerät (1200) ausgelegt ist, um basierend auf dem Zwischenfrequenzsignal (1290) eine Information über eine Zeitdauer zwischen dem Ausgeben eines Pulses des Transmittersignals (1204) und dem Erhalten eines Echos des Pulses als Empfängersignal (1220) zu erhalten.
Pulsradargerät (1200) gemäß einem der Ansprüche 13 bis 18, ferner einen Analog-Digital-Wandler (595) aufweisend, der ausgelegt ist um das Zwischenfrequenzsignal (1290) zu erhalten und ein Digitalsignal bereitzustellen, das ausgelegt ist, um eine Information über eine Zeitdauer zwischen dem Ausgeben eines Pulses des Transmittersignals (1204) und dem Erhalten eines Echos des Pulses als Empfängersignal (1220) zu erhalten.
Verfahren (2700) zum Bereitstellen eines Ausgangssignals (190) basierend auf einem ersten und einem zweiten Eingangssignal, aufweisend: Empfangen (2701) des ersten Eingangssignals (110) und des zweiten Eingangssignals (120), Einschalten oder Ausschalten (2702) eines Mischers (130;330) abhängig von dem ersten Eingangssignal (110), Mischen (2703) des ersten Eingangssignals (110) und des zweiten Eingangssignals (120) um ein Mischerausgangssignal (139) zu erzeugen, wobei ein Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139) davon abhängt, ob der Mischer (130;330) eingeschaltet oder ausgeschaltet ist, Einschalten oder Ausschalten (2704) einer Folgeschaltung (140) basierend auf dem Gleichsignalanteil des Mischerausgangssignals (139), Bereitstellen (2705) des Ausganssignals (190) basierend auf dem Mischerausgangssignal (139).
Radarverfahren (2800), aufweisend: Bereitstellen (2801) eines gepulsten Transmittersignals (1204) und eines gepulsten Lokaloszillatorsignals (1210) basierend auf einem oder mehreren Oszillatorsignalen, Ausgeben (2802) des Transmittersignals (1204) an einer Antenne, Erhalten (2803) eines Empfängersignals (1220), das auf einem Echo des Transmittersignals (1204) basiert, von einer Antenne, Erhalten (2700) des Ausgangssignals (190) mittels des Verfahrens (2700) gemäß Anspruch 17, wobei das erste Eingangssignal (110) auf dem gepulsten Lokaloszillatorsignal (1210) basiert, und das zweite Eingangssignal (120) auf dem Empfängersignal (1220) basiert, und wobei das Ausgangssignal (190) ein Zwischenfrequenzsignal (1290) des Lokaloszillatorsignals (1210) und des Empfängersignals (1220) darstellt.