DE102020116318A1 - Verfahren und vorrichtungen zum implementieren eines kompakten zeit-frequenz-multiplexen für einen mimo-radar - Google Patents

Abstract

Verfahren und Vorrichtungen zum Implementieren eines kompakten Zeit-Frequenz-Multiplexen für einen MIMO-Radar sind offenbart. Eine Vorrichtung umfasst eine Gruppenantennen-Steuerung zum: Übertragen eines ersten Signals über einen ersten Sender einer Radar-Gruppenantenne, das erste Signal umfassend eine erste Dauer und moduliert über einen ersten Frequenzbereich; und zum Übertragen eines zweiten Signals über einen zweiten Sender, das zweite Signal umfassend eine zweite Dauer und moduliert über einen zweiten Frequenzbereich, wobei die erste und zweite Dauer eine überlappende Zeitperiode umfassen, wobei der erste und zweite Frequenzbereich einen überlappenden Frequenzbereich umfassen. Die Vorrichtung umfasst ferner einen Signaltrennungs-Analysator zum: Bestimmen eines ersten Echos, empfangen an einem Empfänger der Radar-Gruppenantenne, entsprechend dem ersten Signal; und Bestimmen eines zweiten Echos, empfangen an dem Empfänger, entsprechend dem zweiten Signal.

Description

• GEBIET DER OFFENBARUNG
• Diese Offenbarung bezieht sich im Allgemeinen auf Radarsysteme und genauer auf Verfahren und Vorrichtungen zur Implementierung eines kompaktem Zeit-Frequenz-Multiplexen für einen MIMO-Radar.
• HINTERGRUND
• Mehrfach-Einfach-Mehrfach-Ausgang (MIMO; Multiple-Input Multiple-Output) - Radarsysteme umfassen mehrere Sender, die Radarsignale senden, die anschließend von mehreren Empfängern detektiert werden, nachdem sie von Objekten innerhalb des Bereichs der Radarsysteme reflektiert wurden. Die Signale, die von den unterschiedlichen Sendern in einem MIMO-Radarsystem gesendet werden, sind so entworfen, dass sie zueinander orthogonal sind, sodass die Signale, wenn sie von den Empfängern detektiert werden, eindeutig als bestimmten Sendern entsprechend identifiziert werden können.
• Figurenliste
• 1 ist ein Graph, der eine herkömmliche lineare Zeit-Multiplexen-Frequenz-Modulierungs-(TDM-LFM; time division multiplexing-linear frequency modulation) Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt.
• 2 ist ein Graph, der eine herkömmliche lineare Frequenz-Multiplexen-Frequenz-Modulierungs- (FDM-LFM; frequency division multiplexing-linear frequency modulation) Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt.
• 3 stellt eine beispielhafte Gruppenantenne für ein MIMO-Radarsystem dar.
• 4 ist ein Graph, der eine beispielhafte kompakte TDM-LFM-Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt.
• 5 ist ein Graph, der eine beispielhafte kompakte FDM-LFM-Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt.
• 6 ist ein Graph, der die Autokorrelationsfunktion einer LFM-Wellenform entsprechend der beispielhaften kompakten Wellenformen, dargestellt in 4 und 5, darstellt.
• 7 ist ein Graph, der einen beispielhaften Chirp-Zyklus für eine kompakte TDM-FDM-Wellenform für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt.
• 8 ist ein Graph, der einen beispielhaften Radarrahmen umfassend eine Reihe von vier Wiederholungen des beispielhaften Chirp-Zyklus von 7 darstellt.
• 9 und 10 sind Graphen, die den Effekt eines Tukey-Fensters auf die LFM-Wellenform, zugeordnet zu 6, darstellen.
• 11 ist ein Graph, der eine beispielhafte Antwort eines Radarsystems darstellt, das ein Ziel bei 120 m und 250 m detektiert.
• 12 ist ein Graph, der beispielhafte Versatzwerte, zugeordnet zu unterschiedlichen Sendern, die Signale basierend auf der kompakten TDM-LFM-Wellenform, definiert in Verbindung mit 4, übertragen, bereitstellt.
• 13 ist ein Graph, der ein beispielhaftes Bereichsprofil darstellt, das aus einer Simulation von drei sich bewegenden Punktzielen resultiert.
• 14 ist ein Graph, der ein beispielhaftes Bereichs-Doppler-Profil darstellt, was die berechneten Bereiche und Geschwindigkeiten für jedes der drei Ziele in der zu 13 zugeordneten Simulation identifiziert.
• 15 ist ein Graph, der das für die drei Ziele in der den 13 und 14 zugeordneten Simulation ohne Doppler-Bewegungskompensation erzeugte Winkelprofil darstellt.
• 16 ist ein Graph, der das für die drei Ziele in der den 13-15 zugeordneten Simulation nach der Doppler-Bewegungskompensation erzeugte Winkelprofil darstellt.
• 17 ist ein generischer Graph, der einen Plot von normierten 2D-FFT (z.B. gleichmäßig rechteckigen) räumlichen Frequenz-Abtastpunkten darstellt, die die Ankunftswinkel-Schätzung für Ziele, die von einem Radarsystem detektiert werden, darstellen.
• 18 ist ein generischer Graph, der Winkel- (Grad-) Abtastpunkte in einem nichtgleichmäßigen (z.B. Polar-) Gitter entsprechend den gleichen Abtastpunkten, die in dem Graph von 17 dargestellt sind, darstellt.
• 19 ist eine beispielhafte Polar-Gitter-Visualisierung der Winkelantwort, entsprechend den drei Zielen in der den 13-16 zugeordneten Simulation.
• 20 ist eine vergrößerte Ansicht der beispielhaften Polar-Gitter-Visualisierung von 19.
• 21 ist ein beispielhaftes MIMO-Radarsystem, konstruiert gemäß den hierin offenbarten Lehren.
• 22-26 sind Flussdiagramme, die maschinenlesbare Anweisungen repräsentieren, die ausgeführt werden können, um das beispielhafte Radarsystem von 21 zu implementieren.
• 27 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Verarbeitungsplattform, die strukturiert ist, um die Anweisungen von 22-26 zur Implementierung des beispielhaften Radarsystems von 21 auszuführen.
• Allgemein können die gleichen Bezugszeichen in der/den Figur(en) und der beiliegenden Beschreibung verwendet werden, um auf dieselben oder gleichen Teile Bezug zu nehmen.
• Die Deskriptoren „erste/r/s“, „zweite/r/s“, „dritte/r/s“ etc. werden hierin verwendet, wenn mehrere Elemente oder Komponenten identifiziert werden, auf die getrennt Bezug genommen werden kann. Sofern nicht anders angegeben oder basierend auf ihrem Verwendungskontext verstanden, sollen solche Deskriptoren keine Bedeutung von Priorität, physischer Reihenfolge oder Anordnung in einer Liste oder zeitlicher Ordnung unterstellen, sondern werden lediglich als Etiketten verwendet, um auf mehrere Elemente oder Komponenten separat zu verweisen, um die offenbarten Beispiele leichter verständlich zu machen. Bei einigen Beispielen kann der Deskriptor „erste/r/s“ verwendet werden, um auf ein Element in der detaillierten Beschreibung zu verweisen, während auf dasselbe Element in einem Anspruch mit einem unterschiedlichen Deskriptor wie „zweite/r/s“ oder „dritte/r/s“ verwiesen werden kann. In solchen Fällen versteht es sich, dass solche Deskriptoren lediglich der Einfachheit halber verwendet werden, um auf mehrere Elemente oder Komponenten zu verweisen.
• DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
• In einem Mehrfach-Eingang-Mehrfach-Ausgang- (MIMO)- Radarsystem sind die Übertragungen von unterschiedlichen Sendeantennen (hierin als Sender bezeichnet) an Empfangsantennen (hierin als Empfänger bezeichnet) trennbar oder unterscheidbar. Die Trennbarkeit (z.B. Unterscheidbarkeit) von Übertragungen von unterschiedlichen Sendern wird üblicherweise dadurch erreicht, dass die unterschiedlichen Übertragungen orthogonal zueinander gemacht werden. Zwei Signale sind orthogonal, wenn die Korrelation zwischen ihnen gleich Null ist. Gängige Ansätze zur Erzielung von Orthogonalität in MIMO-Systemen umfassen Zeit-Multiplexen (TDM; time-division multiplexing), Frequenz-Multiplexen (FDM; frequency-division multiplexing) und/oder Code-Multiplexen (CDM; code division multiplexing). In einem herkömmlichen Radarsystem, basierend auf linearer Frequenzmodulation (LFM; linear frequency modulation) (die eine frequenzmodulierte Dauerstrichwelle (FMCW; frequency-modulated continuous-wave) verwendet), müssen separate Sender, um vollständig orthogonale Signale in der Zeit-Frequenz-Domäne zu erreichen, nicht-überlappende Zeitintervalle und/oder nicht-überlappende Frequenzbänder verwenden. Das heißt, beim TDM-Ansatz werden unterschiedliche Signale (obwohl sie denselben Frequenzbereich abdecken) zu unterschiedlichen Zeiten übertragen, sodass jedes Signal zeitlich von anderen Signalen beabstandet ist ohne Überlappung in der Zeitdomäne. Beim FDM-Ansatz werden unterschiedliche Signale (obwohl sie gleichzeitig übertragen werden) innerhalb unterschiedlicher Frequenzbänder übertragen, sodass jedes Signal nicht mit irgendeinem anderen Signal innerhalb der Frequenzdomäne überlappt. Während die konventionellen TDM- und FDM-Schemata Orthogonalität erreichen, führen solche Ansätze zu einer ineffizienten Nutzung von Zeit- und/oder Frequenzressourcen. Ferner sind solche Systeme relativ unflexibel bei Kompromissen zwischen unterschiedlichen Radar-Schlüssel-Performance-Indikator (KPI; key performance indicator) -Spezifikationen und Entwurfsparametern für einen Radar.
• Traditionelle Ansätze zur Erzielung von Orthogonalität sind für MIMO-Systeme unpraktisch, da solche Systeme oft viele Sender aufweisen. Wenn zum Beispiel eine MIMO-Gruppenantenne 12 unterschiedliche Sender umfasst (und bei einigen Anwendungen können es mehr sein), würde die Zeit, die jeder Sender in einer TDM-Implementierung für die Übertragung eines Signals (hierin auch als Chirp bezeichnet) benötigt, nur 1/12 eines Chirp-Zyklus betragen. Das Bereitstellen von adäquater Zeit für jeden individuellen Chirp führt zu einem relativ langen Chirp-Zyklus, was in ein längeres Pulswiederholungsintervall (PRI; pulse repetition interval) übersetzt wird (die Zeit, die sich vom Beginn eines Chirp-Zyklus bis zum Beginn eines nachfolgenden Chirp-Zyklus erstreckt), wie im Hinblick auf 1 gezeigt.
• 1 ist ein Graph, der eine herkömmliche lineare TDM-Frequenz-Modulierung- (LFM) Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt. In dem Graph wird jeder Chirp, der einem unterschiedlichen Sender entspricht, durch eine unterschiedlich stilisierte Linie dargestellt. Wie in 1 gezeigt, weist jeder Chirp eine Dauer von 10 Mikrosekunden auf, wobei jeder aufeinanderfolgende Chirp (entsprechend unterschiedlichen Sendern) beginnt, während der vorhergehende Chirp endet. Als Ergebnis dauert die Gesamtlänge des Chirp-Zyklus 120 Mikrosekunden. Eine weitere Verzögerung über das Ende des Chirp-Zyklus hinaus ist umfasst, bevor ein zweiter Chirp-Zyklus implementiert wird, was zu einem relativ langen PRI führt.
• Das relativ lange PRI in einem TDM-Schema führt zu einer Anzahl von Nachteilen, umfassend eine relativ niedrige maximale eindeutige Geschwindigkeit (z.B. die maximale Geschwindigkeit eines Ziels, die der Radar zuverlässig messen kann), eine irreduzible Bereichsmigration und die Notwendigkeit, die bewegungsinduzierte Phasenrotation zu kompensieren (mit der Möglichkeit einer irreduziblen Phasen-Ambiguität, wenn sich ein Ziel schnell genug bewegt). Ferner weisen MIMO-Systeme, die unter Verwendung eines konventionellen TDM-Schema implementiert sind, eine relativ geringe effektive isotrope Strahlungsleistung (EIRP; effective isotropic radiated power) auf, da jeweils nur ein Sender zu einer Zeit aktiviert wird. Die niedrige EIRP führt in Verbindung mit dem relativ langen PRI zu einem relativ niedrigen Link-Budget. Die niedrige EIRP kann durch die Implementierung einer Modulation mit langsamer Phasencodierung (PCM; phase code modulation) etwas gemildert werden, um es zu ermöglichen, dass mehrere Sender zur gleichen Zeit aktiv sind, aber dies löst nicht die anderen Nachteile des TDM-Ansatzes. Außerdem führt die phasencodierte Modulation (PCM) ein Nebensprechen zwischen Phasencodes ein, wodurch das Grundrauschen erhöht wird und die Anzahl der verwendbaren Antennen begrenzt wird, was das effektive Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR; signal-to-noise ratio) des Radarsystems begrenzt.
• Wenn ein MIMO-System umfassend 12 unterschiedliche Sender unter Verwendung des FDM-Ansatzes implementiert würde, wäre das Frequenzband für jeden Sender auf nur 1/12 der vollen Frequenzbandbreite des Systems begrenzt. Daher erfordert die Bereitstellung eines adäquaten Frequenzbandes für jeden Sender in einem solchen System eine große Gesamtfrequenzbandbreite, wie in 2 gezeigt.
• 2 ist ein Graph, der eine herkömmliche FDM-LFM-Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt. Wie in 2 gezeigt, beginnt und endet jeder Chirp zur gleichen Zeit, sodass der Chirp-Zyklus die gleiche Dauer wie ein einzelner Chirp aufweist (z.B. 10 Mikrosekunden). Die unterschiedlichen Chirps sind jedoch in unterschiedliche Frequenzbänder aufgeteilt, die sich jeweils über einen Bereich von 1 GHz erstrecken, wobei die Frequenzbänder aneinander angrenzen (z.B. beginnt die Anfangsfrequenz jedes Chirps bei der Endfrequenz eines benachbarten Chirps in der Frequenzdomäne). Als Ergebnis beträgt die gesamte Frequenzbandbreite für das Radarsystem 12 GHz, was aufgrund regulatorischer Beschränkungen nicht durchführbar ist.
• Die relativ große Frequenzbandbreite, die in dem FDM-Ansatz für ein MIMO-System verwendet wird, erfordert eine unzumutbare hohe Analog-zu-Digital-Wandler- (ADC; analogto-digital converter) -Abtastrate, wenn dies nicht gesetzlich verboten ist. Eine weitere Schwierigkeit des FDM-Ansatzes, der in einem System mit vielen Sendern (wie beispielsweise einem MIMO-Array) implementiert ist, ist die Erzeugung eines bereichsinduzierten Phasenversatzes an jedem Sender, der kompensiert werden muss. Weiterhin kann eine irreduzierbare Phasen-Ambiguität bei einem Radarsystem mit vielen Sendern resultieren, wenn das Radarsystem eine große Array-Apertur für die Anwendung benötigt, in der das Radarsystem eingesetzt wird.
• Die hierin offenbarten Beispiele stellen ein effizienteres Übertragungsschema bereit, das einige der negativen Ergebnisse herkömmlicher TDM- und FDM-Schemata in MIMO-Radarsystemen reduziert und/oder eliminiert. Insbesondere durch die Implementierung eines MIMO-Radarsystems mit vielen Sendern gemäß den hierin offenbarten Techniken wird eine relativ hohe Auflösung in vier Dimensionen (z.B. Elevation, Azimut, Bereich und Radialgeschwindigkeit) ermöglicht, ohne die maximale eindeutige Geschwindigkeit zu beeinträchtigen.
• Speziell implementieren die hierin offenbarten Beispiele Übertragungen für unterschiedliche Sender einer MIMO-Gruppenantenne unter Verwendung einer kompakten Frequenz-Zeitdomäne-Trennung. Nach hiesigem Gebrauch bedeutet der Begriff „kompakt“, verwendet in Verbindung mit Zeitdomäne-Multiplexen und/oder Frequenzdomäne-Multiplexen, dass obwohl Signale von unterschiedlichen Sendern zeitlich und/oder frequenzmäßig getrennt sind, die Signale aber dennoch eine gewisse Überlappung sowohl in der Zeit als auch in der Frequenz aufweisen. Das heißt, während herkömmliche TDM-Schemata das Übertragen eines Signals zu einer Zeit ohne Überlappung umfassen (z. B. beginnt ein nachfolgendes Signal am Ende eines vorhergehenden Signals), beginnt in den hierin offenbarten Beispielen ein nachfolgendes Signal, bevor ein vorhergehendes Signal endet, sodass es eine Überlappungsperiode gibt, während der beide Signale übertragen werden. Gleichfalls, während konventionelle FDM-Schemata die gleichzeitige Übertragung separater Signale umfassen, die jedoch in nicht überlappende Frequenzbänder aufgeteilt sind, werden in den hierin offenbarten Beispielen separate Signale zur gleichen Zeit bei unterschiedlichen Frequenzen übertragen, jedoch über Frequenzbänder moduliert, die überlappen. Wie nachfolgend ausführlicher beschrieben, verbessern die hierin offenbarten kompakten Zeit-Frequenz-Multiplexen-Beispiele die Eigenschaft der Wellenform der Übertragungen und stellen flexiblere Kompromissoptionen zwischen unterschiedlichen Radarspezifikationsanforderungen (z.B. maximale mehrdeutige Geschwindigkeit, maximaler Bereich, Bereichsauflösung, Geschwindigkeitsauflösung etc.) bereit. Somit ermöglichen die hierin offenbarten Lehren einer einzelnen Radiofrequenz (RF; radio frequency) -Architektur die Unterstützung mehrerer Radarmodi, umfassend Langstreckenradar (LRR; long range radar), Mittelstreckenradar (MRR; medium range radar) und Kurzstreckenradar (SRR; short range radar). Darüber hinaus umfassen die Vorteile, die durch die hierin offenbarten Lehren erzielt werden, eine Basisbandverarbeitung mit relativ geringer Berechnungskomplexität, da der größte Teil der Verarbeitung basierend auf Kreuzkorrelation, schneller Fourier-Transformation (FFT) und elementweisen Operationen implementiert wird, die auf rechentechnisch effiziente Weise implementiert werden können.
• 3 stellt eine beispielhafte Gruppenantenne 300 für ein MIMO-Radarsystem dar. Die Gruppenantenne 300 umfasst zwei Sender 302, 304 (jeweils mit TX1 und TX2 gekennzeichnet) und vier Empfänger 306, 308, 310, 312 (jeweils mit RX1, RX2, RX3 und RX4 gekennzeichnet). Eine solche Anordnung wird als ein 2x4-MIMO-System bezeichnet. Die beispielhafte Gruppenantenne 300 ist ein relativ einfaches Array zu Erklärungszwecken. Die hierin offenbarten Beispiele können auf Gruppenantennen mit irgendeiner geeigneten Anzahl von Sendern und Empfängern angewandt werden (die abhängig von dem verfügbaren Platz für das Array und Kostenerwägungen im Zehner- oder sogar Hunderterbereich oder mehr liegen können). Ferner können die Sender und Empfänger in irgendeiner geeigneten Weise angeordnet werden, umfassend zum Beispiel in einem eindimensionalen Array, wie in dem dargestellten Beispiel von 3 gezeigt, oder in einem zweidimensionalen Array.
• Bei einem Radarstrahlbildungssystem mit einem einzelnen Sender und mehreren Empfängern (z.B. einem Einzel-Eingang-Mehrfach-Ausgang (SIMO; single input multiple output)-System) kann die Winkelauflösung des Systems durch Verdoppelung (die Auflösungs-Bins werden um die Hälfte reduziert) der Anzahl der Empfänger verdoppelt werden, ohne dabei irgendeinen Verlust an Generativität zu berücksichtigen. Da nur ein Sender vorliegt, führt dies fast zu einer Verdoppelung der Gesamtanzahl von Antennen. Zum Beispiel, wenn nur ein Sender in dem dargestellten Beispiel von 3 vorläge, würde eine Verdoppelung der Auflösung des Radars vier zusätzliche Empfänger erfordern, wodurch sich die Gesamtanzahl der Antennenelemente von 5 auf 9 erhöhen würde. Im Gegensatz dazu kann bei einem MIMO-Radarsystem die Winkelauflösung allein durch die Verdoppelung der Anzahl der Sender verdoppelt werden. So kann die Winkelauflösung des in 3 dargestellten beispielhaften Systems durch Hinzufügen von zwei weiteren Sendern verdoppelt werden, wodurch sich die Gesamtanzahl der Antennenelemente von 6 auf 8 erhöht. Somit sind mit einem MIMO-System mit weniger Antennen höhere Winkelauflösungen möglich.
• Wie in 3 gezeigt, führt eine Übertragung von dem ersten Sender 302 zu einer Phase von [0ω 2ω 3ω] jeweils an den vier Empfängern 306, 308, 310, 312, der erste Empfänger 306 als Referenz. Wie in dem darstellenden Beispiel gezeigt, ist der zweite Sender 304 in einem Abstand (4d) von dem ersten Sender 302 platziert, der dem vierfachen Abstand (d) zwischen den Empfängern 306, 308, 310, 312 entspricht. Als Ergebnis, wenn d in Metern gemessen wird, quert irgendein Signal, das von dem zweiten Sender 304 ausgeht, einen zusätzlichen Pfad von 4dsin(θ) Metern Länge im Vergleich zu Signalen von dem ersten Sender 302. Somit weist das Signal des zweiten Senders 304, das an jedem Empfänger 306, 308, 310, 312 detektiert wird, eine zusätzliche Phasenverschiebung von 4ω (relativ zu der Übertragung von dem ersten Sender 302) auf. Dementsprechend beträgt die Phase des Signals von dem zweiten Sender 304 an den vier Empfängern 306, 308, 310, 312 [4ω 5ω 6ω 7ω]. Die Verkettung der Phasensequenzen an den vier Empfängern 306, 308, 310, 312 aufgrund der Übertragungen von beiden Sendern 302, 304 ergibt die Sequenz [0 ω 2ω 3ω 4ω 5ω 6ω 7ω]. Dies ist die gleiche Sequenz, die sich aus einem 1x8-SIMO-System ergeben würde. Somit kann gesagt werden, dass die in 3 gezeigte 2x4-Antennenkonfiguration ein virtuelles Array von acht Empfangsantennen synthetisiert (wobei eine Sendeantenne impliziert ist).
• Das obige Beispiel kann verallgemeinert werden, um eine virtuelle Antenne, umfassend NTX- und NRX-Antennen, zu erzeugen, solange die Antennen ordnungsgemäß relativ zueinander positioniert sind. In einem MIMO-System ist die Übertragung von jedem Sender so entworfen, dass sie am Empfänger von allen anderen Übertragungen von den anderen Sendern trennbar oder unterscheidbar ist. Aufgrund der Trennbarkeit der Sendersignale ist das System in der Lage, NTXxNRX-Freiheitsgrade nur mit NTX-Sendern und NRX-Empfängern zu erreichen. Im Gegensatz dazu werden bei einem herkömmlichen Strahlformungs- (SIMO) Radarsystem mit der gleichen Anzahl von Sendern und Empfängern nur NTX+NRX-Freiheitsgrade erreicht. So führen MIMO-Radartechniken zu einer multiplikativen Erhöhung der Anzahl (virtueller) Antennen, während sie gleichzeitig eine Verbesserung (z.B. Erhöhung) der Winkelauflösung bereitstellen. Wenn p_m die Koordinaten des m-ten Senders (m = 0, 1, ...NTX) und q_n die Koordinaten des n-ten Empfängers (n = 0, 1, 2, ...NRX) bezeichnet, so kann die Lage der virtuellen Antennen für alle möglichen Werte von m und n berechnet werden als p_m + q_n. Dies kann mathematisch in kompakter Form ausgedrückt werden als $$r=p\otimes q,$$

  

  wobei r die Koordinaten der Elemente in dem virtuellen Array bezeichnet, die auf der Faltung (bezeichnet durch ⊗) der Koordinaten der Sender- und Empfängerelemente basieren.
• Radarsysteme verwenden gemeinhin angepasste Filter, die die Korrelation eines bekannten Signals (z.B. ein von einem Sender übertragener Chirp) mit einem unbekannten Signal (z.B. ein von einem Zielobjekt reflektiertes und an einem Empfänger detektiertes Sendersignal) umfassen. Aufgrund der Orthogonalität von unterschiedlichen Signalen von unterschiedlichen Sendern korrelieren angepasste Filter, die auf unterschiedlichen Übertragungssignalen basieren, nur mit einem an einem Empfänger detektierten Signal, das von einem entsprechenden Sender stammt, während es bei Signalen von anderen Sendern eine Fehlanpassung gibt. Dies ist die Art und Weise, in der Signale von den separaten Sendern an einem bestimmten Empfänger trennbar sind. Genauer gesagt, unter der Annahme, dass ein Empfänger mit einem linearen (fehl-) angepassten Filter verwendet wird, ist die Trennung (z.B. Unterscheidung) der übertragenen Signale an einem gegebenen Empfänger gewährleistet, wenn die folgende Bedingung erfüllt ist: $$s_m\left(t\right)*h\left(t\right)*p_{m\text{'}}\left(t\right)=\{\begin{array}{cc}{r}_m\left(t\right)& \text{for }m=m\text{'}\\ 0& \text{otheriwse}\end{array},$$

  

  für alle möglichen Kanalrealisierungen (z.B. Radarantworten) h(t), wobei s_m(t) das gesendete Signal des m-ten Senders ist, p_m'(t) das (fehl-) angepasste Filter ist, das dem m-ten Sender entspricht, angewendet am Empfänger, und r_m(t) das Empfangssignal des m-ten Senders nach der angepassten Filterung ist. Die Radarantwort h(t) kann als eine Aggregation von Kanalantworten von L-Zielen mit einigen komplexen Kanalverstärkungen dargestellt werden $$h_l\left(t\right)=A_l\delta \left(t-{\tau }_i\right),$$

  

  wobei A_i die Reflektivität des i-ten Ziels ist, δ(·) die Dirac-Deltafunktion ist und τ_i die Zeitverzögerung für den Hin- und Rückweg des vom 1-ten Ziel reflektierten Signals ist. Unter Verwendung von Gleichung 3 kann Gleichung 1 wie folgt umgeschrieben werden $$r_m\left(t\right)=s_m\left(t\right)*{\displaystyle {\sum }_{i=1}^L{A}_l\delta }\left(t-{\tau }_i\right))*p_{m\text{'}}\left(t\right)={\displaystyle {\sum }_{i=1}^L{A}_{i}s}\left(t-{\tau }_i\right))*p_{m\text{'}}^{*}\left(t\right),$$

  
• Ferner kann Gleichung 4 basierend auf der angepassten Filterung wie folgt umgeschrieben werden $$r_m\left(t\right)={\displaystyle {\sum }_{i=1}^L{A}_l{s}_m}\left(t-{\tau }_i\right))*s_{m\text{'}}^{*}\left(t\right)={\displaystyle {\sum }_{i=1}^L{A}_l{r}_{m,m\text{'}}}\left(\tau -{\tau }_i\right),$$

  

  Wie oben in Verbindung mit den 1 und 2 beschrieben, garantieren die TDM-LFM-Wellenform (1) und die FDM-LFM-Wellenform (2) Orthogonalität durch die Einführung von Zeitverzögerungen und Frequenzverschiebungen im Folgenden: $$s_0\left(t\right)=e^{j2\pi f_{0}t+\pi \frac{B}{T_c}{t}^2}\text{rect}\left(\frac{t}{T_c}\right),$$

  

  wobei f₀ die Mittenfrequenz des Radarsignals ist, B die Basisbandbreite des Signals ist und T_c die Chirp-Länge ist. Sowohl in der herkömmlichen TDM-LFM-Wellenform, die unten in Gleichung 7 definiert ist, als auch in der herkömmlichen FDM-LFM-Wellenform, die unten in Gleichung 8 definiert ist: $$s_m^{tdm}\left(t\right)=s_0\left(t-\left(m-1\right)T_c\right)\text{ für }m=\mathrm{1,}\mathrm{2,}\dots N_{TX}$$

  

  $$s_m^{fdm}\left(t\right)=s_0\left(t\right)e^{j2\pi \left(m-1\right)Bt}$$

  

  es kann verifiziert werden, dass: $$r_{m,m\text{'}}\left(\tau -{\tau }_i\right)=\{\begin{array}{cc}\chi \left(\tau -{\tau }_i\right)& m=m\text{'}\\ 0& m\ne m\text{'}\end{array}$$

  

  wo _X(τ) die Ambiguitätsfunktion für LFM-Wellenformen ist und gegeben ist durch $$\chi \left(\tau \right)=\left(1-\frac{\left|\tau \right|}{T_C}\right)\frac{\text{sin}\left[\pi B\tau \left(1-\left|\tau \right|/T_C\right)\right]}{\pi B\tau \left(1-\left|\tau \right|/T_C\right)}$$

  
• Gleichung 9 definiert eine zweite Bedingung, um Signale zu erstellen, die trennbar sind (z.B. orthogonal). Für eine herkömmliche TDM-Wellenform wird die zweite Bedingung (Gleichung 9) dadurch erreicht, dass $$r_{m,m\text{'}}^{tdm}\left(\tau -{\tau }_i\right)=\chi \left(\tau -\left(m-j\right)T_C\right)\cong 0$$

  
• Ähnlich wird für eine herkömmliche FDM-Wellenform die zweite Bedingung (Gleichung 9) dadurch erreicht, dass $$r_{m,m\text{'}}^{fdm}\left(\tau -{\tau }_i\right)\cong 0$$

  
• Wie oben erwähnt, wird an den Empfängern basierend auf einer herkömmlichen TDM- oder FDM-Schema Orthogonalität (also Trennung) zwischen den Sendersignalen erreicht, die Zeit-Frequenz-Ressourcen werden jedoch ineffizient genutzt.
• Ein weiterer Nachteil der für MIMO-Systeme implementierten herkömmlichen TDM-Wellenform besteht darin, dass es einen Kompromiss zwischen der maximalen eindeutigen Geschwindigkeit (z.B. die maximale Geschwindigkeit eines Ziels, die der Radar zuverlässig messen kann) und der maximale Bereich (z.B. der maximale Bereich von dem Radar, bei der ein Ziel zuverlässig detektiert werden kann) gibt. Dieser Kompromiss ist besonders problematisch für MIMO-Systeme mit vielen Sendern, da die maximale eindeutige Geschwindigkeit umgekehrt proportional zu dem PRI ist, das, wie vorangehend erörtert, sich mit zunehmender Anzahl der Sender erhöht. Speziell wird die maximale eindeutige Geschwindigkeit definiert als $$v_{max}=\lambda /4PRI$$

  

  wobei λ die Betriebswellenlänge der gesendeten Signale ist. Somit erhöht sich mit zunehmender Anzahl der Sender auch das PRI, was zu einer Verringerung der maximalen eindeutigen Geschwindigkeit führt. Genauer gesagt, wie in Tabelle 1 unten gezeigt, führt die Verdoppelung der Anzahl der Sender dazu, dass die maximale eindeutige Geschwindigkeit um die Hälfte reduziert wird. Tabelle 1: Eindeutiger Geschwindigkeitskompromiss: Anzahl der Antennen versus maximale Bereichskompromiss. (Herkömmliches TDM-MIMO-System)

  Maximale Geschwindigkeit
  Maximaler Bereich rmax (m)	Max Verzögerung τmax (US)	Num Tx Ant
  		1	2	4	8	16	24	32
  50	0,33	50,60	25,30	12,65	6,32	3,16	2,11	1,58
  100	0,67	50,60	25,30	12,65	6,32	3,16	2,11	1,58
  150	1,00	50,60	25,30	12,65	6,32	3,16	2,11	1,58
  200	1,33	50,60	25,30	12,65	6,32	3,16	2,11	1,58
  250	1,67	50,60	25,30	12,65	6,32	3,16	2,11	1,58
  300	2,00	50,60	25,30	12,65	6,32	3,16	2,11	1,58
  Anmerkung: Die Chirp-Länge Tc wird mit 18,75 us angenommen.

• Die hierin offenbarten Beispiele erreichen eine höhere Effizienz als herkömmliche TDM- oder FDM-Systeme, indem die Wellenform in einem oder beiden der Zeitdomäne und der Frequenzdomäne verdichtet wird. Genauer gesagt kann das übertragene Basisbandsignal für den m-ten Sender in einem kompakten TDM-System, das gemäß den hierin offenbarten Lehren implementiert ist, wie folgt geschrieben werden $$s_m\left(t\right)=e^{j\left(2\pi f_0\left(t-m{\tau }_{tdm}\right)+\pi \frac{B}{T_C}{\left(t-m{\tau }_{tdm}\right)}^2\right)}\text{rect}\left(\frac{t-T_C/2-m{\tau }_{tdm}}{T_C}\right)$$

  

  wo ein Zyklus des MIMO m = 0 ... N_tx - 1 durchläuft.
• Ähnlich wie bei Gleichung 6 oben ist die Signalwellenform $$s_0\left(t\right)=e^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{B}{T_C}{t}^2\right)}\text{rect}\left(\frac{t-T_C/2}{T_C}\right)$$

  

  eine reguläre LFM-Wellenform. Deshalb, $$s_m\left(t\right)=s_0\left(t-m{\tau }_{tdm}\right)$$

  
• Damit die beispielhafte kompakte TDM-Wellenform von Gleichung 14 die oben beschriebene Bedingung von Gleichung 2 erfüllt, ist es erforderlich, dass $${\tau }_{tdm}\le {\tau }_{max}=\frac{2r_{max}}{c}$$

  

  wobei τ_max durch den maximalen Detektionsbereich r_max bestimmt wird, der für das Radarsystem gemäß den gewünschten Entwurfsspezifikationen definiert ist. Somit kann die beispielhafte kompakte TDM-Wellenform an viele unterschiedliche MIMO-Systeme angepasst werden.
• Basierend auf den Gleichungen 14 und 17 wird der Chirp-Zyklus in diesem Beispiel durch die folgende Gleichung definiert: $$PRI=\text{max}\left\{{\tau }_{tdm}{N}_{tx},T_c\right\}$$

  
• Zu Vergleichszwecken ist das PRI einer herkömmlichen TDM-Wellenform gleich zu N_txT_c. Daher ist das PRI der beispielhaften kompakten TDM-Wellenform viel kürzer als das PRI eines herkömmlichen TDM-Schemas, weil τ_tdm « T_c. Ein viel kürzeres PRI bedeutet, dass im Vergleich zu einem herkömmlichen TDM-Ansatz eine viel höhere maximale eindeutige Geschwindigkeit mit einer höheren Anzahl von Sendern möglich ist. Genauer gesagt skaliert das PRI mit τ_tdm und somit r_max, stellt dadurch einen flexibleren Wellenformentwurf bereit, der eine konsistente, maximale eindeutige Geschwindigkeit über Systeme mit einer unterschiedlichen Anzahl von Sendern erreichen kann, wie aus Tabelle 2 unten hervorgeht. Der Bereich der Anzahl der Sender, die einer konstanten maximalen eindeutigen Geschwindigkeit zugeordnet sind, variiert in Abhängigkeit von dem maximalen Bereich, die für das System mit größerer Flexibilität bei der Anzahl der Sender für kürzere Reichweiten festgelegt wurde. Zum Beispiel, wie in Tabelle 2 gezeigt, bleibt bei einem maximalen Bereich von 50 m die maximale eindeutige Geschwindigkeit für irgendeine Anzahl von Sendern zwischen 1 und zumindest 32 konstant. Bei einem maximalen Bereich von 300 m bleibt die maximale eindeutige Geschwindigkeit für irgendeine Anzahl von Sendern zwischen 1 und zumindest 8 konstant. Ferner nimmt die eindeutige Geschwindigkeit mit zunehmender Anzahl von Sendern über 8 hinaus langsamer ab als in dem herkömmlichen TDM-Schema, wie in Tabelle 1 gezeigt. Tabelle 2 Eindeutiger Geschwindigkeitskompromiss: Anzahl der Antennen versus maximale Reichweitekompromiss (Kompaktes TDM-MIMO-System)

  Maximale Geschwindigkeit
  Maximaler Bereich rmax (m)	Max Verzögerung Tmax (US)	Num Tx Ant
  		1	2	4	8	16	24	32
  50	0,33	50,60	50,60	50,60	50,60	50,60	50,60	50,60
  100	0,67	50,60	50,60	50,60	50,60	50,60	50,60	44,44
  150	1,00	50,60	50,60	50,60	50,60	50,60	39,50	29,63
  200	1,33	50,60	50,60	50,60	50,60	44,44	29,63	22,22
  250	1,67	50,60	50,60	50,60	50,60	35,55	23,70	17,78
  300	2,00	50,60	50,60	50,60	50,60	29,63	19,75	14,81
  Anmerkung: Chirp-Länge Tc = τtdmNtx mit τtdm = τmax = 2rmax/c.

• Ferner bedeutet die Tatsache, dass das PRI für die kompakte TDM-Wellenform als der größere von τ_tdmN_tx and T_c definiert ist, dass in den Systemparameter abhängig von der jeweiligen Anwendung Flexibilität vorliegt. Bei einigen Beispielen ist das System so entworfen, dass τ_tdmN_tx = T_c, um die Übertragungsleistung zu erhöhen (z.B. zu maximieren).
• 4 ist ein Graph, der eine beispielhafte kompakte TDM-LFM-Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt. Wie in dem darstellenden Beispiel gezeigt, ist jeder aufeinanderfolgende Chirp (von einem unterschiedlichen Sender) zeitlich um eine Zeitverzögerung von etwa 3,1us beabstandet, was viel weniger als (1/12) der etwa 37,6us Länge jedes individuellen Chirps ist. Als Ergebnis liegen erhebliche zeitliche Überlappungen zwischen den unterschiedlichen Signalen vor. Tatsächlich beginnt das letzte Signal etwa 3,1us bevor das erste Signal endet, sodass es eine kurze Zeitspanne gibt, in der alle 12 Signale überlappen. Die Länge jedes individuellen Chirps wird basierend auf der für das Radarsystem definierten Spezifikationen bestimmt, umfassend die Gesamtanzahl der Sender und den für das System definierten maximalen Detektionsbereich. Die Zeitverzögerung von 3,1us zwischen Aufeinanderfolgenden der Senderchirps, gezeigt in 4, ist deutlich geringer als die Zeitverzögerung von 10us zwischen Aufeinanderfolgenden der Chirps, gezeigt in dem Graph von 1, entsprechend dem herkömmlichen TDM-Ansatz. Da die Signale in der Zeitdomäne viel kompakter sind, wie in 4 gezeigt, beträgt die Gesamtdauer eines einzelnen Chirp-Zyklus für diese beispielhafte kompakte TDM-Wellenform etwa 72us, was deutlich weniger ist als die 120us, die für den einzelnen Chirp-Zyklus, gezeigt in 1, erforderlich sind, der auf dem herkömmlichen TDM-Ansatz basiert. In dem dargestellten Beispiel von 4 beträgt die Basisbandbreite für jeden Chirp 1 GHz. Die Bandbreite wird basierend auf der für das Radarsystem spezifizierten Bereichsauflösung bestimmt (wobei 1 GHz einer Bereichsauflösung von 15 cm entspricht).
• Das übertragene Basisbandsignal für den m-ten Sender in einem kompakten FDM-System, das gemäß den hierin offenbarten Lehren implementiert ist, kann geschrieben werden als $$s_m\left(t\right)=e^{j\left(2\pi \left(f_0+m\Delta f\right)t+\pi \frac{B}{T_C}{t}^2\right)}\text{rect}\left(\frac{t}{T_C}\right)$$

  

  wo ein Zyklus des MIMO m = 0 ... N_tx - 1 durchläuft.
• Ähnlich wie bei Gleichung 6 oben ist die Signalwellenform $$s_0\left(t\right)=e^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{B}{T_C}{t}^2\right)}\text{rect}\left(\frac{t-T_C/2}{T_C}\right)$$

  

  eine reguläre LFM-Wellenform. Deshalb, $$s_m\left(t\right)=s_0\left(t\right)e^{j2\pi \left(\lfloor \frac{m-1}{2}\rfloor \Delta f\right)}$$

  
• Damit die beispielhafte kompakte FDM-Wellenform von Gleichung 19 die oben beschriebene Bedingung von Gleichung 2 erfüllt, ist es erforderlich, dass $$\Delta f<f_{b,max}\le \frac{2r_{max}}{c}\frac{B}{T_c}$$

  

  wobei Δf die FDM-Frequenzbeabstandung zwischen benachbarten Sendersignalen ist und f_b,max die maximale Beat-Frequenz ist (z.B. die maximale Frequenzdifferenz aufgrund der Verzögerung eines zurückgesendeten und eines gesendeten Signals). Wie oben für den TDM-Ansatz mit τ_max definiert, ist f_b,max relativ zu dem maximalen Detektionsbereich r_max definiert, der für das Radarsystem spezifiziert ist. Somit kann die beispielhafte FDM-Wellenform an viele unterschiedliche MIMO-Systeme angepasst werden, zugeordnet zu unterschiedlichen Anwendungen.
• 5 ist ein Graph, der eine beispielhafte kompakte FDM-LFM-Wellenform entsprechend einem einzelnen Chirp-Zyklus für ein Radarsystem mit zwölf Sendern darstellt. Wie in dem dargestellten Beispiel gezeigt, obwohl alle Chirps (von den unterschiedlichen Sendern) gleichzeitig beginnen, ist jeder Chirp von den benachbarten Chirps um etwa 83MHz (Δf = 83MHz) beabstandet, was viel weniger als (1/12) des etwa 1GHz-Frequenzbandes ist, das jedem individuellen Chirp zugeordnet ist. Als Ergebnis liegt eine erhebliche Überlappung innerhalb der Frequenz-Domäne zwischen den unterschiedlichen Signalen vor. Tatsächlich beginnt das Signal mit der höchsten Frequenz bei einer Frequenz, die etwa 83 MHz niedriger ist als die Endfrequenz des Signals mit der niedrigsten Frequenz, sodass es ein kleines Frequenzband gibt, das alle 12 Signale durchlaufen. Der Frequenzunterschied von 83MHz zwischen Benachbarten der Senderchirps, gezeigt in 5, ist deutlich geringer als der Frequenzunterschied von 1GHz zwischen Benachbarten der Chirps, gezeigt in dem Graph von 2, entsprechend dem herkömmlichen FDM-Ansatz. Da die Signale in der Frequenzdomäne viel kompakter sind, wie in 5 gezeigt, beträgt die Gesamtfrequenzbandbreite eines einzelnen Chirp-Zyklus für diese beispielhafte kompakte TDM-Wellenform etwa 1,9GHz, was deutlich weniger ist als die 12GHz, die für den einzelnen Chirp-Zyklus, gezeigt in 2, erforderlich sind, der auf dem herkömmlichen FDM-Ansatz basiert.
• 6 ist ein Graph, der die Autokorrelationsfunktion einer regulären LFM-Wellenform ähnlich der in Gleichung 15 (zugeordnet zu der kompakten TDM-Wellenform von Gleichung 14) und in Gleichung 20 (zugeordnet zu der kompakten FDM-Wellenform von Gleichung 19) definierten darstellt. Wie aus dem Graphen ersichtlich ist, sind die durch Gleichung 2 gegebenen Bedingungen für die Orthogonalität erfüllt. Insbesondere sinkt die Korrelation bei einer Verzögerung von 2us um mehr als 75dB. Somit wird die Trennbarkeit und/oder Unterscheidbarkeit von Signalen unterschiedlicher Sender erreicht. Während mit der 2us-Verzögerung keine vollständige Orthogonalität im streng mathematischen Sinne erreicht wird (sodass die Korrelation Null ist), ist die Korrelation so weit gesunken, dass sie den unterschiedlichen Signale ermöglicht, im praktischen Sinne zum Zwecke der Trennung an einem Empfänger als orthogonal behandelt zu werden.
• Bei einigen Beispielen werden die Wellenform und die zugeordneten Parameter, die von einem bestimmten MIMO-System verwendet werden sollen (z.B. die Wellenform, die durch Gleichung 14 für eine kompakte TDM-Implementierung definiert ist oder die Wellenform, die durch Gleichung 19 für eine kompakte FDM-Implementierung definiert ist), in einem für die Sender zugänglichen Speicher gespeichert. Bei einigen Beispielen kann die Wellenform bei der Übertragung eine vorbestimmte Anzahl von Malen wiederholt werden, sodass ein vollständiger Radarrahmen mehrere Chirp-Zyklen durch jeden der Sender umfasst. Die bestimmte Anzahl von Chirp-Zyklen für einen vollständigen Radarrahmen kann von bestimmten Entwurfsspezifikationen für das Radar abhängen, umfassend Faktoren wie Doppler-Auflösung und/oder Integrationszeit.
• Bei einigen Beispielen wird zur Reduzierung des Betrags der Pufferung sowohl auf der Senderseite als auch auf der Empfängerseite des Radars ein zirkulärer Chirp-Zyklus verwendet, der definiert werden kann durch $$s_m^{circ}\left(t\right)=s_m\left(mod\left(t,T_c\right)\right)$$

  

  wo mod(t, T_c) die Modulo-Operation ist, die den Rest von t / T_czurückgibt. Ein Beispiel dieser Wellenform ist in dem Graph von 7 dargestellt, und die beispielhafte Wellenform wird in dem Graph von 8 viermal wiederholt dargestellt, um einen vollständigen zirkulären Chirp-Cycle-Radarrahmen zu bilden. In diesem Beispiel beginnen die Signale von jedem Sender zur gleichen Zeit, sind aber in der Frequenzdomäne voneinander beabstandet. Zusätzlich, wie in dem dargestellten Beispiel gezeigt, beginnen unterschiedliche Signale von unterschiedlichen Sendern zu zeitlich beabstandeten Zeitpunkten in der Zeitdomäne. Somit ist die beispielhafte Wellenform von 7 und 8 eine Kombination der beiden oben beschriebenen kompakten TDM- und des kompakten FDM-Ansätzen. Genauer gesagt, wie in dem dargestellten Beispiel von 7 gezeigt, mit der Ausnahme des Signals, das bei einer Frequenz von f = 0 zur Zeit t = 0 beginnt (repräsentiert durch die durchgezogene Linie in dem dargestellten Beispiel), beginnt und endet das Signal jedes Senders innerhalb eines einzelnen Chirp-Zyklus bei der gleichen Frequenz. Als Ergebnis führt die mehrfache Wiederholung des Chirp-Zyklus (wie in 8 gezeigt) dazu, dass die Signale in dem nächsten Zyklus bei der Frequenz fortfahren, bei der das Signal im vorherigen Zyklus aufgehört hat. Anders ausgedrückt, mit Ausnahme des Chirps, der bei einer Frequenz von f = 0 zu einer Zeit t = 0 beginnt (z.B. der Chirp, der durch eine durchgezogene Linie dargestellt wird), überschreitet ein vollständiger Chirp von jedem individuellen Sender, der sich über die gesamte Frequenzbandbreite des Radarsignals erstreckt, die Begrenzungen 802 des individuellen Chirp-Zyklus. Bei einigen Beispielen werden die individuellen Chirp-Zyklen vor der Verarbeitung in dem Basisband zusammengefügt.
• Die Implementierung von kompaktem Zeit- und/oder Frequenzmultiplexen, wie hierin offenbart, kann zu Lecken in der Frequenzdomäne (aufgrund der sinc()-Form des Rechteckimpulses und Störungen in der Empfängerkette) und/oder in der Zeitdomäne (aufgrund von Lecken in einem angepassten Filterfenster) führen. Als Ergebnis kann ein starkes Ziel im Nahbereich Nebenkeulen verursachen, die stark genug sind, um ein Ziel in einem größeren Bereich zu maskieren. Dementsprechend werden bei einigen Beispielen die von den Sendern übertragenen Signale in Verbindung mit einer Fensterfunktion (auch als verjüngte Funktion bezeichnet) erzeugt. Das heißt, die Sender können ausgebildet sein, um eine gefensterte Wellenform zu übertragen, die wie folgt definiert ist: $$s_0\left(t\right)=e^{j\left(2\pi f_0\left(t\right)+\pi \frac{B}{T_C}{\left(t\right)}^2\right)}{W}_{\alpha }\left(\frac{t-T_c/2}{T_c}\right),$$

  

  wo w_α eine Fensterfunktion ist. Die Fensterfunktion dient dazu, die Orthogonalität zu verbessern und Frequenzemissionsprobleme zu reduzieren, wie beispielsweise die Maskierung eines entfernten Ziels durch ein Ziel im Nahbereich. Ferner kann die Fensterfunktion andere unerwünschte Effekte am Empfänger, wie beispielsweise ein erhöhtes Grundrauschen, reduzieren. Irgendeine geeignete Fensterfunktion kann implementiert werden. Bei einigen Beispielen ist die Fensterfunktion das Tukey-Fenster, das definiert ist durch $$W_{\alpha }\left(n\right)=\{\begin{array}{cc}\frac{1}{2}\left[1+\text{cos}\left(\pi \left(\frac{2n}{\alpha \left(N-1\right)}-1\right)\right)\right]& 0\le n<\frac{\alpha \left(N-1\right)}{2}\\ 1& \frac{\alpha \left(N-1\right)}{2}\le n<\left(N-1\right)\left(1-\frac{\alpha }{2}\right)\\ \frac{1}{2}\left[1+\text{cos}\left(\pi \left(\frac{2n}{\alpha \left(N-1\right)}-\frac{2}{\alpha }+1\right)\right)\right]& \left(N-1\right)\left(1-\frac{\alpha }{2}\right)<n\le \left(N-1\right)\end{array}$$

  
• Die Fensterfunktion w_α(n) von Gleichung 25 kann als ein Kosinuskeule der Breite αN/2 betrachtet werden, die mit einem rechteckigen Fenster der Breite (1 - α/2)N gefaltet ist. Bei α = 0 wird die Fensterfunktion rechteckig, und bei α = 1 wird die Fensterfunktion zu einem Hann-Fenster.
• 9 ist ein Graph, der den Effekt des Tukey-Fensters (Gleichung 25) auf die in Gleichung 24 definierte LFM-Wellenform in der Frequenzdomäne mit α = 0 (Rechteckfenster), 0,25 und 1 (Hann-Fenster) darstellt. Wie in 9 gezeigt, wird das bandexterne Lecken durch die Fensterfunktion erheblich reduziert, insbesondere wenn α sich der 1 nähert. 10 ist ein Graph, der den Effekt des Tukey-Fensters (Gleichung 25) auf die in Gleichung 24 definierte LFM-Wellenform darstellt, um ein entferntes Ziel (bei 100 m) zu erkennen, wenn ein viel näher liegendes Ziel (bei oder nahe 0 m) vorliegt. In 10 stellt die oberste Kurve die Kreuzkorrelation von Radarsignalen bei Anwendung der Fensterfunktion mit α = 0 dar, die intermediäre Kurve stellt das Ergebnis der Anwendung der Fensterfunktion mit α = 0,25 dar, und die untere Kurve stellt das Ergebnis der Anwendung der Fensterfunktion mit α = 1 dar. Wie ein Vergleich der Kurven in 10 zeigt, während das Ziel durch das Nahbereichsziel deutlich verdeckt wird, verbessert sich die Fähigkeit des Systems, das Fernziel zu erkennen, erheblich, wenn die Fensterfunktion verwendet wird
• Wie vorangehend erörtert, können unterschiedliche Sendersignale, die basierend auf der in Gleichung 14 definierten kompakten TDM-Wellenform erzeugt werden, an einem Empfänger getrennt werden, solange die maximale Signalverzögerung (τ_tdm) kleiner oder gleich der maximalen Verzögerung (τ_max = 2r_max/c) ist. In einigen Situationen kann diese Anforderung, die das obere Limit der maximalen Signalverzögerung (τ_tdm) definiert, verletzt werden, wenn ein starker Radarsignalreflektor in einem Bereich vorhanden ist, die größer ist als der spezifizierte maximale Bereich (r_max) des Systems. In solchen Situationen kann das reflektierte Signal in das Kreuzkorrelationsfenster der nächsten Antenne lecken und als ein Phantomziel in einem näheren Bereich als der tatsächliche Reflektor erscheinen, wie der in 11 gezeigte Graph darstellt. Insbesondere ist 11 ein Graph, der eine beispielhafte Antwort eines Radarsystems darstellt, das ein Ziel bei 120 m und 250 m detektiert. Jedoch ist bei diesem Beispiel der maximale Bereich (r_max) für das Radar auf 240 m eingestellt, sodass das 250 m Ziel nicht bei seinem tatsächlichen Bereich detektiert wird, sondern als ein Phantomziel bei 10 m erscheint (wie durch die Spitze 1102 angezeigt).
• Bei einigen Beispielen wird zur Minderung der Erzeugung von Phantomzielen auf diese Weise ein langsames Zeit-Phasencodierungsschema angewendet, um jeden Chirp innerhalb jedes Chirp-Zyklus eines vollständigen zirkulären Chirp-Zyklus-Radarrahmens zu zerhacken. Konkret wird bei einigen Beispielen ein zufälliger (oder quasi zufälliger) ursprünglicher Phasenrotator (z.B. ein Zerhacken-Code) auf jeden übertragenen Chirp über K Chirp-Zyklen eines Radarrahmens angewendet. Genauer gesagt kann ein übertragenes Signal von dem m-ten Sender definiert werden als: $$x_m\left(t\right)={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{K-1}{c}_{m,k}{s}_m\left(t-k{T}_c\right)}$$

  

  wobei C_m,k der Zerhacken-Phasencode ist, der auf den m-ten Sender des k-ten Chirp-Zyklus angewendet wird. Die Bereichsantwort für den m-ten Sender in dem k-ten Chirp-Zyklus, verursacht durch das l-te Ziel an einem bestimmten Empfänger, kann wie folgt ausgedrückt werden: $$y_{m,k,l}=c_{m,k}{\alpha }_l{e}^{j2\pi f_0{\tau }_l}{e}^{j{v}_l{T}_{c}k}$$

  

  wobei α_l die komplexe Verstärkung ist, τ_l, ist die Signalverzögerung und v_l die durch das l-te Ziel verursachte Doppler-Frequenzverschiebung. Bei einigen Beispielen wird ein inverser Phasenrotator (z.B. das Konjugat des Zerhacken-Codes) wie folgt auf die Bereichsantwort für den angenommenen Sender angewendet: $${\tilde{y}}_{m,k,l}=\text{conj}\left(c_m\right)y_{m,k,l}={\alpha }_l{e}^{j2\pi f_0{\tau }_l}{e}^{j{v}_l{T}_{c}k}$$

  
• Nach Anwendung des inversen Phasencodes kann die Phasenlaufzeit des Signals durch eine K-Punkt-FFT entlang der Dopplerdimension wiederhergestellt werden. Diese FFT-Analyse wird für jedes an jedem Empfänger empfangene Signal durchgeführt, um Phasenwerte für unterschiedliche Doppler-Zellen oder Bins zu erzeugen, die unterschiedlichen, vom Radarsystem (z.B. bis zur maximalen, eindeutigen Geschwindigkeit) detektierbaren Geschwindigkeiten zugeordnet sind. Die Größen der Dopplerzellen entsprechen der Geschwindigkeitsauflösung des zugeordneten Radarsystems.
• Wie oben erwähnt, wird bei einigen Beispielen der Phasencode für jeden Sender auf zufällige oder pseudozufällige Weise erzeugt. Es können viele unterschiedliche Pseudozufallssequenzen implementiert werden, die gute Kreuzkorrelationseigenschaften bereitstellen, umfassend zum Beispiel einen einheitlichen Zufallsphasenrotator, eine Hadamard-Matrix, ein (verschachtelter) Barker-Code, ein Gold-Code etc.
• In Situationen, in denen ein starker Reflektor in großer Entfernung (z.B. τ_max < τ_l < 2τ_max) positioniert ist, leckt das reflektierte Signal (das von dem m-ten Sender ausgeht) in das Kreuzkorrelationsfenster des (m+1)-ten Senders. Als Ergebnis ist der inverse Phasenrotator, der dem angenommenen Sender (m+1) entspricht, der falsche Zerhacken-Phasencode. Anders ausgedrückt stimmt der für die Anwendung auf das empfangene Antwortsignal ausgewählte Zerhacken-Phasencode nicht mit dem Beabsichtigten überein, wie unten in Gleichung 29 dargestellt: $${\tilde{y}}_{m,k,l}=\text{conj}\left(c_{m,k}\right)c_{m-\mathrm{1,}k}{\alpha }_l{e}^{j2\pi f_0{\tau }_l}{e}^{j{v}_l{T}_{c}k}$$

  
• Die Restlaufzeit $c_{m,k}^{*}{c}_{m-\mathrm{1,}k}$

  

  führt dazu, dass das Signal entlang der k-Dimension durchgeführten K-Punkt-FFT über das gesamte Dopplerfeld ausgebreitet oder zerhackt wird, wodurch die Detektion eines Phantomziels, das durch den starken Reflektor außerhalb des maximalen Bereichs des Radars erzeugt wird, unterdrückt wird. Bei einigen Beispielen wird eine weitere Unterdrückung eines Phantomziels durch die Durchführung einer Ankunftswinkelverarbeitung unter Verwendung einer zweidimensionalen FFT erreicht, wie weiter unten besprochen. Ein zusätzlicher Vorteil des Zerhackens ist, dass es als multiplikatives Dithering funktioniert, das verschiedene Beeinträchtigungen (z.B. Quantisierung, Lokaloszillatorlecken und Nichtlinearität) über die Dopplerdomäne ausbreitet. Zu beachten ist, dass im Gegensatz zum additiven Dithering das hierin offenbarte Phasencode-Zerhacken das Gesamtrauschen nicht erhöht.
• Die Berechnung und/oder Schätzung des Bereichs von Zielen, die von einem Radarsystem detektiert werden, erfolgt basierend auf einer Kreuzkorrelation zwischen einem gesendeten Signal (s_m(t)) von dem m-ten Sender und dem entsprechenden Empfangssignal, das von den Zielen reflektiert wird. Genauer gesagt kann das empfangene Signal von einem Ziel mit einer Zweiwegverzögerung von τ und einem komplexen Skalierungsfaktor A (z.B. Amplitude) an dem n-ten Empfänger geschrieben werden als: $$r_m\left(t\right)=A_{m,n}{s}_m\left(t-{\tau }_{m,n}\right)$$

  
• Durch den Entwurf ist die Modulation der Signale von unterschiedlichen Sendern unter Zeitverschiebungen (z.B. basierend auf TDM) orthogonal, dadurch, dass: $${\displaystyle {\int }_0^{T_c}{s}_m\left(t-\tau \right)}{s}_n^{*}\left(t\right)dt=0$$

  

  für 0 ≤ τ_m,n < τ_max und m ≠ n, wobei T_c die Chirp-Zykluszeit (das Korrelationsfenster) ist. Ferner, $${\displaystyle {\int }_0^{T_c}{s}_m\left(t-\tau \right)}{s}_m^{*}\left(t\right)dt={\chi }_{ss}\left(\tau \right)\cong \delta \left(\tau \right)$$

  
• Die Gleichungen 31 und 32 lassen vermuten, dass eine angepasste Filterungsverarbeitung angewendet werden kann, um Signale von unterschiedlichen Sendern, die an einem Empfänger empfangen werden, zu trennen oder zu unterscheiden. Die oben offenbarten beispielhaften kompakten gefensterten TDM-LFM-Wellenformen erfüllen die durch die Gleichungen 31 und 32 definierten Anforderungen. Somit, nachdem unterschiedliche Signale, die an bestimmten Empfängern empfangen werden, getrennt wurden, um sie den entsprechenden Sendern zuzuordnen, können die Zielreichweiten basierend auf einer Kreuzkorrelationsanalyse der Signale berechnet werden. Bei einigen Beispielen werden die Ergebnisse der Kreuzkorrelationsanalyse in unterschiedlichen Zellen oder Bins platziert, die unterschiedlichen Bereichen zugeordnet sind. Die Größen der Zellen entsprechen der Bereichsauflösung des zugeordneten Radarsystems. Bei einigen Beispielen werden die Bereichswerte mit den Doppler- (z.B. Geschwindigkeit) Werten in einer Matrix von Zellen oder Bins sowohl über den Bereich als auch über die Geschwindigkeit aggregiert. Die Kombination der Bereichs- und Doppler-Analyse zur Erstellung einer Matrix von Zellen mit den Ausgaben einer solchen Analyse wird oft als Bereichs-Doppler-Verarbeitung bezeichnet.
• Die Ausgabe der Bereichs-Doppler-Verarbeitung von empfangenen Signale kann signifikante Phasenverschiebungen aufgrund des Ankunftswinkels in einer gegebenen Bereichs-Doppler-Zelle für jedes detektierte Ziel umfassen. Ferner kann ein zusätzlicher Phasenversatz durch die Zeitverzögerung (τ_tdm) zwischen den zeitversetzten Übertragungen der kompakten TDM-Wellenform durch Aufeinanderfolgende der Sender und der Doppler-Bewegung eines sich bewegenden Ziels entstehen. Der Phasenversatz für Signale, die dem m-ten Sender aufgrund der Doppler-Bewegung für ein bestimmtes Ziel zugeordnet sind, ist gegeben durch $${\varphi }_{moffset}=\underset{\text{Initial phase due to Tx start delay}}{\underbrace{e^{j\left(2\pi f_0\left(m-1\right){\tau }_{tdm}-\pi \gamma \left(m-1\right){\tau }_{tdm}^2\right)}}}\underset{\text{Motion induced phase}}{\underbrace{e^{j2\pi f_d\left(m-1\right){\tau }_{tdm}}}}$$

  

  wobei f₀ die Trägerfrequenz ist, f_d die Doppler-Verschiebung des bestimmten Ziels ist und γ die Neigungssteilheit der LFM-Wellenform ist. Wie in Gleichung 33 angemerkt, entspricht die erste Laufzeit der ursprünglichen Phase aufgrund der Startverzögerung des bestimmten Senders (m = 0, 1, ... NTX). Die zweite Laufzeit entspricht der Phase, die durch die Bewegung des entsprechenden Ziels induziert wird. 12 ist ein Graph, der beispielhafte Phasenversatzwerte bereitstellt, die unterschiedlichen Sendern (in diesem Beispiel von 1 bis 24 geordnet) zugeordnet sind, die Signale zeitversetzt basierend auf einer einheitlichen Zeitbeabstandung (τ_tdm) von 1,25us für Ziele mit unterschiedlichen Dopplerverschiebungen senden. Wie durch den Graphen in 12 gezeigt, kann der Phasenversatz signifikant sein und ist höher für Ziele, die einer höheren Dopplerverschiebung zugeordnet sind (z.B. sich schneller bewegende Ziele) und höher für Signale, die von Sendern zu späterer Zeit in einem Chirp-Zyklus gesendet werden.
• Bei einigen Beispielen wird der Phasenversatz aufgrund der Doppler-Bewegung kompensiert, indem zunächst der Phasenversatz basierend auf den von der Bereichs-Doppler-Verarbeitung erhaltenen Dopplerwerte und basierend auf den a priori bekannten Zeitverschiebungen der Senderwellenform ((m - 1)τ_tdm) geschätzt wird. Genauer gesagt wird bei einigen Beispielen der Phasenversatz für jede Doppler-Zelle basierend auf den Geschwindigkeiten berechnet, die der Mitte jeder Zelle entsprechen. Bei einigen Beispielen werden diese Werte im Voraus berechnet und gespeichert, um eine vollständige vierdimensionale (4D) FFT-basierte Verarbeitung zu unterstützen. Nach der Berechnung können die geschätzten Phasenversatzwerte verwendet werden, um die Werte in den entsprechenden Bereichs-Doppler-Zellen zu kompensieren, die von jedem Sender-Empfänger-Paar der Gruppenantenne erhalten werden. Bei einigen Beispielen wird diese Doppler-Bewegungskompensation vor der weiter unten beschriebenen Schätzung des zweidimensionalen (2D) Ankunftswinkels implementiert.
• Genauso wie die Doppler-Bewegung aufgrund der Zeitverschiebungen der unterschiedlichen Sender in Beispielen, die auf der hierin offenbarten kompakten TDM-Wellenform basieren, Phasenverschiebungen verursachen kann, können unterschiedliche Zielbereiche aufgrund der Frequenzverschiebungen der unterschiedlichen Sender in Beispielen, die auf der hierin offenbarten kompakten FDM-Wellenform basieren, Phasenverschiebungen verursachen. Insbesondere die Mittenfrequenzbeabstandung (f_m) der beispielhaften kompakten FDM-Wellenformen von den unterschiedlichen Sendern (m = 0, 1, ... NTX) führt zu einem Phasenversatz aufgrund des Bereichs (r) eines bestimmten Ziels, das wie folgt definiert ist: $$f_m=f_1+\left(m-1\right)\Delta f+\gamma t$$

  

  $${\varphi }_{moffset\_r}=e^{\frac{j2\pi \left(m-1\right)\Delta fr}{c}}$$

  
• Bei einigen Beispielen wird der Phasenversatz aufgrund des Bereichs kompensiert, indem zunächst der Phasenversatz basierend auf den von der Bereichs-Verarbeitung erhaltenen Bereichswerte und basierend auf den a priori bekannten Frequenzverschiebungen der Senderwellenform ((m - 1)Δf) geschätzt wird. Nach der Berechnung können die geschätzten Phasenversatzwerte verwendet werden, um die Werte in den entsprechenden Bereichs-Doppler-Zellen zu kompensieren, die von jedem Sender-Empfänger-Paar der Gruppenantenne erhalten werden. Bei einigen Beispielen wird diese entfernungsbasierte Versatzkompensation vor der Schätzung des zweidimensionalen (2D) Ankunftswinkels- (AOA; angle of arrival) Schätzung, weiter unten beschrieben, implementiert.
• Die Bedeutung der Doppler-Bewegungskompensation und/oder der Bereichsbewegungskompensation wird im Hinblick auf die 13-16 demonstriert, die Graphen von Antwortprofilen bereitstellen, die für eine Dreipunkt-Bewegungszielsimulation erzeugt werden. Insbesondere die Parameter für die Simulation sind in Tabelle 3 bereitgestellt, die den Bereich, Azimut, Elevation, Geschwindigkeit und Radarquerschnitt (RCS; radar crosssection) für die drei simulierten beweglichen Punkte definiert. Tabelle 3 Parameter für Dreipunkt-Bewegungszielsimulation

  Ziel	Bereich (m)	Azimut (Grad)	Elevation (Grad)	Geschwindigkeits-Vektor (m/s)*	Mittlere RCS
  1	99,93	-45	10	[0 0 0]	50
  2	45	0	0	[0 6 0]	30
  3	33	30	0	[0 -12 0]	30
  Anmerkungen: * die Geschwindigkeit ist als ein 3D-Vektor in einem globalen Koordinatensystem definiert. Der Radar wird bei [0,0,0] und in Richtung [0,1,0] platziert.

• Bezugnehmend auf die Zeichnungen ist 13 ein Graph, der ein beispielhaftes Bereichsprofil für die Simulation der drei bewegten Ziele darstellt. Wie in dem Graph gezeigt, werden die simulierten drei Punkte n ihren jeweiligen Bereichen basierend auf den drei Spitzen 1302, 1304, 1306 in dem Bereichsprofil identifiziert. 14 ist ein Graph, der ein beispielhaftes Bereichs-/Doppler-Profil darstellt, was die berechneten Bereiche und Geschwindigkeiten für jedes der drei simulierten Ziele identifiziert. 15 ist ein Graph, der das Winkelprofil darstellt, das basierend auf einer 2D-Ankunftswinkel- (AOA) Schätzung für die drei simulierten Ziele ohne Doppler-Bewegungskompensation erzeugt wird. Wie in 15 gezeigt, spiegeln die Ergebnisse der AOA-Schätzung nicht die tatsächliche Elevation und Azimut für jedes der drei simulierten Ziele wider, da keine Bewegungskompensation implementiert wurde. Im Gegensatz dazu ist 16 ein Graph, der das Winkelprofil darstellt, das basierend auf einer 2D-Ankunftswinkel-(AOA) Schätzung für die drei simulierten Ziele nach der Doppler-Bewegungskompensation erzeugt wird. Wie in 16 gezeigt, identifiziert das Winkelprofil drei Punkte, die den simulierten Werten für Elevation und Azimut der drei Ziele entsprechen.
• Wie oben erwähnt, kann die Phasensequenz von [0 ω 2ω 3ω 3ω], die dem ersten Sender 302 von 3 zugeordnet ist, und die Phasensequenz von [4ω 5ω 6ω 7ω], die dem zweiten Sender 304 in 3 zugeordnet ist, verkettet werden, um die Sequenz [0 ω 2ω 3ω 4ω 5ω 6ω 7ω] zu bilden, die ein virtuelles Array von acht Empfängern modelliert. Auf ähnliche Weise können basierend auf der bekannten physikalischen Anordnung der Elemente (Sender und Empfänger) in irgendeiner Art von Gruppenantenne und der Wellenform des Radarsignals die jedem Sender-Empfänger-Paar zugeordneten Signale neu angeordnet werden, um ein virtuelles Array zu modellieren, das einer unterschiedlichen Anordnung von Array-Elementen entspricht. Bei einigen Beispielen werden die Signale, die jedem Sender-Empfänger-Paar zugeordnet sind, für die Zwecke der Ausführung der AOA-Schätzung so neu angeordnet, dass sie einem virtuell einheitlichen rechteckigen Array entsprechen. Ein Vorteil der Implementierung von AOA-Schätzungen unter Verwendung eines virtuell einheitlichen rechteckigen Arrays besteht darin, dass die Analyse unter Verwendung von FFT-Verarbeitung durchgeführt werden kann, was wesentlich effizienter ist als herkömmliche Ansätze mit rechenintensiven diskreten Fourier-Transformationen (DFTs; discrete Fourier transforms).
• Ein einheitliches rechteckiges MIMO-Array kann vollständig durch vier Parameter beschrieben werden, umfassend die Spalten-(Azimut-) Beabstandung (d_x), die Reihen-(Elevation-) Beabstandung (d_z), die Anzahl der Spalten (M) und die Anzahl der Reihen (N). Basierend auf diesen Parametern ist die Position eines Antennenelements in der p-ten Spalte und der q-ten Reihe eines Arrays gegeben durch $$p_{i,j}={\left[p{d}_x\mathrm{,0,}q{d}_z\right]}^T$$

  

  wobei der Array-Norm-(Mittelachse) Vektor definiert ist als [0,1,0]^T (z.B. die positive Richtung der y-Achse). Bei einigen Beispielen sind die an jedem Empfänger empfangenen Signale, die den unterschiedlichen Sendern entsprechen, innerhalb einer Matrix angeordnet, die den Reihen und Spalten eines virtuell einheitlichen rechteckigen MIMO-Arrays entspricht, das durch Gleichung 36 definiert ist.
• Bei einigen Beispielen wurden die Werte, die den empfangenen Signalen entsprechen, die die virtuelle MIMO-Array-Matrix bestücken, bereits modifiziert, um irgendeine Phasenverschiebung aufgrund von Bereichs- oder Dopplereffekten wie oben beschrieben zu kompensieren. Dementsprechend folgt das Eingangssignalmodell von dem i-ten Ziel dem kanonischen Modell: $$r_{l,m,n}=r_{\mathrm{0,0}}{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }\left(m{d}_x\text{cos}{\varphi }_l\text{cos}{\theta }_l+n{d}_z\text{sin}{\varphi }_l\right)}$$

  

  wobei θ der Elevations-Ankunftswinkel ist und ϕ der Azimut-Ankunftswinkel ist. Wie in Gleichung 37 bereitgestellt, entspricht jedes Paar aus (θ, ϕ) Elevations- und Azimut-Ankunftswinkel einer 2D-Raumfrequenz $\left(u,v\right)=\left(\frac{dx}{\lambda }\text{cos}\varphi \text{cos}\theta ,\frac{d_z}{\lambda }\text{sin}\varphi \right).$

  

  Die Werte für die Raumfrequenzsignale können durch eine 2D-FFT-Operation in der folgenden Weise konstruiert werden: $$\begin{array}{l}{y}_{i,k,l}={\displaystyle {\sum }_{k,l}^{M-\mathrm{1,}N-1}{r}_{i\mathrm{,0,0}}{e}^{j\frac{2\pi }{\lambda }\left(m{d}_x\text{cos}{\varphi }_i\text{cos}{\theta }_i+n{d}_z\text{sin}{\varphi }_i\right)}{e}^{-j2\pi \left(\frac{k}{M}m+\frac{l}{N}n\right)}}\\ =\text{sin c}\left(\pi \left(k-M\frac{d_x}{\lambda }\text{cos}\varphi \text{cos}\theta \right)\right)\text{sinc}\left(\pi \left(l-N\frac{d_z}{\lambda }\text{sin}{\varphi }_i\right)\right)\end{array}$$

  

  wobei k und 1 die diskretisierten Indizes der 2D-Raumfrequenz (u, v) sind. Bei einigen Beispielen tastet die FFT-Operation gleichmäßig in der normierten Frequenzdomäne auf dem Gitter $\left\{\mathrm{0,}\frac{1}{M},\dots ,\frac{M-1}{M}\right\}\cup \left\{\mathrm{0,}\frac{1}{N},\dots ,\frac{N-1}{N}\right\}$

  

  oder äquivalent in der symmetrischen grundlegenden Region ab, indiziert durch $\left\{\frac{-\lfloor M/2\rfloor }{M},\frac{-\lfloor M/2\rfloor +1}{M}\dots ,\frac{\lfloor \left(M-1\right)/2\rfloor }{M}\right\}\cup \left\{\frac{-\lfloor N/2\rfloor }{N},\frac{-\lfloor N/2\rfloor +1}{N}\dots ,\frac{\lfloor \left(N-1\right)/2\rfloor }{N}\right\}.$

  
• Lösen der folgenden Gleichungen: $$\{\begin{array}{c}\frac{l}{N}=\frac{d_z}{\lambda }\text{sin}\varphi \\ \frac{k}{M}=\frac{d_x}{\lambda }\text{cos}\varphi \text{cos}\theta \end{array}$$

  

  mit $$l=-\lfloor \frac{N}{2}\rfloor ,\dots ,\lfloor \frac{N-1}{2}\rfloor \text{und }k=-\lfloor \frac{M}{2}\rfloor ,\dots ,\lfloor \frac{M-1}{2}\rfloor ,$$

  

  gibt $$\begin{array}{l}{\varphi }_l=\text{arcsin}\left(\frac{l}{N}\cdot \frac{\lambda }{d_z}\right)\text{ Gl}.40\\ {\theta }_{k,l}=\text{arcsin}\left(\frac{k}{M}\cdot \frac{\lambda }{d_x}\cdot \frac{1}{\text{cos }{\varphi }_l}\right)+\frac{\pi }{2}\end{array}$$

  
• Die Gleichungen 40 und 41 definieren die entsprechenden räumlichen Abtastpunkte in der Winkeldomäne. Insbesondere werden die räumlichen Abtastpunkte nur in der Region definiert, definiert durch $$\left\{\left(l,k\right):\left|\frac{l}{N}\cdot \frac{\lambda }{d_z}\right|<1and\left|\frac{k}{M}\cdot \frac{\lambda }{d_x}\cdot \frac{1}{\text{cos}{\varphi }_l}\right|<1\right\}$$

  

  weil arcsin() nur in dem Intervall von [-1, 1] definiert ist. 16, oben besprochen, stellt eine beispielhafte Abbildung der Winkelfrequenz (normiert) auf Winkel (Grad) bereit, basierend auf den Ausgaben der Gleichungen 40 und 41 für die Dreipunkt-Bewegungszielsimulation, die durch Tabelle 3 definiert ist.
• Während die Ausgabe der AOA-Schätzung in einer Abbildung der Daten in einer normierten rechteckigen Form (wie in 16) dargestellt werden kann, können in anderen Beispielen die Ergebnisse der AOA-Schätzung aus der FFT-Operation auf ein nicht-gleichmäßiges (z.B. polares) Gitter der Daten abgebildet werden. Bei einigen Beispielen können die 2D-Raumfrequenz $\left(u,v\right)=\left(\frac{d_x}{\lambda }\text{cos}\varphi \text{cos}\theta \text{,}\frac{d_z}{\lambda }\text{sin}\varphi \right)$

  

  - Polar-Abtastwerte aus den gleichmäßig rechteckig normierten 2D-FFT-Raumfrequenz-Abtastwerten $\left(\frac{k}{M},\frac{l}{N}\right)$

  

  durch Interpolation abgebildet werden. Unterschiede in der Visualisierung der Daten werden unter Bezugnahme auf 17 und 18 gezeigt. Insbesondere ist 17 ein generischer Graph, der die normierten (z.B. gleichmäßig rechteckigen) 2D-FFT-Raumfrequenz-Abtastpunkte darstellt, während 18 ein generischer Graph ist, der die Winkel-(Grad)-Abtastpunkte in einem nichtgleichmäßigen (z.B. polaren) Gitter darstellt, entsprechend den gleichen Abtastpunkten, die in dem Graph von 17 dargestellt sind. Ein spezifisches Beispiel für eine Polargitterdarstellung von AOA-Schätzwerten wird in 19 und 20 gezeigt. Genauer gesagt ist 19 eine Polargitterdarstellung der Winkelantwort, entsprechend der Dreipunkt-Bewegungszielsimulation, definiert durch Tabelle 3. Das heißt, 19 stellt die gleichen Informationen dar, wie sie in 16 dargestellt sind, mit der Ausnahme, dass 19 in einem nicht-gleichmäßigen Plot dargestellt ist, während 16 in einem normierten (gleichmäßigen) Plot dargestellt ist. 20 ist eine vergrößerte Ansicht von Ziel 1, repräsentiert in dem Polar-Gitter, das in 19 gezeigt wird. Wie in 20 dargestellt, sind die individuellen winkeligen Bins nicht-gleichmäßig und nicht rechteckig.
• 21 ist ein beispielhaftes MIMO-Radarsystem 2100, konstruiert gemäß den hierin offenbarten Lehren. Wie in dem dargestellten Beispiel gezeigt, umfasst das Radarsystem 2100 irgendeine geeignete Anzahl von Sendern 2102 und irgendeine geeignete Anzahl von Empfängern 2104, die in irgendeiner geeigneten Weise in einer Gruppenantenne angeordnet sind. Das beispielhafte Radarsystem 2100 umfasst ferner eine beispielhafte Gruppenantenne-Steuerung, 2106, eine beispielhafte Benutzerschnittstelle 2108, eine beispielhafte Kommunikationsschnittstelle 2110, einen beispielhaften Sendersignal-Erzeuger 2112, einen beispielhaften Phasencodeanalysator 2114, einen beispielhaften Signaltrennungsanalysator 2116, einen beispielhaften Geschwindigkeitsanalysator 2118, einen beispielhaften Bereichsanalysator 2120, einen beispielhaften Phasenversatz-Kompensationsanalysator 2122, einen beispielhaften virtuellen Array-Erzeuger 2124, einen beispielhaften Ankunftswinkel-(AOA) Analysator 2126, einen beispielhaften Visualisierungserzeuger 2128, einen beispielhaften Speicher 2130.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst die beispielhafte Gruppenantenne-Steuerung 2106, um den Betrieb der Sender und/oder Empfänger zu erleichtern und/oder zu steuern. Zum Beispiel kann die Gruppenantenne-Steuerung 2106 die Sender veranlassen, angemessene Signale zu senden, wie sie von dem Radarsystem erzeugt werden, und die ursprüngliche Verarbeitung der von den separaten Empfängern 2104 empfangenen Signale zu handhaben. Ferner dient die Gruppenantenne-Steuerung 2106 als Schnittstelle, um Interaktionen zwischen der Gruppenantenne (z.B. umfassend die Sender 2102 und die Empfänger 2104) und anderen Komponenten des Radarsystems 2100 zu ermöglichen. Obwohl eine einzelne Gruppenantenne-Steuerung 2106 in 21 dargestellt ist, können bei einigen Beispielen die Sender 2102 einer ersten Gruppenantenne-Steuerung 2106 zugeordnet sein und die Empfänger 2104 können einer zweiten Gruppenantenne-Steuerung 2106 zugeordnet sein. Bei anderen Beispielen kann jeder Sender 2102 und/oder jeder Empfänger 2104 einer individuellen Steuerung zugeordnet sein.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst die beispielhafte Benutzerschnittschnelle 2108, die es dem Benutzer ermöglicht, Parameter einzugeben und/oder zu konfigurieren, die den Betrieb des Radarsystems definieren. Das heißt, bei einigen Beispielen kann ein Benutzer relevante Entwurfsspezifikationen bereitstellen (z. B. maximaler Bereich, maximale eindeutige Geschwindigkeit, Auflösung des Bereichs, Auflösung der Geschwindigkeit usw.), die als Grundlage für die Definition der bestimmten Art der Wellenform für die von den unterschiedlichen Sendern übertragenen Chirps dienen. Bei einigen Beispielen sind die Radar-Entwurfsspezifikationen und die entsprechenden Parameter der Sendersignalwellenform in dem beispielhaften Speicher 2130 gespeichert. Zusätzlich stellt die Benutzerschnittstelle 2108 bei einigen Beispielen die Ergebnisse der Analyse von Signalen bereit, die an den unterschiedlichen Empfängern 2104 empfangen werden und die die unterschiedlichen von dem Radarsystem gemessenen Dimensionen für detektierte Ziele anzeigen (z.B. Bereich, Geschwindigkeit, Elevation und Azimut). Bei einigen Beispielen kann die Benutzerschnittstelle 2108 weggelassen werden. Bei einigen dieser Beispiele werden Benutzereingaben von einem separaten System über die beispielhafte Kommunikationsschnittstelle 2110 empfangen. Ähnlich kann die Kommunikationsschnittstelle 2110 die Ergebnisse der Analyse der an den Empfängern 2104 empfangenen Signale zur Anzeige an einen Benutzer über das separate System bereitstellen. Bei einigen Beispielen kann das separate System lokal zu dem beispielhaften MIMO-Radarsystem 2100 sein. Bei anderen Beispielen kann das separate System von dem Radarsystem 2100 entfernt sein, aber über die Kommunikationsschnittstelle 2110 über ein Netzwerk mit dem Radarsystem 2100 kommunizieren.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften Sendersignalerzeuger 2112 zur Definition und Erzeugung individueller Chirps, die von Einzelnen der Sender 2102 gesendet werden sollen. Ferner definiert bei einigen Beispielen der Sendersignalerzeuger 2112, wie Unterschiedliche der Chirps kombiniert werden sollen, um einen vollständigen Chirp-Zyklus zu bilden. Bei einigen Beispielen sind die unterschiedlichen Chirps durch eine Zeitverzögerung (τ_tdm) getrennt, die der in Gleichung 14 definierten kompakten TDM-Wellenform zugeordnet ist. Bei einigen Beispielen sind die unterschiedlichen Chirps durch einen Frequenzversatz (Δf) getrennt, der der in Gleichung 19 definierten kompakten FDM-Wellenform zugeordnet ist. Bei einigen Beispielen werden die individuellen Chirps, ein kompletter Chirp-Zyklus und/oder eine kombinierte Serie von Chirp-Zyklen innerhalb eines zirkulären Chirp-Zyklus-Radarrahmens im Voraus erzeugt und in dem Speicher 2130 gespeichert, bevor sie von den Sendern 2102 gesendet werden.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften Phasencodeanalysator 2114, um eine langsame zeitliche Phasen-Zerhackung der individuellen Chirps zu ermöglichen, die von dem beispielhaften Sendersignalerzeuger 2112 erzeugt werden. Ferner analysiert der Phasencodeanalysator 2114 bei einigen Beispielen an den Empfängern empfangene Echosignale, um die Signale basierend auf dem Konjugat des Zerhacken-Codes zu enthacken, der zum Zeitpunkt des Sendens des Signals durch einen Sender 2102 angewendet wird.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften Signaltrennungsanalysator 2116, um unterschiedliche Echosignale zu analysieren, die von den Empfängern empfangen werden, um die Signale basierend auf ihrer Ursprungsquelle zu unterscheiden oder zu trennen. Das heißt, bei einigen Beispielen identifiziert der Signaltrennungsanalysator 2116 den Sender, der jedem empfangenen Echosignal entspricht, sodass die Echosignale zur nachfolgenden Analyse dem richtigen Sender zugeordnet werden können. Bei einigen Beispielen basiert die Trennung der Echosignale auf der Anwendung eines angepassten Filters auf die Echosignale. Zusätzlich oder alternativ führt der Signaltrennungsanalysator 2116 bei einigen Beispielen einen digitalen De-Chirp-Prozess durch, um unterschiedliche Echosignale zu trennen, die den entsprechenden Sendern zugeordnet werden sollen.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften Geschwindigkeitsanalysator 2118 zur Bestimmung der Dopplerrate (z.B. Radialgeschwindigkeit) und der Doppler-Bewegungsphasenwerte, die unterschiedlichen Zielen entsprechen, welche die von den Empfängern 2104 empfangenen Echosignale reflektieren. Bei einigen Beispielen basieren die Doppler-Bewegungsphasenwerte auf einer FFT-Analyse der empfangenen Signale entlang der Doppler-Dimension.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften Bereichsanalysator 2120 zur Bestimmung des Bereichs der detektierten Ziele basierend auf den von den Empfängern 2104 empfangenen Echosignalen. Bei einigen Beispielen wird der Bereich der Ziele basierend auf einer Kreuzkorrelationsanalyse der empfangenen Echosignale relativ zu den entsprechenden Senderchirps bestimmt.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften Phasenversatz-Kompensationsanalysator 2122 zur Korrektur des Phasenversatzes aufgrund von Bewegung (für kompakte TDM-Implementierungen) und Bereich (für kompakte FDM-Implementierungen). Bei einigen Beispielen können die Phasenversatzwerte (für den Bereich der Doppler-Bewegung) vor der nachfolgenden Analyse der empfangenen Signale berechnet werden. Bei einigen solchen Beispielen sind die Phasenversatzwerte in dem beispielhaften Speicher 2130 gespeichert.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften virtuellen Array-Erzeuger 2124, um eine virtuelle MIMO-Array-Matrix zu erzeugen, die einem gleichmäßigen einheitlichen rechteckigen Array entspricht. Das heißt, bei einigen Beispielen erzeugt der virtuelle Array-Erzeuger 2124 eine virtuelle Array-Matrix mit den Werten der empfangenen Signale, die jedem Sender-Empfänger-Paar zugeordnet sind, so angeordnet, als ob die Sender 2102 und Empfänger 2104 in einem gleichmäßigen rechteckigen Array konfiguriert wären.
• Das beispielhafte Radarsystem von 21 umfasst den beispielhaften Ankunftswinkel-(AOA)-Analysator 2126 zur Berechnung des Ankunftswinkels (z.B. Azimut und Elevation) der von den Empfängern detektierten Ziele. Bei einigen Beispielen berechnet der AOA-Analysator 2126 den AOA basierend auf einer FFT-Analyse der virtuellen Array-Matrix, die von dem virtuellen Array-Erzeuger 2124 erzeugt wird.
• Das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 umfasst den beispielhaften Visualisierungserzeuger 2128 zur Erzeugung von Visualisierungen, die die Ausgaben von einem oder mehreren aus dem beispielhaften Geschwindigkeitsanalysator 2118, dem beispielhaften Bereichsanalysator 2120 und dem beispielhaften AOA-Analysator 2126 anzeigen. Genauer gesagt erzeugt der Visualisierungserzeuger 2128 bei einigen Beispielen Plots oder Karten des Bereichs und der Doppler-Bewegung, die durch eine Analyse der empfangenen Echosignale angezeigt werden. Bei einigen Beispielen erzeugt der Visualisierungserzeuger 2128 Plots oder Karten von AOA-Schätzwerten in einem normierten (gleichmäßigen) Gitter. Bei einigen Beispielen erzeugt der Visualisierungserzeuger 2128 Plots oder Karten von AOA-Schätzwerten in einem nichtgleichmäßigen (polaren) Gitter. Die Visualisierungen des Visualisierungserzeugers 2128 können der Benutzerschnittstelle 2108 und/oder der Kommunikationsschnittstelle 2110 bereitgestellt werden, um einem Benutzer zur Ansicht bereitgestellt zu werden.
• Während eine beispielhafte Art und Weise der Implementierung des beispielhaften Radarsystems 2100 von 21 in 21 dargestellt ist, können eines oder mehrere der in 21 dargestellten Elemente, Prozesse und/oder Vorrichtungen kombiniert, geteilt, neu angeordnet, weggelassen, eliminiert und/oder auf irgendeiner andere Weise implementiert werden. Ferner können die beispielhaften Sender 2102, die beispielhaften Empfänger 2104, die beispielhafte Gruppenantenne-Steuerung 2106, die beispielhafte Benutzerschnittstelle 2108, die beispielhafte Kommunikationsschnittstelle 2110, der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112, der beispielhafte Phasencodeanalysator 2114, der beispielhafte Signaltrennungsanalysator 2116, der beispielhafte Geschwindigkeitsanalysator 2118, der beispielhafte Bereichsanalysator 2120, der beispielhafte Phasenversatz-Kompensationsanalysator 2122, der beispielhafte virtuelle Array-Erzeuger 2124, der beispielhafte Ankunftswinkel- (AOA) Analysator 2126, der beispielhafte Visualisierungserzeuger 2128, der beispielhafte Speicher 2130 und/oder, allgemeiner, das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 durch Hardware, Software, Firmware und/oder irgendeine Kombination von Hardware, Software und/oder Firmware implementiert werden. Somit könnten zum Beispiel irgendwelche der beispielhaften Sender 2102, der beispielhaften Empfänger 2104, der beispielhaften Gruppenantenne-Steuerung 2106, der beispielhaften Benutzerschnittstelle 2108, der beispielhaften Kommunikationsschnittstelle 2110, des beispielhaften Sendersignalerzeugers 2112, des beispielhaften Phasencodeanalysators 2114, des beispielhaften Signaltrennungsanalysators 2116, des beispielhaften Geschwindigkeitsanalysators 2118, des beispielhaften Bereichsanalysators 2120, des beispielhaften Phasenversatz-Kompensationsanalysators 2122, des beispielhaften virtuellen Array-Erzeugers 2124, des beispielhaften Ankunftswinkel-(AOA) Analysators 2126, des beispielhaften Visualisierungserzeugers 2128, des beispielhaften Speichers 2130 und/oder allgemeiner das beispielhafte Radarsystem 2100 durch eine oder mehrere analoge oder digitale Schaltung(en), Logikschaltungen, programmierbare(r) Prozessor(en), programmierbare Steuerung(en), Grafikverarbeitungseinheit(en) (GPU(s); graphics processing unit(s)), digitale(r) Signalprozessor(en) (DSP(s); digital signal processor(s)), anwendungsspezifische(r) integrierte(r) Schaltung(en) (ASIC(s);application specific integrated circuit(s)), programmierbare(r) Logikvorrichtung(en) (PLD(s); programmable logic device(s)) und/oder feldprogrammierbare(r) Logikvorrichtung(en) (FPLD(s); field programmable logic device(s)) implementiert werden. Beim Lesen von irgendeinem der Vorrichtungs- oder Systemansprüche dieses Patents, um eine reine Software- und/oder Firmware-Implementierung abzudecken, ist/ sind zumindest einer der beispielhaften Sender 2102, der beispielhaften Empfänger 2104, der beispielhaften Gruppenantenne-Steuerung 2106, der beispielhaften Benutzerschnittstelle 2108, der beispielhaften Kommunikationsschnittstelle 2110, des beispielhaften Sendersignalerzeugers 2112, des beispielhaften Phasencodeanalysators 2114, des beispielhaften Signaltrennungsanalysators 2116, des beispielhaften Geschwindigkeitsanalysators 2118, des beispielhaften Bereichsanalysators 2120, des beispielhaften Phasenversatz-Kompensationsanalysators 2122, des beispielhaften virtuellen Array-Erzeugers 2124, des beispielhaften Ankunftswinkel- (AOA) Analysators 2126, des beispielhaften Visualisierungserzeugers 2128 und/oder des beispielhaften Speichers 2130 hiermit ausdrücklich so definiert, dass sie eine nichtflüchtige computerlesbare Speichervorrichtung oder eine Speicherplatte wie einen Speicher, eine Digital Versatile Disk (DVD), eine Compact Disk (CD), eine Blu-ray-Disk etc. umfassen, umfassend die Software und/oder Firmware. Ferner kann das beispielhafte Radarsystem 2100 von 21 ein oder mehrere Elemente, Prozesse und/oder Vorrichtungen zusätzlich zu oder anstelle der in 21 dargestellten umfassen und/oder kann mehr als eines von irgendwelchen oder allen der dargestellten Elemente, Prozesse und Vorrichtungen umfassen. Nach hiesigem Gebrauch umfasst der Ausdruck „in Kommunikation“, umfassend Variationen davon, direkte Kommunikation und/oder indirekte Kommunikation über eine oder mehrere Zwischenkomponenten und erfordert keine direkte physische (z.B. drahtgebundene) Kommunikation und/oder ständige Kommunikation, sondern umfasst zusätzlich selektive Kommunikation in periodischen Intervallen, geplanten Intervallen, aperiodischen Intervallen und/oder einmaligen Ereignissen.
• Flussdiagramme, die beispielhafte Hardware-Logik, maschinenlesbare Anweisungen, hardwareimplementierte Zustandsmaschinen und/oder eine irgendeine Kombination davon zur Implementierung des Radarsystems 2100 von 21 darstellen, sind in 22-26 gezeigt. Die maschinenlesbaren Anweisungen können eines oder mehrere ausführbare Programme oder einer oder mehrere Abschnitte eines ausführbaren Programms zur Ausführung durch einen Computerprozessor wie den Prozessor 2712 sein, der in der unten in Verbindung mit 27 erörterten beispielhaften Prozessorplattform 2700 gezeigt wird. Das Programm kann in einer Software verkörpert sein, die auf einem nichtflüchtigen computerlesbarem Speichermedium gespeichert ist, wie beispielsweise einer CD-ROM, einer Diskette, einer Festplatte, einer DVD, einer Blu-Ray oder einem dem Prozessor 2712 zugeordneten Speicher, aber das gesamte Programm und/oder Teile desselben könnten alternativ durch eine andere Vorrichtung als den Prozessor 2712 ausgeführt werden und/oder in einer Firmware oder dedizierter Hardware verkörpert sein. Ferner, obwohl das beispielhafte Programm unter Bezugnahme auf das in 21 dargestellte Flussdiagramm beschrieben wird, können alternativ viele andere Verfahren zur Implementierung des beispielhaften Radarsystems 2100 verwendet werden. Beispielsweise kann die Reihenfolge der Ausführung der Blöcke geändert werden, und/oder einige der beschriebenen Blöcke können geändert, eliminiert oder kombiniert werden. Zusätzlich oder alternativ können irgendwelche oder alle der Blöcke durch eine oder mehrere Hardware-Schaltungen (z.B. diskrete und/oder integrierte analoge und/oder digitale Schaltungsanordnung, ein FPGA, eine ASIC , einen Komparator, einen Operationsverstärker (op-amp), eine Logikschaltung etc.) implementiert werden, die strukturiert sind, um die entsprechende Operation ohne Ausführen von Software oder Firmware auszuführen.
• Die hierin beschriebenen maschinenlesbaren Anweisungen können in einem oder mehreren aus einem komprimierten Format, verschlüsselten Format, fragmentierten Format, kompilierten Format, ausführbaren Format, gepackageten Format etc. gespeichert werden. Die hierin beschriebenen maschinenlesbaren Anweisungen können als Daten (z.B. Abschnitte von Anweisungen, Code, Code-Darstellungen etc.) gespeichert werden, die zur Erzeugung, Herstellung und/oder Produktion maschinenlesbarer Anweisungen verwendet werden können. Beispielsweise können die maschinenlesbaren Anweisungen fragmentiert und auf einer oder mehreren Speichervorrichtungen und/oder Rechenvorrichtungen (z.B. Servern) gespeichert werden. Die maschinenlesbaren Anweisungen können eines oder mehrere aus Installation, Modifikation, Anpassung, Aktualisierung, Kombination, Ergänzung, Ausbildung, Entschlüsselung, Dekomprimierung, Entpackung, Verteilung, Neuzuweisung, Kompilierung etc. erfordern, um sie direkt lesbar, interpretierbar und/oder ausführbar durch eine Rechenvorrichtung und/oder eine andere Maschine zu machen. Zum Beispiel können die maschinenlesbaren Anweisungen in mehreren Teilen gespeichert werden, die individuell komprimiert, verschlüsselt und auf getrennten Rechenvorrichtungen gespeichert werden, wobei die Teile, wenn sie entschlüsselt, dekomprimiert und kombiniert werden, einen Satz von ausführbaren Anweisungen bilden, die ein Programm wie das hierin beschriebene implementieren.
• Bei einem anderen Beispiel können die maschinenlesbaren Anweisungen in einem Zustand gespeichert sein, in dem sie von einem Computer gelesen werden können, aber die Hinzufügung einer Bibliothek (z.B. einer Dynamic Link Library (DLL)), eines Software Development Kit (SDK), einer Anwendungs-Programmierungs-Schnittstelle (API; application programming interface) etc. erfordern, um die Anweisungen auf einer bestimmten Rechenvorrichtung oder einer anderen Vorrichtung auszuführen. Bei einem anderen Beispiel müssen die maschinenlesbaren Anweisungen möglicherweise ausgebildet werden (z.B. gespeicherte Einstellungen, Dateneingabe, aufgezeichnete Netzwerkadressen etc.), bevor die maschinenlesbaren Anweisungen und/oder das/die entsprechende(n) Programm(e) ganz oder teilweise ausgeführt werden können. Somit sollen die offenbarten maschinenlesbaren Anweisungen und/oder das/die entsprechende(n) Programm(e) solche maschinenlesbaren Anweisungen und/oder Programme umfassen, ungeachtet des bestimmten Formats oder Zustands der maschinenlesbaren Anweisungen und/oder Programm(e), wenn sie gespeichert oder anderweitig in Ruhe oder im Transit sind.
• Die hierin beschriebenen maschinenlesbaren Anweisungen können durch irgendeine vergangene, gegenwärtige oder zukünftige Anweisungssprache, Skriptsprache, Programmiersprache etc. dargestellt werden. Beispielsweise können die maschinenlesbaren Anweisungen unter Verwendung von irgendeiner der folgenden Sprachen dargestellt werden: C, C++, Java, C#, Perl, Python, JavaScript, HyperText Markup Language (HTML), Structured Query Language (SQL), Swift etc.
• Wie vorstehend erwähnt wurde, können die beispielhaften Prozesse von 22-26 unter Verwendung von ausführbaren Anweisungen (z.B. computer- und/oder maschinenlesbaren Anweisungen), die auf einem nichtflüchtigen Computer und/oder einem maschinenlesbaren Medium wie beispielsweise einem Festplattenlaufwerk, einem Flash-Speicher, einem Nurlesespeicher, einer CD, einer DVD, einem Cache, einem Direktzugriffsspeicher und/oder irgendeiner anderen Speichervorrichtung oder Speicherplatte, auf der Informationen für irgendeine Dauer (z.B. für längere Zeiträume, permanent, für kurze Zeit, zum temporären Puffern und/oder zum Zwischenspeichern (Cachen) der Information) gespeichert sind, implementiert werden. Gemäß hiesiger Verwendung ist der Begriff nichtflüchtiges computerlesbares Medium ausdrücklich so definiert, dass er irgendeine Art von computerlesbarer Speichervorrichtung und/oder Speicherplatte umfasst und sich ausbreitende Signale ausschließt und Übertragungsmedien ausschließt.
• „Aufweisend“ und „umfassend“ (und alle Formen und Zeitformen derselben) werden hierin so verwendet, dass sie offene Begriffe sind. Wann immer ein Anspruch irgendeine Form von „aufweisen“ oder „umfassen“ (z. B. „umfasst“, „weist auf“, „umfassend“, „aufweisend“ etc.) als einen Oberbegriff oder innerhalb einer Anspruchsrezitation irgendeiner Art verwendet, versteht es sich, dass zusätzliche Elemente, Begriffe etc. vorhanden sein können, ohne außerhalb des Schutzbereichs des entsprechenden Anspruchs oder der Rezitation zu fallen. Gemäß hiesiger Verwendung ist, wenn der Ausdruck „zumindest“ zum Beispiel in einem Oberbegriff eines Anspruchs als Übergangsbegriff verwendet wird, er auf die gleiche Weise offen wie die Begriffe „umfassend“ und „aufweisend“ offen sind. Der Ausdruck „und/oder“, wenn er z.B. in einer Form wie A, B und/oder C verwendet wird, bezieht sich auf irgendeine Kombination oder Teilmenge von A, B, C wie beispielsweise (1) A allein, (2) B allein, (3) C allein, (4) A mit B, (5) A mit C, (6) B mit C und (7) A mit B und mit C. Nach hiesigem Gebrauch in dem Kontext von der Beschreibung von Strukturen, Komponenten, Gegenständen, Objekten und/oder Dingen soll sich der Ausdruck „zumindest eines von A und B“ auf Implementierungen beziehen, die irgendeines von (1) zumindest einem A, (2) zumindest einem B und (3) zumindest einem A und zumindest einem B umfassen. In ähnlicher Weise, soll sich der Ausdruck „zumindest eines von A oder B“, nach hiesigem Gebrauch in dem Kontext der Beschreibung von Strukturen, Komponenten, Gegenständen, Objekten und/oder Dingen, auf Implementierungen beziehen, die irgendeines von (1) zumindest einem A, (2) zumindest einem B und (3) zumindest einem A und zumindest einem B umfassen. Nach hiesigem Gebrauch in dem Kontext der Beschreibung der Performance oder Ausführung von Prozessen, Anweisungen, Handlungen, Aktivitäten und/oder Schritten, soll sich der Ausdruck „zumindest eines von A und B“ auf Implementierungen beziehen, die irgendeines von (1) zumindest einen A, (2) zumindest einem B und (3) zumindest einem A und zumindest einem B umfassen. In ähnlicher Weise, nach hiesigem Gebrauch in dem Kontext der Beschreibung der Performance oder Ausführung von Prozessen, Anweisungen, Handlungen, Aktivitäten und/oder Schritten, soll sich der Ausdruck „zumindest eines von A oder B“ auf Implementierungen beziehen, die irgendeines von (1) zumindest einem A, (2) zumindest einem B und (3) zumindest einem A und zumindest einem B umfassen.
• Nach hiesigem Gebrauch schließen singuläre Verweise (z.B. „einer, eine, eines“ „erste/s/r“, „zweite/s/r“ etc.) eine Pluralität nicht aus. Der Begriff „eine“ Entität bezieht sich nach hiesigem Gebrauch auf eine oder mehrere dieser Entität. Die Begriffe „ein“ (oder „eine“), „eine/r/s oder mehrere“ und „zumindest eine/r/s“ können hierin austauschbar verwendet werden. Ferner können, obwohl individuell aufgeführt, eine Mehrzahl von Mitteln, Elementen oder Verfahrenshandlungen z.B. durch eine einzelne Einheit oder Prozessor implementiert werden. Zusätzlich, obwohl individuelle Merkmale in unterschiedlichen Beispielen oder Ansprüchen umfasst sein können, können diese möglicherweise kombiniert werden, und das Umfassen in unterschiedlichen Beispielen oder Ansprüchen impliziert nicht, dass eine Kombination von Merkmalen nicht durchführbar und/oder vorteilhaft ist.
• Das Programm von 22 beginnt bei Block 2202, wo die beispielhafte Benutzerschnittstelle 2108 und/oder die beispielhafte Kommunikationsschnittstelle 2110 Radarspezifikationen erhält. Radarspezifikationen können den maximalen Bereich für das Radarsystem 2100, die maximale eindeutige Geschwindigkeit, die Bereichsauflösung und die Geschwindigkeitsauflösung umfassen. Bei Block 2204 bestimmt der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112, ob ein kompaktes Zeitmultiplexen- (TDM) Signal oder ein kompaktes Frequenzmultiplexen-(FDM) Signal übertragen werden soll. Bei einigen Beispielen basiert diese Bestimmung auf Benutzereingaben, die zusammen mit den bei Block 2202 erhaltenen Radarspezifikationen bereitgestellt werden.
• Wenn das Radarsystem 2100 ein kompaktes TDM-Signal senden soll, fährt die Steuerung zu Block 2206 fort, wo das beispielhafte Radarsystem 2100 ein kompaktes TDM-Signal sendet. Weitere Details betreffend die Implementierung von Block 2206 sind unten in Verbindung mit 23 bereitgestellt. Danach fährt die Steuerung zu Block 2208 fort, wo das beispielhafte Radarsystem 2100 empfangene Echosignale des kompakten TDM-Signals verarbeitet. Weitere Details betreffend die Implementierung von Block 2208 sind unten in Verbindung mit 25 bereitgestellt. Danach fährt die Steuerung zu Block 2214 fort.
• Wieder Bezugnehmend auf Block 2204 soll das Radarsystem 2100 ein kompaktes FDM-Signal senden, die Steuerung fährt zu Block 2210 fort, wo das beispielhafte Radarsystem 2100 ein kompaktes FDM-Signal sendet. Weitere Details betreffend die Implementierung von Block 2210 sind unten in Verbindung mit 24 bereitgestellt. Danach fährt die Steuerung zu Block 2212 fort, wo das beispielhafte Radarsystem 2100 empfangene Echosignale des kompakten FDM-Signals verarbeitet. Weitere Details betreffend die Implementierung von Block 2212 sind unten in Verbindung mit 25 bereitgestellt. Danach fährt die Steuerung zu Block 2214 fort.
• Bei Block 2214 bestimmt das beispielhafte Radarsystem 2100, ob es ein anderes Signal übertragen soll. Sollte dies der Fall sein, kehrt die Steuerung zu Block 2204 zurück. Ansonsten fährt die Steuerung zu Block 2216 fort, wo das beispielhafte Radarsystem 2100 bestimmt, ob es die Radarspezifikationen ändern soll. Sollte dies der Fall sein, kehrt die Steuerung zu Block 2202 zurück. Ansonsten endet der beispielhafte Prozess von 22.
• 23 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung des Blocks 2206 von 22 darstellt, entsprechend der Übertragung eines kompakten TDM-Signals. Der beispielhafte Prozess von 23 beginnt bei Block 2302, wo der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 die Parameter der kompakten TDM-Wellenform bestimmt. Bei einigen Beispielen wird die kompakte TDM-Wellenform durch Gleichung 14 definiert. Dementsprechend umfassen die Parameter der kompakten TDM-Wellenform bei einigen Beispielen die Mittenfrequenz des zu übertragenden Signals (f₀), die Bandbreite des Signals (5), die Chirp-Dauer (T_c), das Pulswiederholungsintervall (PRI), den Zeitversatz oder die Verzögerung zwischen den separaten Sender-Chirps (τ_tdm) und die Gesamtanzahl der Sender (NTX). Bei einigen Beispielen werden diese Parameter basierend auf der bei Block 2102 von 21 erhaltenen Radarspezifikationen und/oder basierend auf bekannten Charakteristika des Radarsystems 2100 wie der Anzahl von Sendern und Empfängern und ihrer physikalischen Anordnung bestimmt.
• Bei Block 2304 setzt der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 den Parameter k auf den Wert 1. Der Parameter k dient als ein Zähler, um die Anzahl der separaten Chirp-Zyklen nachzuverfolgen, die, wie oben in Verbindung mit 8 gezeigt und beschrieben, zu einem vollständigen zirkulären Chirp-Zyklus zusammengefügt sind. Bei Block 2306 setzt der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 den Parameter m auf den Wert 1. Der Parameter m dient als ein Zähler, um die unterschiedlichen Sender nachzuverfolgen, für die innerhalb eines Chirp-Zyklus individuelle Chirps definiert sind. Bei Block 2308 erzeugt der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 einen linear frequenzmodulierten (LFM) Chirp für den m-ten Sender. Bei einigen Beispielen erzeugt der Sendersignalerzeuger 2112 den Chirp in Verbindung mit einer Fensterfunktion zur Reduzierung von bandexternen Emissionen und die daraus resultierende Desensibilisierung gegenüber weit entfernten Zielen, die durch Fehler in der Empfängerkette verursacht werden. Bei Block 2310 definiert der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 den zeitlichen Versatz des LFM-Chirps durch (m - 1)τ_tdm. Bei Block 2312 multipliziert der beispielhafte Phasencodeanalysator 2114 den LFM-Chirp mit einem langsamen Zerhacken-Code (c_m,k). Bei einigen Beispielen wird das Phasencode-Zerhacken gemäß der oben beschriebenen Gleichungen 26-29 implementiert.
• Bei Block 2314 bestimmt der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112, ob m = NTX. Das heißt, der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 bestimmt, ob für jeden Sender in dem Radarsystem 2100 ein Chirp erzeugt wurde. Wenn nicht, wird m um 1 inkrementiert (Block 2316) und die Steuerung kehrt zu Block 2308 zurück. Wenn m = NTX, fährt die Steuerung zu Block 2318 fort, wo der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 bestimmt, ob k = K ist. Das heißt, der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 bestimmt, ob alle Chirp-Zyklen für den vollständigen zirkulären Chirp-Zyklus erzeugt wurden. Wenn nicht, wird k um 1 inkrementiert (Block 2320) und die Steuerung kehrt zu Block 2306 zurück. Wenn k = K, dann fährt die Steuerung zu Block 2322 fort, wo die Sender 2102 das volle kompakte TDM-Signal übertragen. Danach endet der beispielhafte Prozess von 23 und kehrt zurück, um den Prozess von 22 zu vervollständigen.
• Bei einigen Beispielen wird die Erzeugung von Chirps für einen einzelnen Chirp-Zyklus (z.B. Blöcke 2308-2316) einmal durchgeführt und dann wird der resultierende Chirp-Zyklus zur späteren Verwendung in dem beispielhaften Speicher 2130 gespeichert. Ferner kann bei einigen Beispielen die Erzeugung eines vollständigen zirkulären Chirp-Zyklus, der mehrere individuelle Chirp-Zyklen (z.B. Blöcke 2306-2320) umfasst, einmal implementiert und dann zur späteren Verwendung in dem beispielhaften Speicher 2130 gespeichert. Das heißt, bei einigen Beispielen muss nicht der gesamte Prozess von 23 implementiert werden. Vielmehr kann das vollständige kompakte TDM-Signal, sobald es einmal erzeugt wurde, einfach so oft wie nötig übertragen werden, ohne jedes Mal den vollständigen Erzeugungsprozess zu durchlaufen.
• 24 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung des Blocks 2210 von 22 darstellt, entsprechend der Übertragung eines kompakten FDM-Signals. Der beispielhafte Prozess von 24 beginnt bei Block 2402, wo der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 die Parameter der kompakten TDM-Wellenform bestimmt. Bei einigen Beispielen wird die kompakte TDM-Wellenform durch Gleichung 19 definiert. Dementsprechend umfassen die Parameter der kompakten TDM-Wellenform bei einigen Beispielen die Mittenfrequenz des zu übertragenden Signals (f₀), die Bandbreite des Signals (5), die Chirp-Dauer (T_c), das Pulswiederholungsintervall (PRI), den Frequenzversatz zwischen den separaten Sender-Chirps (Δf) und die Gesamtanzahl der Sender (NTX). Bei einigen Beispielen werden diese Parameter basierend auf den bei Block 2102 von 21 erhaltenen Radarspezifikationen und/oder basierend auf bekannten Charakteristika des Radarsystems 2100 wie der Anzahl von Sendern und Empfängern und ihrer physikalischen Anordnung bestimmt.
• Die Blöcke 2404, 2406 und 2408 von 24 sind identisch zu den Blöcken 2304, 2306 und 2308, die oben in Verbindung mit 23 beschrieben werden, außer dass der bei Block 2408 von 24 erzeugte LFM-Chirp auf der in Gleichung 19 (anstatt auf Gleichung 14 im Falle von Block 2308 von 23) definierten Wellenform basiert. Bei Block 2410 definiert der beispielhafte Sendersignalerzeuger 2112 den Frequenzversatz des LFM-Chirps durch (m - 1)Δf. Bei Block 2412 multipliziert der beispielhafte Phasencodeanalysator 2114 den LFM-Chirp mit einem langsamen Zerhacken-Code (c_m,k). Bei einigen Beispielen kann Block 2412 für die kompakte FDM-Implementierung weggelassen werden, weil der Zerhacken-Code zur Minderung von Phantomzielen verwendet wird, die in erster Linie ein Problem für TDMbasierte Radarsysteme darstellen.
• Die Blöcke 2414, 2416, 2418 und 2420 von 24 sind identisch zu den Blöcken 2314, 2316, 2318 und 2320, die oben in Verbindung mit 23 beschrieben werden. Bei Block 2422 überträgt der Sender 2102 das volle kompakte FDM-Signal. Danach endet der beispielhafte Prozess von 24 und kehrt zurück, um den Prozess von 22 zu vervollständigen. Wie bei 23 wird bei einigen Beispielen die Erzeugung von Chirps für einen einzelnen Chirp-Zyklus (z.B. Blöcke 2408-2416) und/oder die Erzeugung eines vollständigen zirkulären Chirp-Zyklus aus mehreren individuellen Chirps (z.B. Blöcke 2406-2420) einmal durchgeführt und dann wird der resultierende Chirp-Zyklus und/oder vollständige zirkuläre Chirp-Zyklus in dem beispielhaften Speicher 2130 zur späteren Verwendung gespeichert.
• 25 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung des Blocks 2208 von 22 darstellt, entsprechend der Verarbeitung eines empfangenen Signals eines kompakten TDM-Signals. Der beispielhafte Prozess von 25 beginnt bei Block 2202, wo einer der Empfänger 2104 Echosignale empfängt, die einem Rahmen eines übertragenen Signals zugeordnet sind. Bei Block 2504 wendet der beispielhafte Phasencodeanalysator das Konjugat des langsamen Zerhacken-Codes an. Bei Block 2506 bestimmt der beispielhafte Phasenversatz-Kompensationsanalysator die Doppler-Bewegungsphasenversatzwerte für die Echosignale. Bei Block 2508 wendet der beispielhafte Signaltrennungsanalysator 2116 eine angepasste Filterung auf die empfangenen Echosignale an. Bei Block 2510 ordnet der beispielhafte Signaltrennungsanalysator 2116 unterschiedliche Echosignale dem einen oder den mehreren entsprechenden Sendern zu. Bei Block 2512 schätzt der beispielhafte Bereichsanalysator 2120 den Bereich der Ziele, die den Echosignalen entsprechen. Bei Block 2514 schätzt der beispielhafte Geschwindigkeitsanalysator 2118 die Doppler-Geschwindigkeit der Ziele. Bei Block 2516 kompensiert der beispielhafte Phasenversatz-Kompensationsanalysator 2122 den Phasenversatz aufgrund der Doppler-Bewegung. Bei Block 2518 bestimmt das beispielhafte Radarsystem 2100, ob Echosignale an einem anderen Empfänger empfangen wurden. Sollte dies der Fall sein, kehrt die Steuerung zu Block 2504 zurück. Ansonsten fährt die Steuerung zu Block 2520 fort.
• Bei Block 2520 erzeugt der beispielhafte virtuelle Array-Erzeuger 2124 eine MIMO-Array-Matrix basierend auf den verarbeiteten Bereichs-Doppler Echosignalen. Bei einigen Beispielen wird die Array-Matrix mit den Daten bestückt, um einem virtuellen gleichmäßigen rechteckigen Array zu entsprechen. Bei Block 2522 schätzt der beispielhafte AOA-Analysator 2126 den 2D-Ankunftswinkel der Ziele. Bei einigen Beispielen basiert die AOA-Schätzung auf der FFT-Analyse des MIMO-Matrix-Arrays, erzeugt durch den virtuellen Array-Erzeuger 2124, wie oben in Verbindung mit den Gleichungen 36-41 beschrieben. Bei Block 2524 bestimmt der beispielhafte Visualisierungserzeuger 2128, ob die 2D-Ankunftswinkel-Daten in einem gleichmäßigen Gitter oder in einem nicht-gleichmäßigen Gitter dargestellt werden sollen. Wenn die Daten in einem gleichmäßigen Gitter dargestellt werden sollen, rückt die Steuerung zu Block 2526 vor, wo der beispielhafte Visualisierungserzeuger 2128 die Ankunftswinkel-Daten in einem gleichmäßigen Gitter plottet. Danach fährt die Steuerung zu Block 2530 fort. Wenn der beispielhafte Visualisierungserzeuger 2128 bestimmt, dass die 2D-Ankunftswinkel-Daten in einem nicht-gleichmäßigen Gitter dargestellt werden sollen, rückt die Steuerung zu Block 2528 vor, wo der beispielhafte Visualisierungserzeuger 2128 die Ankunftswinkel-Daten in einem nicht-gleichmäßigen Gitter plottet. Bei einigen Beispielen ist das nicht-gleichmäßige Gitter ein polares Gitter. Danach fährt die Steuerung zu Block 2530 fort. Bei Block 2530 bestimmt das beispielhafte Radarsystem 2100, ob ein anderer Rahmen vorliegt. Sollte dies der Fall sein, kehrt die Steuerung zu Block 2502 zurück. Ansonsten endet der beispielhafte Prozess von 25 und kehrt zurück, um den Prozess von 22 zu vervollständigen.
• 26 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung des Blocks 2212 von 22 darstellt, entsprechend der Verarbeitung eines empfangenen Signals eines kompakten FDM-Signals. Die Blöcke 2602 und 2604 von 25 sind identisch zu den Blöcken 2502 und 2504, die oben in Verbindung mit 25 beschrieben werden. Bei Block 2606 bestimmt der beispielhafte Phasenversatz-Kompensationsanalysator die Bereichs-Phasenversatzwerte für die Echosignale. Bei Block 2608 führt der beispielhafte Signaltrennungsanalysator 2116 einen digitalen Dechirp-Prozess auf den empfangenen Echosignalen aus. Danach werden die Blöcke 2610, 2612 und 2614 von 25 in der gleichen Weise wie die Blöcke 2510, 2512 und 2514, die oben in Verbindung mit 25 beschrieben werden, implementiert.
• Bei Block 2616 kompensiert der beispielhafte Phasenversatz-Kompensationsanalysator 2122 den Phasenversatz aufgrund des Bereichs. Danach werden die Blöcke 2618-2530 von 26 auf die gleiche Weise implementiert wie die oben in Verbindung mit 25 beschriebenen Blöcke 2518-2530. Danach endet der beispielhafte Prozess von 26 und kehrt zurück, um den Prozess von 22 zu vervollständigen.
• 27 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Prozessorplattform, die strukturiert ist, um die Anweisungen von 22-26 zur Implementierung des Radarsystems 2100 von 21 auszuführen. Die Prozessorplattform 2700 kann zum Beispiel ein Server, ein PersonalComputer, ein Arbeitsplatz, eine selbstlernende Vorrichtung (z.B. ein neuronales Netz), oder irgendeine andere Art von Rechenvorrichtung sein.
• Die Prozessorplattform 2700 des dargestellten Beispiels umfasst einen Prozessor 2712. Der Prozessor 2712 des dargestellten Beispiels ist Hardware. Beispielsweise kann der Prozessor 2712 durch eine oder mehrere integrierte Schaltungen, Logikschaltungen, Mikroprozessoren, GPUs, DSPs oder Steuerungen von irgendeiner erwünschten Familie oder Hersteller implementiert werden. Der Hardwareprozessor kann ein auf Halbleiter basierendes (z. B. Silizium-basiertes) Bauelement sein. Bei diesem Beispiel implementiert der Prozessor den beispielhaften Sendersignalerzeuger 2112, den beispielhaften Phasencodeanalysator 2114, den beispielhaften Signaltrennungsanalysator 2116, den beispielhaften Geschwindigkeitsanalysator 2118, den beispielhaften Bereichsanalysator 2120, den beispielhaften Phasenversatz-Kompensationsanalysator 2122, den beispielhaften virtuellen Array-Erzeuger 2124, den beispielhaften Ankunftswinkel- (AOA) Analysator 2126 und den beispielhaften Visualisierungserzeuger 2128.
• Der Prozessor 2712 des dargestellten Beispiels umfasst einen lokalen Speicher 2713 (z. B. einen Cache). Der Prozessor 2712 des dargestellten Beispiels ist in Kommunikation mit einem Hauptspeicher, umfassend einen flüchtigen Speicher 2714 und einen nichtflüchtigen Speicher 2716, über einen Bus 2718. Der flüchtige Speicher 2714 kann durch einen synchronen dynamischen Direktzugriffsspeicher (SDRAM; Synchronous Dynamic Random Access Memory), einen dynamischen Direktzugriffsspeicher (DRAM; Dynamic Random Access Memory), einen dynamischen RAMBUS®-Direktzugriffsspeicher (RDRAM®; RAMBUS Dynamic Random Access Memory) und/oder irgendeinen anderen Typ von Direktzugriff-Speichervorrichtung implementiert werden. Der nichtflüchtige Speicher 2716 kann durch einen Flash-Speicher und/oder durch irgendeinen anderen gewünschten Typ von Speichervorrichtung implementiert sein. Zugriff auf den Hauptspeicher 2714, 2716 wird durch eine Speichersteuerung gesteuert.
• Die Prozessorplattform 2700 des dargestellten Beispiels umfasst auch eine Schnittstellenschaltung 2720. Die Schnittstellenschaltung 2720 kann durch irgendeinen Typ von Schnittstellenstandard, wie beispielsweise einer Ethernet-Schnittstelle, einen universellen seriellen Bus (USB; universal serial bus), eine Bluetooth®-Schnittstelle, Nahfeldkommunikations- (NFC; near field communication) Schnittstelle und/oder eine PCI-Express-Schnittstelle, implementiert werden. Bei diesem Beispiel umfasst die Schnittstellenschaltung 2720 die beispielhafte Gruppenantenne-Steuerung 2106, die beispielhafte Benutzerschnittstelle 2108 und die beispielhafte Kommunikationsschnittstelle 2110.
• Bei dem dargestellten Beispiel sind eine oder mehrere Eingabevorrichtungen 2722 mit der Schnittstellenschaltung 2720 verbunden. Die Eingabevorrichtung(en) 2722 erlaubt/erlauben es einem Benutzer, Daten und/oder Befehle in den Prozessor 2712 einzugeben. Die Eingabevorrichtung(en) können durch z. B. einen Audio-Sensor, ein Mikrophon, eine Kamera (Standbild oder Video), eine Tastatur, eine Schaltfläche, eine Maus, einen Touchscreen, ein Trackpad, einen Trackball, einen Isopoint und/oder ein Spracherkennungssystem implementiert werden. Bei diesem Beispiel umfassen die Eingabevorrichtungen 2722 die beispielhaften Empfänger 2104.
• Eine oder mehrere Ausgabevorrichtungen 2724 sind ebenfalls mit der Schnittstellenschaltung 2720 des dargestellten Beispiels verbunden. Die Ausgabevorrichtungen 2724 können zum Beispiel durch Anzeigevorrichtungen (z. B. eine Leuchtdiode (LED; light emitting diode), eine organische Leuchtdiode (OLED; organic light emitting diode), eine Flüssigkristallanzeige (LDC; liquid crystal display), eine Kathodenstrahlröhren-Anzeige (CRT; cathode ray tube), eine In-Place-Switching- (IPS) Anzeige, einen Touchscreen), eine Tastausgabevorrichtung, einen Drucker und/oder Lautsprecher implementiert werden. Die Schnittstellenschaltung 2720 des dargestellten Beispiels umfasst somit typischerweise eine Graphiktreiberkarte, einen Graphiktreiberchip und/oder einen Graphiktreiberprozessor. Bei diesem Beispiel umfassen die Ausgabevorrichtungen 2724 die beispielhaften Sender 2102.
• Die Schnittstellenschaltung 2720 des abgebildeten Beispiels umfasst auch eine Kommunikationsvorrichtung wie einen Sender, einen Empfänger, einen Sendeempfänger, ein Modem, ein privates Gateway, einen drahtlosen Zugangspunkt und/oder eine Netzwerkschnittstelle, um den Datenaustausch mit externen Maschinen (z.B. Rechenvorrichtungen irgendeiner Art) über ein Netzwerk 2726 zu ermöglichen. Die Kommunikation kann z.B. über eine Ethernet-Verbindung, eine digitale Teilnehmeranschluss (DSL; digital subscriber line) -Verbindung, eine Telefonleitungsverbindung, ein Koaxialkabelsystem, ein Satellitensystem, ein drahtloses Line-of-Site-System (Line-of-site; Sichtverbindung), ein Mobiltelefonsystem etc. erfolgen.
• Die Prozessorplattform 2700 des dargestellten Beispiels umfasst auch eine oder mehrere Massenspeichervorrichtungen 2728 zum Speichern von Software und/oder Daten. Beispiele solcher Massenspeichervorrichtungen 2728 umfassen Diskettenlaufwerke, Festplattenlaufwerke, CD-Laufwerke, Blue-Ray-Laufwerke, ein redundantes Array aus unabhängigen Platten (RAID; redundant array of independent disks) und DVD-Laufwerke. Bei diesem Beispiel implementiert die Massenspeichervorrichtung 2728 den beispielhaften Speicher 2130.
• Die maschinenausführbaren Anweisungen 2732 von 22-26 können in der Massenspeichervorrichtung 2728, in dem flüchtigen Speicher 2714, in dem nichtflüchtigen Speicher 2716 und/oder auf einem entfernbaren nicht-flüchtigen computerlesbaren Speichermedium, wie beispielsweise einer CD oder DVD, gespeichert sein.
• Aus dem Vorstehenden wird darauf hingewiesen, dass beispielhafte Verfahren, Vorrichtungen und Fertigungsartikel offenbart wurden, die MIMO-Radarübertragungen ermöglichen, die im Hinblick auf zeitliche und/oder Frequenzressourcen sehr viel effizienter sind als Radarsysteme, die basierend auf herkömmlichen TDM- oder FDM-Schemata implementiert werden. Genauer gesagt basieren beispielhafte Radarübertragungen auf Wellenformen, die so kompakt sind, dass unterschiedliche Chirps von unterschiedlichen Sendern sowohl in der Zeitdomäne als auch in der Frequenzdomäne überlappen. Die Wellenform ist jedoch definiert, sodass die unterschiedlichen Signale trennbar bleiben (z. B. orthogonal), um eine spätere Verarbeitung zu ermöglichen, um unterschiedliche Charakteristika (z. B. Bereich, Geschwindigkeit, Azimut und Elevation) der detektierten Objekte mit relativ hoher Genauigkeit zu bestimmen. Ferner werden die beispielhaften Wellenformen definiert, um Flexibilität bei den Radarsystementwürfen zu ermöglichen, die auf Kompromissen zwischen unterschiedlichen Parametern wie maximaler Bereich, maximaler eindeutiger Geschwindigkeit, Bereichsauflösung und Geschwindigkeitsauflösung basieren.
• Beispielhafte Verfahren, Vorrichtungen, Systeme und Fertigungsartikel zum Implementieren eines kompakten Zeit-Frequenz-Multiplexen für einen MIMO-Radar sind hierin offenbart. Weitere Beispiele und Kombinationen daraus umfassen folgendes:
• Beispiel 1 umfasst eine Vorrichtung, umfassend eine Gruppenantennen-Steuerung zum Übertragen eines ersten Signals über einen ersten Sender einer Radar-Gruppenantenne, wobei das erste Signal eine erste Dauer umfasst und über einen ersten Frequenzbereich moduliert ist, Übertragen eines zweiten Signals über einen zweiten Sender der Radar-Gruppenantenne, wobei das zweite Signal eine zweite Dauer umfasst und über einen zweiten Frequenzbereich moduliert ist, wobei die erste und zweite Dauer eine überlappende Zeitperiode umfassen, wobei der erste und zweite Frequenzbereich einen überlappenden Frequenzbereich umfassen, und einen Signaltrennungs-Analysator zum Bestimmen eines ersten Echos, empfangen an einem Empfänger der Radar-Gruppenantenne, entsprechend dem ersten Signal, wobei das erste Echo durch das erste Signal erzeugt wird, das von einem Objekt reflektiert wird, und Bestimmen eines zweiten Echos, empfangen an dem Empfänger, entsprechend dem zweiten Signal, wobei das zweite Echo durch das zweite Signal erzeugt wird, das von dem Objekt reflektiert wird.
• Beispiel 2 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, ferner umfassend zumindest eines aus einem Ankunftswinkel-Analysators zum Bestimmen einer Elevation und eines Azimuts des Objekts, einen Bereichs-Analysator zum Bestimmen eines Bereichs des Objekts, oder einen Geschwindigkeits-Analysator zum Bestimmen einer Geschwindigkeit des Objekts.
• Beispiel 3 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, wobei das erste und zweite Signal über den jeweiligen ersten und zweiten Frequenzbereich an einer gleichen linearen Änderungsrate moduliert werden sollen.
• Beispiel 4 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, wobei die Radar-Gruppenantenne eine Mehrzahl von Sendern zum Übertragen einer Mehrzahl von Signalen umfasst, die Mehrzahl von Sendern umfassend den ersten und zweiten Sender und die Mehrzahl von Signalen umfassend das erste und zweite Signal, eine Wellenform der Mehrzahl von Signalen, um es einer maximalen eindeutigen Geschwindigkeit, detektierbar durch die Radar-Gruppenantenne, zu ermöglichen, im Wesentlichen konstant für unterschiedliche Anzahlen von Sendern in der Mehrzahl von Sendern zu bleiben.
• Beispiel 5 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, ferner umfassend einen Sendersignal-Erzeuger zum Definieren einer Zeitverzögerung zwischen der Initiierung des Übertragens des ersten Signals und der Initiierung des Übertragens des zweiten Signals, wobei die Zeitverzögerung kürzer als die erste Dauer und kürzer als die zweite Dauer ist.
• Beispiel 6 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 5, wobei die Zeitverzögerung der ersten Dauer geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
• Beispiel 7 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, wobei die Gruppenantenne-Steuerung ausgebildet ist zum Übertragen des ersten und zweiten Signals während eines ersten Chirp-Zyklus, wobei sich die zweite Dauer des zweiten Signals über ein Ende des ersten Chirp-Zyklus hinaus erstreckt, und zum Übertragen eines dritten und vierten Signals während eines zweiten Chirp-Zyklus nach dem ersten Chirp-Zyklus, wobei das dritte Signal einer zweiten Instanz des ersten Signals, übertragen von dem ersten Sender, entspricht, wobei das vierte Signal einer zweiten Instanz des zweiten Signals von dem zweiten Sender entspricht, wobei ein Beginn des zweiten Chirp-Zyklus dem Ende des ersten Chirp-Zyklus entspricht, sodass ein Ende des zweiten Signals während des zweiten Chirp-Zyklus auftritt.
• Beispiel 8 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 7, ferner umfassend einen Sendersignal-Erzeuger zum Zusammenfügen des ersten und zweiten Chirp-Zyklus in einem Basisband, vor dem Verarbeiten des ersten, zweiten, dritten und vierten Signals zum Übertragen.
• Beispiel 9 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, wobei die Gruppenantennen-Steuerung ausgebildet ist zum Initiieren des Übertragens des ersten und zweiten Signals zu einer gleichen Zeit, wobei das erste Signal zu einer ersten Frequenz beginnt und das zweite Signal zu einer zweiten Frequenz beginnt, wobei die erste Frequenz von der zweiten Frequenz durch einen Frequenz-Versatzwert getrennt ist, wobei der Frequenz-Versatzwert kleiner als der erste Frequenzbereich und kleiner als der zweite Frequenzbereich ist.
• Beispiel 10 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 9, wobei der Frequenz-Versatzwert dem ersten Frequenzbereich, geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
• Beispiel 11 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, ferner umfassend einen Sendersignal-Erzeuger zum Erzeugen des ersten und zweiten Signals basierend auf einer Fensterfunktion.
• Beispiel 12 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, ferner umfassend einen Phasen-Code-Analysator zum Multiplizieren des ersten Signals mit einem ersten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des ersten Signals, Multiplizieren des zweiten Signals mit einem zweiten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des zweiten Signals, Multiplizieren eines dritten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem ersten Echo, wobei der dritte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des ersten Zerhacken-Phasen-Codes ist, und Multiplizieren eines vierten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem zweiten Echo, wobei der vierte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des zweiten Zerhacken-Phasen-Codes ist.
• Beispiel 13 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 1, ferner umfassend einen virtuellen Array-Erzeuger zum Erzeugen einer virtuellen Array-Matrix, basierend auf Bereichs- und Geschwindigkeitswerten, berechnet aus einer Analyse des ersten und zweiten Echos, wobei die virtuelle Array-Matrix die Bereichs- und Geschwindigkeitswerte gemäß einer virtuellen gleichmäßigen Gruppenantenne anordnet, und einen Ankunftswinkelanalysator zum Schätzen des Winkels der Ankunftsinformationen, zugeordnet zu dem Objekt basierend auf einer Fast Fourier Transformationsanalyse der virtuellen Array-Matrix.
• Beispiel 14 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 13, ferner umfassend einen Visualisierungserzeuger zum Erzeugen einer nicht-gleichmäßigen Abbildung des Winkels der Ankunftsinformationen.
• Beispiel 15 umfasst die Vorrichtung von Beispiel 14, wobei die nicht-gleichmäßige Abbildung einem Polar-Gitter entspricht.
• Beispiel 16 umfasst ein nichtflüchtiges computerlesbares Medium, umfassend Anweisungen, die bei Ausführung eine Maschine zumindest veranlassen zum Übertragen eines ersten Signals von einem ersten Sender einer Radar-Gruppenantenne, das erste Signal umfassend eine erste Dauer und moduliert über einen ersten Frequenzbereich, Übertragen eines zweiten Signals von einem zweiten Sender der Radar-Gruppenantenne, das zweite Signal umfassend eine zweite Dauer und moduliert über einen zweiten Frequenzbereich, die erste und zweite Dauer umfassend eine überlappende Zeitperiode, der erste und zweite Frequenzbereich umfassend einen überlappenden Frequenzbereich, Bestimmen eines ersten Echos, empfangen an einem Empfänger der Radar-Gruppenantenne, entsprechend dem ersten Signal, wobei das erste Echo durch das erste Signal erzeugt wird, das von einem Objekt reflektiert wird, und Bestimmen eines zweiten Echos, empfangen an dem Empfänger, entsprechend dem zweiten Signal, wobei das zweite Echo durch das zweite Signal erzeugt wird, das von dem Objekt reflektiert wird
• Beispiel 17 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Bestimmen einer Charakteristik des Objekts, wobei die Charakteristik des Objekts zumindest einem aus Elevation, Azimut, Bereich oder Geschwindigkeit entspricht.
• Beispiel 18 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei das erste und zweite Signal über den jeweiligen ersten und zweiten Frequenzbereich an einer gleichen linearen Änderungsrate moduliert werden sollen.
• Beispiel 19 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei die Radar-Gruppenantenne eine Mehrzahl von Sendern zum Übertragen einer Mehrzahl von Signalen umfasst, die Mehrzahl von Sendern umfassend den ersten und zweiten Sender und die Mehrzahl von Signalen umfassend das erste und zweite Signal, eine Wellenform der Mehrzahl von Signalen, um es einer maximalen eindeutigen Geschwindigkeit, detektierbar durch die Radar-Gruppenantenne, zu ermöglichen, im Wesentlichen konstant für unterschiedliche Anzahlen von Sendern in der Mehrzahl von Sendern zu bleiben.
• Beispiel 20 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei die Anweisungen die Maschine ferner zum Initiieren der Übertragung des zweiten Signals eine Zeitverzögerung nach der Initiierung des Übertragens des ersten Signals veranlassen, wobei die Zeitverzögerung kürzer als die erste Dauer und kürzer als die zweite Dauer ist.
• Beispiel 21 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 20, wobei die Zeitverzögerung der ersten Dauer geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
• Beispiel 22 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Übertragen des ersten und zweiten Signals während eines ersten Chirp-Zyklus, wobei sich die zweite Dauer des zweiten Signals über ein Ende des ersten Chirp-Zyklus hinaus erstreckt, und zum Übertragen eines dritten und vierten Signals während eines zweiten Chirp-Zyklus nach dem ersten Chirp-Zyklus, wobei das dritte Signal einer zweiten Instanz des ersten Signals, übertragen von dem ersten Sender, entspricht, wobei das vierte Signal einer zweiten Instanz des zweiten Signals von dem zweiten Sender entspricht, wobei ein Beginn des zweiten Chirp-Zyklus dem Ende des ersten Chirp-Zyklus entspricht, sodass ein Ende des zweiten Signals während des zweiten Chirp-Zyklus auftritt.
• Beispiel 23 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 22, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Zusammenfügen des ersten und zweiten Chirp-Zyklus in einem Basisband, vor dem Verarbeiten des ersten, zweiten, dritten und vierten Signals zum Übertragen.
• Beispiel 24 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Initiieren des Übertragens des ersten und zweiten Signals zu einer gleichen Zeit, wobei das erste Signal zu einer ersten Frequenz beginnt und das zweite Signal zu einer zweiten Frequenz beginnt, wobei die erste Frequenz von der zweiten Frequenz durch einen Frequenz-Versatzwert getrennt ist, wobei der Frequenz-Versatzwert kleiner als der erste Frequenzbereich und kleiner als der zweite Frequenzbereich ist.
• Beispiel 25 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 24, wobei der Frequenz-Versatzwert dem ersten Frequenzbereich, geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
• Beispiel 26 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Erzeugen des ersten und zweiten Signals basierend auf einer Fensterfunktion.
• Beispiel 27 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Multiplizieren des ersten Signals mit einem ersten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des ersten Signals, Multiplizieren des zweiten Signals mit einem zweiten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des zweiten Signals, Multiplizieren eines dritten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem ersten Echo, wobei der dritte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des ersten Zerhacken-Phasen-Codes ist, und Multiplizieren eines vierten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem zweiten Echo, wobei der vierte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des zweiten Zerhacken-Phasen-Codes ist.
• Beispiel 28 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 16, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Erzeugen einer virtuellen Array-Matrix, basierend auf Bereichs- und Geschwindigkeitswerten, berechnet aus einer Analyse des ersten und zweiten Echos, wobei die virtuelle Array-Matrix die Bereichs- und Geschwindigkeitswerte gemäß einer virtuellen gleichmäßigen rechteckigen Gruppenantenne anordnet, und Schätzen des Winkels der Ankunftsinformationen, zugeordnet zu dem Objekt basierend auf einer Fast Fourier Transformationsanalyse der virtuellen Array-Matrix.
• Beispiel 29 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 28, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Erzeugen einer nicht-gleichmäßigen Abbildung des Winkels der Ankunftsinformationen.
• Beispiel 30 umfasst das nichtflüchtige computerlesbare Medium von Beispiel 29, wobei die nicht-gleichmäßige Abbildung einem Polar-Gitter entspricht.
• Beispiel 31 umfasst ein Verfahren zum Implementieren eines MIMO-Radars, das Verfahren umfassend Übertragen eines ersten Signals von einem ersten Sender einer Radar-Gruppenantenne, das erste Signal umfassend eine erste Dauer und moduliert über einen ersten Frequenzbereich, Übertragen eines zweiten Signals von einem zweiten Sender der Radar-Gruppenantenne, das zweite Signal umfassend eine zweite Dauer und moduliert über einen zweiten Frequenzbereich, die erste und zweite Dauer umfassend eine überlappende Zeitperiode, der erste und zweite Frequenzbereich umfassend einen überlappenden Frequenzbereich, Bestimmen eines ersten Echos, empfangen an einem Empfänger der Radar-Gruppenantenne, entsprechend dem ersten Signal, das erste Echo erzeugt durch das erste Signal, das von einem Objekt reflektiert wird, und Bestimmen eines zweiten Echos, empfangen an dem Empfänger, entsprechend dem zweiten Signal, das zweite Echo erzeugt durch das zweite Signal, das von dem Objekt reflektiert wird.
• Beispiel 32 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, ferner umfassend ein Bestimmen einer Charakteristik des Objekts, wobei die Charakteristik des Objekts zumindest einem aus Elevation, Azimut, Bereich oder Geschwindigkeit entspricht.
• Beispiel 33 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, wobei das erste und zweite Signal über den jeweiligen ersten und zweiten Frequenzbereich an einer gleichen linearen Änderungsrate moduliert werden sollen.
• Beispiel 34 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, wobei die Radar-Gruppenantenne eine Mehrzahl von Sendern zum Übertragen einer Mehrzahl von Signalen umfasst, die Mehrzahl von Sendern umfassend den ersten und zweiten Sender und die Mehrzahl von Signalen umfassend das erste und zweite Signal, eine Wellenform der Mehrzahl von Signalen, um es einer maximalen eindeutigen Geschwindigkeit, detektierbar durch die Radar-Gruppenantenne, zu ermöglichen, im Wesentlichen konstant für unterschiedliche Anzahlen von Sendern in der Mehrzahl von Sendern zu bleiben.
• Beispiel 35 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, ferner umfassend das Initiieren des Übertragens des zweiten Signals eine Zeitverzögerung nach der Initiierung des Übertragens des ersten Signals, wobei die Zeitverzögerung kürzer als die erste Dauer und kürzer als die zweite Dauer ist.
• Beispiel 36 umfasst das Verfahren von Beispiel 35, wobei die Zeitverzögerung der ersten Dauer geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
• Beispiel 37 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, ferner umfassend das Übertragen des ersten und zweiten Signals während eines ersten Chirp-Zyklus, wobei sich die zweite Dauer des zweiten Signals über ein Ende des ersten Chirp-Zyklus hinaus erstreckt, und zum Übertragen eines dritten und vierten Signals während eines zweiten Chirp-Zyklus nach dem ersten Chirp-Zyklus, wobei das dritte Signal einer zweiten Instanz des ersten Signals, übertragen von dem ersten Sender, entspricht, wobei das vierte Signal einer zweiten Instanz des zweiten Signals von dem zweiten Sender entspricht, wobei ein Beginn des zweiten Chirp-Zyklus dem Ende des ersten Chirp-Zyklus entspricht, sodass ein Ende des zweiten Signals während des zweiten Chirp-Zyklus auftritt.
• Beispiel 38 umfasst das Verfahren von Beispiel 37, ferner umfassend ein Zusammenfügen des ersten und zweiten Chirp-Zyklus in einem Basisband, vor dem Verarbeiten des ersten, zweiten, dritten und vierten Signals zum Übertragen.
• Beispiel 39 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, ferner umfassend ein Initiieren der Übertragung des ersten und zweiten Signals zu einer gleichen Zeit, wobei das erste Signal zu einer ersten Frequenz beginnt und das zweite Signal zu einer zweiten Frequenz beginnt, wobei die erste Frequenz von der zweiten Frequenz durch einen Frequenz-Versatzwert getrennt ist, wobei der Frequenz-Versatzwert kleiner als der erste Frequenzbereich und kleiner als der zweite Frequenzbereich ist.
• Beispiel 40 umfasst das Verfahren von Beispiel 39, wobei der Frequenz-Versatzwert dem ersten Frequenzbereich, geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
• Beispiel 41 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, ferner umfassend ein Erzeugen des ersten und zweiten Signals basierend auf einer Fensterfunktion.
• Beispiel 42 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, ferner umfassend ein Multiplizieren des ersten Signals mit einem ersten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des ersten Signals, Multiplizieren des zweiten Signals mit einem zweiten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des zweiten Signals, Multiplizieren eines dritten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem ersten Echo, wobei der dritte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des ersten Zerhacken-Phasen-Codes ist, und Multiplizieren eines vierten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem zweiten Echo, wobei der vierte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des zweiten Zerhacken-Phasen-Codes ist.
• Beispiel 43 umfasst das Verfahren von Beispiel 31, ferner umfassend ein Erzeugen einer virtuellen Array-Matrix, basierend auf Bereichs- und Geschwindigkeitswerten, berechnet aus einer Analyse des ersten und zweiten Echos, wobei die virtuelle Array-Matrix die Bereichs- und Geschwindigkeitswerte gemäß einer virtuellen gleichmäßigen Gruppenantenne anordnet, und Schätzen des Winkels der Ankunftsinformationen, zugeordnet zu dem Objekt basierend auf einer Fast Fourier Transformationsanalyse der virtuellen Array-Matrix.
• Beispiel 44 umfasst das Verfahren von Beispiel 43, ferner umfassend ein Erzeugen einer nicht-gleichmäßigen Abbildung des Winkels der Ankunftsinformationen.
• Beispiel 45 umfasst das Verfahren von Beispiel 44, wobei die nicht-gleichmäßige Abbildung einem Polar-Gitter entspricht.
• Obgleich bestimmte beispielhafte Verfahren, Vorrichtungen und Fertigungsartikel hierin offenbart wurden, ist der Schutzbereich der Abdeckung dieses Patents nicht darauf beschränkt. Vielmehr deckt dieses Patent alle Verfahren, Vorrichtungen und Fertigungsartikel ab, die einigermaßen in den Schutzbereich der Ansprüche dieses Patents fallen.
• Die folgenden Ansprüche sind hiermit in diese detaillierte Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch als getrenntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung für sich steht.

Claims (25)

1. Eine Vorrichtung, umfassend: eine Gruppenantennen-Steuerung zum: Übertragen eines ersten Signals über einen ersten Sender einer Radar-Gruppenantenne, wobei das erste Signal eine erste Dauer hat und über einen ersten Frequenzbereich moduliert ist; Übertragen eines zweiten Signals über einen zweiten Sender der Radar-Gruppenantenne, wobei das zweite Signal eine zweite Dauer hat und über einen zweiten Frequenzbereich moduliert ist, wobei die erste und zweite Dauer eine überlappende Zeitperiode umfassen, wobei der erste und zweite Frequenzbereich einen überlappenden Frequenzbereich umfassen; und einen Signaltrennungs-Analysator zum: Bestimmen eines ersten Echos, empfangen an einem Empfänger der Radar-Gruppenantenne, entsprechend dem ersten Signal, wobei das erste Echo durch das erste Signal erzeugt wird, das von einem Objekt reflektiert wird; und Bestimmen eines zweiten Echos, empfangen an dem Empfänger, entsprechend dem zweiten Signal, wobei das zweite Echo durch das zweite Signal erzeugt wird, das von dem Objekt reflektiert wird.
2. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 1, ferner umfassend zumindest eines aus einem Ankunftswinkel-Analysators zum Bestimmen einersElevation und eines Azimuts des Objekts, einen Bereichs-Analysator zum Bestimmen eines Bereichs des Objekts, oder einen Geschwindigkeits-Analysator zum Bestimmen einer Geschwindigkeit des Objekts.
3. Die Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das erste und zweite Signal über den jeweiligen ersten und zweiten Frequenzbereich an einer gleichen linearen Änderungsrate moduliert werden sollen.
4. Die Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Radar-Gruppenantenne eine Mehrzahl von Sendern zum Übertragen einer Mehrzahl von Signalen umfasst, die Mehrzahl von Sendern umfassend den ersten und zweiten Sender und die Mehrzahl von Signalen umfassend das erste und zweite Signal, eine Wellenform der Mehrzahl von Signalen, um es einer maximalen eindeutigen Geschwindigkeit, detektierbar durch die Radar-Gruppenantenne, zu ermöglichen, im Wesentlichen konstant für unterschiedliche Anzahlen von Sendern in der Mehrzahl von Sendern zu bleiben.
5. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1-4, ferner umfassend einen Sendersignal-Erzeuger zum Definieren einer Zeitverzögerung zwischen der Initiierung des Übertragens des ersten Signals und der Initiierung des Übertragens des zweiten Signals, wobei die Zeitverzögerung kürzer als die erste Dauer und kürzer als die zweite Dauer ist.
6. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 5, wobei die Zeitverzögerung der ersten Dauer geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
7. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1-6, wobei die Gruppenantenne-Steuerung ausgebildet ist zum: Übertragen des ersten und zweiten Signals während eines ersten Chirp-Zyklus, wobei sich die zweite Dauer des zweiten Signals über ein Ende des ersten Chirp-Zyklus hinaus erstreckt; und Übertragen eines dritten und vierten Signals während eines zweiten Chirp-Zyklus nach dem ersten Chirp-Zyklus, wobei das dritte Signal einer zweiten Instanz des ersten Signals, übertragen von dem ersten Sender, entspricht, wobei das vierte Signal einer zweiten Instanz des zweiten Signals von dem zweiten Sender entspricht, wobei ein Beginn des zweiten Chirp-Zyklus dem Ende des ersten Chirp-Zyklus entspricht, sodass ein Ende des zweiten Signals während des zweiten Chirp-Zyklus auftritt.
8. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 7, ferner umfassend einen Sendersignal-Erzeuger zum Zusammenfügen des ersten und zweiten Chirp-Zyklus in einem Basisband, vor dem Verarbeiten des ersten, zweiten, dritten und vierten Signals zum Übertragen.
9. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1-8, wobei die Gruppenantenne-Steuerung ausgebildet ist zum Initiieren des Übertragens des ersten und zweiten Signals zu einer gleichen Zeit, wobei das erste Signal zu einer ersten Frequenz beginnt und das zweite Signal zu einer zweiten Frequenz beginnt, wobei die erste Frequenz von der zweiten Frequenz durch einen Frequenz-Versatzwert getrennt ist, wobei der Frequenz-Versatzwert kleiner als der erste Frequenzbereich und kleiner als der zweite Frequenzbereich ist.
10. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 9, wobei der Frequenz-Versatzwert dem ersten Frequenzbereich, geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendern in der Radar-Gruppenantenne entspricht.
11. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1-10, ferner umfassend einen Sendersignal-Erzeuger zum Erzeugen des ersten und zweiten Signals basierend auf einer Fensterfunktion.
12. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1-11, ferner umfassend einen Phasen-Code-Analysator zum: Multiplizieren des ersten Signals mit einem ersten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des ersten Signals; Multiplizieren des zweiten Signals mit einem zweiten Zerhacken-Phasen-Code vor dem Übertragen des zweiten Signals; Multiplizieren eines dritten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem ersten Echo, wobei der dritte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des ersten Zerhacken-Phasen-Codes ist; und Multiplizieren eines vierten Zerhacken-Phasen-Codes mit dem zweiten Echo, wobei der vierte Zerhacken-Phasen-Code das Konjugat des zweiten Zerhacken-Phasen-Codes ist.
13. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1-12, ferner umfassend: einen virtuellen Array-Erzeuger zum Erzeugen einer virtuellen Array-Matrix, basierend auf Bereichs- und Geschwindigkeitswerten, berechnet aus einer Analyse des ersten und zweiten Echos, wobei die virtuelle Array-Matrix die Bereichs- und Geschwindigkeitswerte gemäß einer virtuellen gleichmäßigen rechteckigen Gruppenantenne anordnet; und einen Winkel des Ankunfts-Analysators zum Schätzen der Ankunftswinkelinformationen, zugeordnet zu dem Objekt basierend auf einer Fast Fourier Transformationsanalyse der virtuellen Array-Matrix.
14. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 13, ferner umfassend einen Visualisierungserzeuger zum Erzeugen einer nicht-gleichmäßigen Abbildung des Winkels der Ankunftsinformationen.
15. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 14, wobei die nicht-gleichmäßige Abbildung einem Polar-Gitter entspricht.
16. Ein computerlesbares Medium, umfassend Anweisungen, die bei Ausführung eine Maschine zumindest veranlassen zum: Übertragen eines ersten Signals von einem ersten Sender einer Radar-Gruppenantenne, das erste Signal umfassend eine erste Dauer und moduliert über einen ersten Frequenzbereich; Übertragen eines zweiten Signals von einem zweiten Sender der Radar-Gruppenantenne, das zweite Signal umfassend eine zweite Dauer und moduliert über einen zweiten Frequenzbereich, die erste und zweite Dauer umfassend eine überlappende Zeitperiode, der erste und zweite Frequenzbereich umfassend einen überlappenden Frequenzbereich; Bestimmen eines ersten Echos, empfangen an einem Empfänger der Radar-Gruppenantenne, entsprechend dem ersten Signal, wobei das erste Echo durch das erste Signal erzeugt wird, das von einem Objekt reflektiert wird; und Bestimmen eines zweiten Echos, empfangen an dem Empfänger, entsprechend dem zweiten Signal, wobei das zweite Echo durch das zweite Signal erzeugt wird, das von dem Objekt reflektiert wird.
17. Das computerlesbare Medium gemäß Anspruch 16, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Bestimmen einer Charakteristik des Objekts, wobei die Charakteristik des Objekts zumindest einem aus Elevation, Azimut, Bereich oder Geschwindigkeit entspricht.
18. Das computerlesbare Medium gemäß Anspruch 16 oder 17, wobei die Radar-Gruppenantenne eine Mehrzahl von Sendern zum Übertragen einer Mehrzahl von Signalen umfasst, die Mehrzahl von Sendern umfassend den ersten und zweiten Sender und die Mehrzahl von Signalen umfassend das erste und zweite Signal, eine Wellenform der Mehrzahl von Signalen, um es einer maximalen eindeutigen Geschwindigkeit, detektierbar durch die Radar-Gruppenantenne, zu ermöglichen, im Wesentlichen konstant für unterschiedliche Anzahlen von Sendern in der Mehrzahl von Sendern zu bleiben.
19. Das computerlesbare Medium gemäß einem der Ansprüche 16-18, wobei die Anweisungen die Maschine ferner zum Initiieren der Übertragung des zweiten Signals eine Zeitverzögerung nach der Initiierung des Übertragens des ersten Signals veranlassen, wobei die Zeitverzögerung kürzer als die erste Dauer und kürzer als die zweite Dauer ist.
20. Das computerlesbare Medium gemäß einem der Ansprüche 16-19, wobei die Anweisungen die Maschine ferner veranlassen zum Initiieren des Übertragens des ersten und zweiten Signals zu einer gleichen Zeit, wobei das erste Signal zu einer ersten Frequenz beginnt und das zweite Signal zu einer zweiten Frequenz beginnt, wobei die erste Frequenz von der zweiten Frequenz durch einen Frequenz-Versatzwert getrennt ist, wobei der Frequenz-Versatzwert kleiner als der erste Frequenzbereich und kleiner als der zweite Frequenzbereich ist.
21. Ein Verfahren zum Implementieren eines MIMO-Radars, das Verfahren umfassend: Übertragen eines ersten Signals von einem ersten Sender einer Radar-Gruppenantenne, das erste Signal umfassend eine erste Dauer und moduliert über einen ersten Frequenzbereich; Übertragen eines zweiten Signals von einem zweiten Sender der Radar-Gruppenantenne, das zweite Signal umfassend eine zweite Dauer und moduliert über einen zweiten Frequenzbereich, die erste und zweite Dauer umfassend eine überlappende Zeitperiode, der erste und zweite Frequenzbereich umfassend einen überlappenden Frequenzbereich; Bestimmen eines ersten Echos, empfangen an einem Empfänger der Radar-Gruppenantenne, entsprechend dem ersten Signal, das erste Echo erzeugt durch das erste Signal, das von einem Objekt reflektiert wird; und Bestimmen eines zweiten Echos, empfangen an dem Empfänger, entsprechend dem zweiten Signal, das zweite Echo erzeugt durch das zweite Signal, das von dem Objekt reflektiert wird.
22. Das Verfahren gemäß Anspruch 21, ferner umfassend ein Bestimmen einer Charakteristik des Objekts, wobei die Charakteristik des Objekts zumindest einem aus Elevation, Azimut, Bereich oder Geschwindigkeit entspricht.
23. Das Verfahren gemäß Anspruch 21 oder 22, wobei die Radar-Gruppenantenne eine Mehrzahl von Sendern zum Übertragen einer Mehrzahl von Signalen umfasst, die Mehrzahl von Sendern umfassend den ersten und zweiten Sender und die Mehrzahl von Signalen umfassend das erste und zweite Signal, eine Wellenform der Mehrzahl von Signalen, um es einer maximalen eindeutigen Geschwindigkeit, detektierbar durch die Radar-Gruppenantenne, zu ermöglichen, im Wesentlichen konstant für unterschiedliche Anzahlen von Sendern in der Mehrzahl von Sendern zu bleiben.
24. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 21-23, ferner umfassend das Initiieren des Übertragens des zweiten Signals eine Zeitverzögerung nach der Initiierung des Übertragens des ersten Signals, wobei die Zeitverzögerung kürzer als die erste Dauer und kürzer als die zweite Dauer ist.
25. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 21-24, ferner umfassend ein Initiieren der Übertragung des ersten und zweiten Signals zu einer gleichen Zeit, wobei das erste Signal zu einer ersten Frequenz beginnt und das zweite Signal zu einer zweiten Frequenz beginnt, wobei die erste Frequenz von der zweiten Frequenz durch einen Frequenz-Versatzwert getrennt ist, wobei der Frequenz-Versatzwert kleiner als der erste Frequenzbereich und kleiner als der zweite Frequenzbereich ist.

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