DE102020107620B3 - System und Verfahren zur Kompensation des Okklusionseffektes bei Kopfhörern oder Hörhilfen mit verbesserter Wahrnehmung der eigenen Stimme - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und ein digitales Audiosignale verarbeitendes System für einen Kopfhörer (1) oder ein Hörgerät (1) zur Reduzierung des durch den Kopfhörer (1) oder das Hörgerät (1) erzeugten Okklusionseffekts. Das System umfasst einen Feedback-Regler (15) zur Filterung eines Signals eines inneren Mikrofons (3) und eine Anpassungseinheit (22), wobei ein Reglerausgangssignal (uk(n)) des Feedback-Reglers (15) mit einem zeitvarianten Skalierungsfaktor (α(n)) gewichtet ist und das gewichtete Reglerausgangssignal (uk(n)) ein Kompensationssignal (u(n)) bildet oder mitbildet, und die Anpassungseinheit (21) den Skalierungsfaktors (α(n)) in Abhängigkeit eines ersten und eines zweiten Eingangssignals festlegt, indem sie ein Produkt aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal (uk'(n), e(n)) bildet und rekursiv glättet, das geglättete Produkt anschließend zur Normalisierung durch einen Nenner teilt und das normalisierte Produkt auf einen positiven Wertebereich abbildet. Dabei wird der Nenner entweder aus einem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale (uk'(n), e(n)) oder aus einem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale (uk'(n), e(n)) gebildet.

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft ein digitales, Audiosignale verarbeitendes System sowie ein Verfahren zur digitalen Audiosignalverarbeitung für einen Kopfhörer oder ein Hörgerät zur Kompensation des durch den Kopfhörer oder das Hörgerät erzeugten Okklusionseffekts, wobei der Kopfhörer oder das Hörgerät einen Lautsprecher zur Abstrahlung akustischer Signale in den Gehörgang eines menschlichen Ohres und wenigstens ein inneres Mikrofon zur Aufnahme akustischer Signale aus dem Gehörgang aufweist, und das System eingerichtet ist, ein von dem inneren Mikrofon erzeugtes Fehlersignal zu verarbeiten und ein Lautsprechersignal zur Ansteuerung des Lautsprechers zu erzeugen, das ein in Abhängigkeit des Fehlersignals ermitteltes Kompensationssignal ist oder enthält.
• Ein System und Verfahren dieser Art ist aus der Veröffentlichung„Active Occlusion Cancellation with Hear-Through Equalization for Headphones", International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing (ICASSP) 2018, ISBN: 978-1-5386-4658-8, Seiten 241-245 von Liebich et al bekannt, nachfolgend „Liebich 2018“ genannt. Sie beschreibt das Phänomen und eine mögliche Kompensation bzw. Unterdrückung des durch Kopfhörern verursachten Okklusionseffekts, der dann auftritt, wenn der Ohrkanal vollständig oder teilweise verschlossen ist. Er äußert sich in der dumpfen Wahrnehmung der eigenen Stimme beim Tragen von Kopfhörern/Hörgeräten und ist immer noch eine der häufigsten genannten Beschwerde von Benutzern von Hörgeräten und Kopfhörern, insbesondere bei in In-Ear Anwendungen, d.h. in den Fällen, in denen der Kopfhörer oder die Hörhilfe in den Öffnungsbereich des Gehörgangs eingeführt ist und ganz oder Teilweise an dessen Innenwand anliegt. Der Effekt ist messbar als eine Verstärkung von tieffrequenten Anteilen der durch Körperschall BC, insbesondere Knochenschall (Body Conducted, Bone Conducted) in den Gehörgang übertragenen eigenen Stimme und eine gleichzeitige Abschwächung von hochfrequenten Anteilen der durch Luftschall AC (Air Conducted) übertragenen eigenen Stimme und von Umgebungsgeräuschen Amb (Ambient sound). 1 illustriert diese Schallanteile bei dem Träger eines Kopfhörers 1 in Form sogenannter In-Ear-Hörer bei Konversationen. Über die Beeinträchtigung der eigenen Stimme hinaus, verursacht die Okklusion auch Störgeräusche beim Schlucken, Kauen oder Trittschall beim Gehen und Laufen.
• Eine Messung des Okklusionseffektes wird üblicherweise durch eine Relation zwischen dem Signal des inneren und eines äußeren Mikrofons durchgeführt. Diese Mikrofone können entweder im Kopfhörer bzw. der Hörhilfe integriert oder mit dieser verbunden sein. Das innere Mikrofon zur Messung des Okklusionseffektes kann beispielsweise ein sogenanntes Schlauchmikrofon sein, wie es bei Hörgeräten eingesetzt wird. Zudem kann das äußere Mikrofon in einem eigenen Gehäuse außen an der Ohrmuschel angeordnet sein. 2 zeigt den Grundaufbau eines Kopfhörers 1 nach dem Stand der Technik mit einem Laufsprecher 2, einem inneren Mikrofon 3, einem äußeren Mikrofon 4, die integrativ in einem Gehäuse 8 angeordnet sein. Der Kopfhörer 1 ist in den Gehörgang 6 eines menschlichen Ohres 5 (Ohrmuschel) angeordnet, an dessen Ende das Trommelfell 7 liegt. Die Außenseite eines Ohrpolsters 9 des Kopfhörer 1 liegt an der Innenseite des Gehörgangs 6 abschnittsweise oder vollständig an, so dass das Ohrpolster 9 den Gehörgangs 6 verschließt. Das innere Mikrofon 3 liefert ein elektrisches Mikrofonsignal e(t), nachfolgend Fehlersignal genannt. Das äußere Mikrofon 4 liefert ein elektrisches Mikrofonsignal x(t), nachfolgend Außensignal genannt. Der Lautsprecher 2 wird mit einem elektrischen Lautsprechersignal u(t) angesteuert.
• Zur Übersichtlichkeit werden im Sinne dieser Beschreibung dieselben Bezeichnungen für zeit-kontinuierliche Variablen wie e(t) mit dem Parameter t für die Zeit und zeit-diskrete Variablen wie e(n) mit dem Parameter n für den Zeitschritt gewählt, wobei gilt e(t = nT) mit Abtastzeit T. Ebenso werden die Zeit-diskrete z-Domäne und die zeit-kontinuierliche s-Domäne bezeichnet als G(s) = L {g(t)} und G(z) = Z {g(n)}, mit z = e^sT, wobei L die Laplace-Transformation, G(s) die Laplace Transformierte mit dem Parameter s, sowie Z die z-Transformation und G(z) die z-Transformierte mit dem Parameter z wiederspiegeln.
• Die Relation zwischen dem inneren und dem äußeren Mikrofonsignal ist durch die Okklusionsfunktion $\widetilde{OE}\left(f\right)$

  

  beschrieben und berechnet sich gemäß der nachfolgenden Gleichung aus dem Verhältnis der Beträge der Fourier Transformierten des Fehlersignals e(t) und den Außensignals x(t) $$\widetilde{OE}\left(f\right)=\frac{\left|E\left(f\right)\right|}{\left|X\left(f\right)\right|}$$

  

  wobei E(f) die Fourier Transformierte Frequenzbereichsdarstellung des Fehlersignals e(t) und X(f) die Fourier Transformierte Frequenzbereichsdarstellung des Fehlersignals e(t) ist. 3 zeigt den Verlauf der Okklusionsfunktion $\widetilde{OE}\left(f\right)$

  

  anhand von Messungen bei 23 Personen. Eine Verstärkung (Ampl.) bei tiefen Frequenzen und eine Abschwächung (Att.) bei hohen Frequenzen ist erkennbar.
• Eine aktive Unterdrückung des Okklusionseffekts wird erreicht, indem das Lautsprechersignal u(t) ein Kompensationssignal ist oder enthält. Hierdurch wird das Ohr „digital geöffnet“ und eine akustische Empfindung erzeugt, als ob man keinen Kopfhörer trägt. Mit Hilfe des inneren Mikrofons 3 wird ein erster Signalanteil für das Kompensationssignal erzeugt, der den Körperschallanteil korrigiert. Und mit Hilfe des äußeren Mikrofons 4 wird ein zweiter Signalanteil für das Kompensationssignal erzeugt, der die Luftschallanteile korrigiert. Für die vorliegende Erfindung ist Letzteres jedoch optional.
• Die Verarbeitung der elektrischen bzw. analogen, zeit-kontinuierlichen Signale x(t), u(t) und e(t) erfolgt digital, so dass hier AD-Wandler 13 für die Mikrofonsignale x(t), e(t) bzw. ein DA-Wandler 14 für das Lautsprechersignal u(t) eingesetzt werden, um die analogen Signale in digitale Signale und vice versa zu wandeln, siehe 4. Somit ergeben sich die digitalen, zeit-diskreten Signale x(n), u(n) und e(n). Die Übertragung vom äußeren Mikrofon 4 zum inneren Mikrofon 3 ist der sogenannte Primärpfad 10, der durch eine Übertragungsfunktion P(z) beschrieben ist. Die Übertragung vom Lautsprecher 2 zum inneren Mikrofon 3 ist der sogenannte Sekundärpfad 11, der durch eine Übertragungsfunktion G(z) beschrieben ist. Schließlich ist die Übertragung vom Lautsprecher 2 zum äußeren Mikrofon 4 der Feedback Pfad 12, der durch eine Übertragungsfunktion F(z) beschrieben ist.
• 5 veranschaulicht die akustischen Übertragungspfade 10, 11, 12 in einem Blockschaltbild in Form grauer Boxen. Dabei wird das Fehlersignal e(n) mittels einem ersten digitalen Filter 15 mit der negierte Übertragungsfunktion -K(z) gefiltert, um den ersten Signalanteil u_K(n) zu erhalten und das Außensignal x(n) mittels einem zweiten digitalen Filter 16 mit der negierten Übertragungsfunktion -W(z) gefiltert, um den zweiten Signalanteil u_W(n) zu erhalten. Die Filter 15, 16 sind in dem Blockschaltbild mit weißen Boxen dargestellt. Da sich das erste Filter 15 in einem Signalpfad 19 befindet, über den das Fehlersignal e(n), welches auch das vom Laufsprecher 2 am inneren Mikrofon 3 akustisch empfangene Signal enthält, auf den Lautsprecher gegeben wird, bildet dieser Signalpfad 19 einen Rückkopplungspfad eines Regelkreises, in dem das erste Filter 15 einen Feedback-Regler bildet. Die beiden Signalanteile u_K(n), u_W(n) werden aufsummiert, um das Kompensationssignal u(n) zu erzeugen. Dieses wird über den Lautsprecher 2 abgespielt, um eine Kompensation durchzuführen. Messungen haben gezeigt, dass der Einfluss des Feedback Pfades 12 auf das Signal x(n) des äußeren Mikrofons 4 gering ist, so dass der Feedback Pfad 12 vernachlässigt werden kann.
• [Liebich 2018] offenbart des Weiteren eine Gewichtung des Ausgangssignals des Feedback-Reglers 15 mit einem adaptiven Faktor, um die Robustheit bzw. Stabilität des Regelkreises für alle möglichen Szenarios erhöhen. Dies hat den Vorteil, dass beim Entwurf des Reglers auf die üblichen Anwendungsfälle fokussiert werden kann, d.h. die die Stabilität des Reglers möglicherweise beeinträchtigenden Sonderfälle beim Reglerentwurf außer Acht bleiben können. Die Leistungsfähigkeit des Reglers wird dadurch optimiert. Mit dem Skalierungsfaktor werden in [Liebich 2018] also Sonderfälle behandelt, die zu einer Instabilität des Reglers führen könnten. Der Skalierungsfaktor wird hierzu in Abhängigkeit des Fehlersignals und einem aus dem Reglerausgangssignal ermittelten Zwischensignal berechnet, wobei das Zwischensignal das Faltungsprodukt aus dem Reglerausgangssignal und einer den Sekundärpfad beschreibenden Funktion, oder mit anderen Worten das Ergebnis einer Filterung des Reglerausgangssignals mit einem geschätzten Sekundärpfad ist.
• Die Berechnung des Skalierungsfaktors erfolgt, indem das Produkt aus dem Fehlersignal und dem Zwischensignal gebildet wird, dieses Produkt rekursiv geglättet wird, das geglättete Produkt anschließend durch eine Division durch einen Nenner normalisiert wird, und das normalisierte Produkt auf einen positiven Wertebereich abgebildet wird, um den Skalierungsfaktor zu erhalten. Der Nenner ist in [Liebich 2018] durch das Produkt der Wurzeln geschätzter Autokorrelationen des Fehlersignals einerseits und des Zwischensignals andererseits. Diese Berechnung ist vergleichsweise kompliziert und in der digitalen Signalverarbeitung schwierig zu realisieren. Zudem kostet die Berechnung Zeit, so dass nur eine eingeschränkte Dynamik bei der Berechnung des Faktors vorliegt.
• Ein weiterer Nachteil der Methode in [Liebich 2018] besteht darin, dass bei der Bildung des Kompensationssignals die Variation der eigenen Stimme nicht berücksichtigt wird.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es einerseits, die Berechnungsvorschrift für den adaptiven Faktor zu vereinfachen bzw. durch eine neue, weniger komplexe Adaptionsvorschrift zu ersetzen. Es ist andererseits Aufgabe der Erfindung, den rückgekoppelten Regelkreis an die Variation der eigenen Stimme, an Variation von durch Körperschall ausgelösten Geräuschen wie z.B. Trittschall, Kauen, Schlucken, etc. im Gehörgang und/ oder an Variation von Reststörsignalen der Umgebung im Gehörgang anzupassen.
• Diese Aufgaben werden durch ein digitales System mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 12 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben und werden nachfolgend erläutert.
• Erfindungsgemäß wird ein digitales Audiosignale verarbeitendes System für einen Kopfhörer oder ein Hörgerät zur Reduzierung des durch den Kopfhörer oder das Hörgerät erzeugten Okklusionseffekts vorgeschlagen, wobei der Kopfhörer oder das Hörgerät einen Lautsprecher zur Abstrahlung akustischer Signale in einen Gehörgang und wenigstens ein inneres Mikrofon zur Aufnahme akustischer Signale aus dem Gehörgang aufweist, und das System eingerichtet ist, ein von dem inneren Mikrofon erzeugtes Fehlersignal zu verarbeiten und ein Lautsprechersignal zur Ansteuerung des Lautsprechers zu erzeugen, das ein in Abhängigkeit des Fehlersignals ermitteltes Kompensationssignal ist oder enthält. Das System umfasst:
• - einen Feedback-Regler zur digitalen Filterung eines Reglereingangssignals, welches das Fehlersignal ist oder enthält, wobei ein Reglerausgangssignal des Feedback-Reglers mit wenigstens einem zeitvarianten Skalierungsfaktor gewichtet ist und das gewichtete Reglerausgangssignal das Kompensationssignal bildet oder zumindest anteilig mitbildet;
• - eine Anpassungseinheit zur dynamischen Festlegung des Skalierungsfaktors in Abhängigkeit wenigstens eines ersten und eines zweiten Eingangssignals der Anpassungseinheit, wobei das erste Eingangssignal das Fehlersignal ist oder enthält und das zweite Eingangssignal ein aus dem Reglerausgangssignal ermitteltes erstes Zwischensignal ist oder enthält, und wobei die Anpassungseinheit eingerichtet ist,
  • - ein Produkt aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal zu bilden,
  • - das Produkt rekursiv zu glätten,
  • - das geglättete Produkt anschließend durch eine Division durch einen Nenner zu normalisieren, und
  • - das normalisierte Produkt auf einen positiven Wertebereich abzubilden, um den Skalierungsfaktor zu erhalten;
• - eine zwischen dem Feedback-Regler und der Anpassungseinheit liegende Verarbeitungseinheit zur Bestimmung des Zwischensignals aus dem Reglerausgangssignal oder aus einem dieses Reglerausgangssignal enthaltende Signal, wobei die Verarbeitungseinheit eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher zum inneren Mikrofon beschreibende Übertragungsfunktion besitzt;
wobei die Verarbeitungseinheit eingerichtet ist, den Nenner entweder aus einem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale oder aus einem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale zu bilden.
• Es wird außerdem ein Verfahren zur digitalen Audiosignalverarbeitung für einen Kopfhörer oder ein Hörgerät zur Reduzierung des durch den Kopfhörer oder das Hörgerät erzeugten Okklusionseffekts vorgeschlagen, bei dem
• - ein Lautsprechersignal zur Ansteuerung eines Lautsprechers des Kopfhörers oder Hörgeräts in Abhängigkeit eines von einem inneren Mikrofon des Kopfhörers oder Hörgeräts erzeugten Fehlersignals ermittelt wird, wobei das Lautsprechersignal ein Kompensationssignal ist oder enthält,
• - ein Reglereingangssignal eines Feedback-Reglers von diesem digital gefiltert wird, wobei das Reglereingangssignal das Fehlersignal ist oder enthält,
• - ein Reglerausgangssignal des Feedback-Reglers mit einem zeitvarianten Skalierungsfaktor gewichtet wird und das gewichtete Reglerausgangssignal das Kompensationssignal bildet oder zumindest anteilig mitbildet,
• - der Skalierungsfaktor von einer Anpassungseinheit in Abhängigkeit wenigstens eines ersten und eines zweiten Eingangssignals der Anpassungseinheit dynamisch festgelegt wird, wobei das erste Eingangssignal das Fehlersignal ist oder enthält und das zweite Eingangssignal ein aus dem Reglerausgangssignal ermitteltes Zwischensignal ist oder enthält,
• - die Anpassungseinheit
  • - ein Produkt aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal bildet,
  • - das Produkt rekursiv glättet,
  • - das geglättete Produkt anschließend durch eine Division durch einen Nenner normalisiert, und
  • - das normalisierte Produkt auf einen positiven Wertebereich abbildet, um den Skalierungsfaktor zu erhalten;
• - das Zwischensignal von einer Verarbeitungseinheit aus dem Reglerausgangssignal oder aus einem dieses enthaltende Signal ermittelt wird, wobei die Verarbeitungseinheit eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher zum inneren Mikrofon beschreibende Übertragungsfunktion besitzt,
wobei der Nenner entweder aus einem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale oder aus einem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale gebildet wird.
• Bei der erfindungsgemäßen Verarbeitungseinheit ist die Bestimmung des Nenners für die Normalisierung deutlich weniger komplex und weniger aufwändig implementiert als im Stand der Technik, da nur eine oder zwei Multiplikationen stattfinden müssen und keine Wurzelbildung erforderlich ist. Gemäß der erfindungsgemäßen ersten Ausführungsvariante werden zur Bestimmung des Nenners zunächst die Eingangssignale multipliziert und der Betrag des hierbei erhaltenen Produkts gebildet, welcher anschließend rekursiv geglättet wird. Da das Produkt aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal allerdings schon für den Zähler der Division berechnet worden ist - der Zähler entspricht dem rekursiv geglätteten Produkt der Eingangssignale - und damit bereits vorliegt, erfordert die Nennerbildung in ersten Ausführungsvariante keine zusätzliche Multiplikation. In der erfindungsgemäßen zweiten Ausführungsvariante erfolgt die Bildung eines Produkts erst nach der rekursiven Glättung, wobei von jedem der beiden Eingangssignale der Absolutbetrag gebildet und dieser geglättet wird. Anschließend werden diese rekursiv geglätteten Absolutbeträge miteinander multipliziert. Die zweite Ausführungsvariante hat somit gegenüber der ersten Ausführungsvariante eine zusätzliche Multiplikation sowie zwei Absolutwertbildungen und zwei rekursive Glättung im Nenner.
• Zudem ist die Betragsbildung für den Nenner ein Kernaspekt der erfindungsgemäßen Skalierungsfaktorbestimmung. Hierdurch wird zum einen erreicht, dass der Nenner stets positiv ist. Zum anderen bewirkt die Betragsbildung, dass das normalisierte Produkt Werte zwischen -1 und 1 erhält. Werte kleiner 0 werden erreicht, wenn eine negative Korrelation zwischen Kompensationssignal und momentanem Fehlersignal festgestellt wurde. In diesem Fall findet eine destruktive Interferenz statt und der geschlossene Feedback Regelkreis führt zu einer Dämpfung im Fehlersignal. Dies tritt vor allem bei Lauten auf, welche einen starken Okklusionseffekt verursachen (z.B. geschlossene Vokale). Werte größer null werden erreicht, wenn eine positive Korrelation zwischen Kompensationssignal und momentanem Fehlersignal festgestellt wurde. In diesem Fall tritt konstruktive Interferenz auf und der geschlossene Feedback Regelkreis führt zu einer Verstärkung im Fehlersignal. Dies tritt vor allem bei Lauten auf, welche große Teile ihrer Energie im hochfrequenten Bereich haben und tendenziell weniger Okklusionseffekt verursachen (z.B. Frikative).
• In einer Weiterbildung der ersten oder zweiten Ausführungsvariante kann die Abbildung auf den positiven Wertebereich durch eine Negierung des normalisierten Produktes und Addition des Werts 1 zu dem normalisierten und negierten Produkt gebildet sein. Hiermit wird erreicht, dass der Skalierungsfaktor auf einen Wertebereich zwischen 0 und 2 abgebildet wird. Dabei bewirkt das Teilintervall zwischen 0 und 1 eine schwächere Wirkung des Feedback-Reglers, d.h. es wird weniger gedämpft. Demgegenüber führt ein Wert des Skalierungsfaktors im Teilintervall zwischen 1 und 2 zu einer Verstärkung der Reglerwirkung, d.h. es wird mehr gedämpft.
• In einer Ausführungsvariante kann die jeweilige rekursive Glättung durch eine Tiefpassfilterung erfolgen, beispielsweise durch einen Tiefpassfilter 1. Ordnung. Somit kann das Produkt der Eingangssignale im Zähler und/ oder der Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale im Nenner bei der ersten Ausführungsvariante oder die Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale im Nenner bei der zweiten Ausführungsvariante tiefpassgefiltert werden. Beispielsweise erfolgt dies mit der Gleichung $$q\left(n\right)=\beta q\left(n-1\right)+\left(1-\beta \right)p\left(n\right),$$

  

  wobei q(n) der Ausgangswert der jeweiligen Glättung/ Tiefpassfilterung bei dem aktuellen Zeitschritt n, q(n-1) der Ausgangswert der Glättung bei dem letzten Zeitschrittes n-1, p(n) der Eingangswert der jeweiligen Glättung/ Tiefpassfilterung bei dem aktuellen Zeitschritt n und β eine Glättungskonstante ist. Beträgt die Glättungskonstante β z.B. 0.5 wird der Ausgangswert der Tiefpassfilterung zu 50% aus dem vorherigen Ausgangswert und zu 50% aus dem aktuellen Eingangswert gebildet. Vorzugsweise beträgt die Glättungskonstante zwischen 0,9 und 0,9999, abhängig von der verwendeten Abtastrate zur Berechnung des adaptiven Faktors damit die Änderung des Skalierungsfaktors sehr langsam den Änderungen der Eingangssignale folgt.
• In einer vorteilhaften Weiterbildung der ersten oder zweiten Ausführungsvariante kann der Nenner zusätzlich eine Konstante aufweisen, die zu dem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale in der ersten Ausführungsvariante oder zu dem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale in der zweiten Ausführungsvariante hinzuaddiert ist. Diese Konstante verhindert bei numerisch kleinen Nennern der Division die Entstehung großer Zahlen, insbesondere eine Division durch null, wenn der Nenner so klein ist, dass er durch das digitale Signalverarbeitungssystem nicht dargestellt werden kann bzw. als NaN (Not a Number) gilt. Die Konstante bildet somit eine Regularisierungskonstante. Das Signalverarbeitungssystem wird dadurch geschützt. Um die Berechnung im Nenner nicht zu sehr zu beeinträchtigen, sollte die Konstante zudem klein sein. Beispielsweise kann die Konstante kleiner als 10^-3... vorzugsweise keiner als 10^-6 sein.
• In einer Ausführungsvariante, bei der der Kopfhörer oder ein Hörgerät zusätzlich ein äußeres Mikrofon zur Aufnahme akustischer Signal aus der Umgebung außerhalb des Gehörgangs aufweist, kann vorgesehen sein, dass das System einen Vorwärtsfilter aufweist, um ein von dem äußeren Mikrofon erzeugtes Außensignal oder ein dieses Außensignal enthaltendes Signal zu filtern und durch diese Filterung einen Vorwärts-Anteil zum Kompensationssignal zu erzeugen, der zu dem gewichteten Reglerausgangssignal addiert ist bzw. wird, um das Kompensationssignal zu erhalten oder zumindest anteilig zu bilden. Dies ermöglicht die Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens bei Kopfhörern mit aktiver Geräuschunterdrückung.
• Vorzugsweise kann eine weitere Verarbeitungseinheit vorhanden sein, welcher der Vorwärts-Anteil oder ein diesen Anteil enthaltendes Summensignal zugeführt ist und welche eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher zum inneren Mikrofon beschreibende, negierte Übertragungsfunktion besitzt, um ein zweites Zwischensignal zu erzeugen, wobei das Reglereingangssignal die Summe aus dem Fehlersignal und dem zweiten Zwischensignal ist oder enthält. Dies hat den Vorteil, dass durch den Feedback-Regler auch die vom äußeren Mikrofon aufgenommenen Signale berücksichtigt und durch den Feedback Regler nicht beeinträchtigt werden.
• In einer vorteilhaften Weiterbildung der ersten oder zweiten Ausführungsvariante dem ersten und/ oder dem zweiten Eingangssignal der Anpassungseinheit ein Bandpassfilter oder jeweils ein Bandpassfilter vorgeschaltet sein, um das Fehlersignal oder das das Fehlersignal enthaltende Signal, und/ oder um das erste Zwischensignal oder das das erste Zwischensignal enthaltende Signal zu filtern. Hierdurch ist es möglich, dass mit dem Skalierungsfaktor ein bestimmter Frequenzbereich adressiert wird, um nur in diesem Bereich eine Skalierung des rückgekoppelten Regelkreises durch den adaptiven Faktor an die aktuell vorliegenden Geräusche vorzunehmen. Beispielsweise kann mit dieser Maßnahme eine zeitvariante Skalierung beim Auftreten von Trittschall vorgenommen werden, der bei einer Okklusion im Ohr deutlicher wahrnehmbar ist. Hierzu kann der Bandpassfilter beispielsweise einen Frequenzbereich von 20 Hz bis 200 Hz aufweisen. Alternativ kann der Skalierungsfaktor gezielt an der Stimme ausgerichtet werden, indem der Bandpassfilter einen Frequenzbereich von 100 Hz bis 2 kHz aufweist.
• In einer vorteilhaften Weiterbildung der ersten oder zweiten Ausführungsvariante kann das System einen Eingang für ein externes Nutzsignal und ein Eingangsfilter aufweisen, dem das externe Nutzsignal zur Filterung zugeführt ist, um ein Audiosignal zu erzeugen, das dem Vorwärts-Anteil oder dem Reglerausgangssignal hinzuaddiert ist. Dies ermöglicht die Verwendung der Erfindung in Verbindung mit einer externen Audioquelle wie z.B. Musik oder einem Sprachanruf.
• In einer vorteilhaften Weiterbildung der ersten oder zweiten Ausführungsvariante kann das System einen Ausgang zur dortigen Bereitstellung eines Mikrofonsignals und ein mit diesem Ausgang verbundenes Ausgangsfilter aufweisen, dem das Fehlersignal oder ein dieses enthaltende Signal zugeführt ist, um das Mikrofonsignal zu erzeugen. Dies ermöglicht eine weitere, externe Verarbeitung des Mikrofonsignals, beispielsweise dessen Aufnahme oder Nutzung für Sprachanrufe.
• Die Erfindung betrifft des Weiteren einen Kopfhörer oder ein Hörgerät mit einem Lautsprecher zur Abstrahlung akustischer Signale in einen Gehörgang und wenigstens einem inneren Mikrofon zur Aufnahme akustischer Signal aus dem Gehörgang, wobei der Kopfhörer oder das Hörgerät ein digitale Audiosignale verarbeitendes System gemäß der Erfindung umfasst.
• Weitere Merkmale, Vorteile und Eigenschaften der Erfindung werden nachfolgend anhand von Beispielen und der beigefügten Figuren erläutert.
• 6 zeigt ein digitales Audiosignale verarbeitendes System für den Kopfhörer 1 oder das Hörgerät 1 in 2 oder 4 zur Kompensation des durch den Kopfhörer 1 oder das Hörgerät 1 erzeugten Okklusionseffekts, wobei der Kopfhörer 1 oder das Hörgerät 1 einen Lautsprecher 2 zur Abstrahlung akustischer Signale in einen Gehörgang 6 und wenigstens ein inneres Mikrofon 3 zur Aufnahme akustischer Signale aus dem Gehörgang 6 aufweist. Das System verarbeitet ein von dem inneren Mikrofon 3 aufgezeichnetes Fehlersignal e(n) und erzeugt ein Lautsprechersignal zur Ansteuerung des Lautsprechers 2, das in dieser Ausführungsvariante ein in Abhängigkeit des Fehlersignals e(n) ermitteltes Kompensationssignal (u(n)) ist.
• Das System umfasst einen rückgekoppelten Regler 15 mit zeitvarianter Skalierung zur Anpassung an die Sprachaktivität des Trägers des Kopfhörers 1 bzw. Hörgeräts 1. Genauer gesagt, weist das System einen Feedback-Regler 15 zur digitalen Filterung eines Reglereingangssignals auf, welches in dieser Ausführungsvariante das Fehlersignal e(n) ist, wobei ein Reglerausgangssignal u_k(n) des Feedback-Reglers 15 mit wenigstens einem zeitvarianten Skalierungsfaktor α(n) gewichtet, d.h. multipliziert ist bzw. wird, und das gewichtete Reglerausgangssignal u_k(n) in dieser Ausführungsvariante das Kompensationssignal u(n) bildet, welches über den Lautsprecher 2 wiedergegeben wird. Der Feedback-Regler 15 kann beispielsweise wie in [Liebich 2018] beschrieben entworfen sein. Ein beispielhaftes Design für den Feedback-Regler 15 mit der Übertragungsfunktion K(z) ist in 15 dargestellt.
• Eine Anpassungseinheit 21 des Systems legt dynamisch den Skalierungsfaktors α(n) in Abhängigkeit eines ersten und eines zweiten Eingangssignals der Anpassungseinheit 21 fest, wobei das erste Eingangssignal in dieser Ausführungsvariante das Fehlersignal e(n) ist und das zweite Eingangssignal in dieser Ausführungsvariante ein Zwischensignal u_k'(n) ist, das aus dem Reglerausgangssignal u_k(n) ermittelt wird. Dies erfolgt durch eine signaltechnisch zwischen dem Feedback-Regler 15 und der Anpassungseinheit 21 liegende Verarbeitungseinheit 22, die eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher 2 zum inneren Mikrofon 3 beschreibende Übertragungsfunktion Ĝ(z) besitzt, d.h. die Übertragungscharakteristik des oben beschriebenen Sekundärpfades 10 aufweist. Mit anderen Worten ist auch die Anpassungseinheit 21 ein Filter. Sie filtert das Reglerausgangssignal u_k(n) mit der Übertragungsfunktion des Sekundärpfades 10. Das bedeutet, dass das Zwischensignal u_k'(n) demjenigen Signal entspricht, das das innere Mikrofon 3 aufnehmen würde, wenn das unskalierte Reglerausgangssignal u_k(n) vom Lautsprecher 2 abgestrahlt wird. Die Anpassungseinheit 21 erhält somit am Eingang einerseits das tatsächliche Mikrofonsignal e(n), das hier dem am inneren Mikrofon 3 empfangenen Kompensationssignal u(n) entspricht, welches die Skalierung des Reglerausgangssignals u_k(n) enthält, und andererseits ein theoretisches Mikrofonsignal, das diese Skalierung nicht enthält. Dies ermöglicht es, den Skalierungsfaktor gezielt so zu ändern, dass die Intensität der Wirkung des Reglers 15, d.h. seine Dämpfung oder Verstärkung, in Abhängigkeit der Variation der eigenen Stimme erfolgen kann.
• Die Übertragungsfunktion Ĝ(z) ist geschätzt, wobei die Schätzung Ĝ(z) des Sekundärpfads 10 eine repräsentative Schätzung der aktuellen Situation widerspiegelt. Sie kann beispielsweise aus einer vor der Benutzung des Systems erfolgten Messung oder aus einer Mittelung mehrerer Messungen des Sekundärpfades 10 ermittelt worden sein. Alternativ kann die Schätzung Ĝ(z) auch während der bestimmungsgemäßen Benutzung des Systems durch Messung des Sekundärpfades ermittelt werden oder geändert werden.
• Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Anpassung des Skalierungsfaktors an die eigene Stimme basiert auf Erkenntnissen über die artikulierten Laute. Unterschiedliche Laute verursachen unterschiedlich starke Okklusionseffekte, die sich beispielsweise durch frequenzunabhängige Okklusionsfunktionen OE als Verstärkungs- bzw. Dämpfungswert darstellen lassen. Hierzu sei auf 9 verwiesen, in welcher die Verstärkungs- bzw. Dämpfungswerte verschiedener frequenzunabhängige Laute gegenüberstellend in zwei Diagrammen dargestellt sind. Weiterhin lassen sich auch unterschiedliche frequenzabhängige Verläufe von OE(f) für verschiedene Laute feststellen. Das linke Diagramm in 9 stellt die Offenheit von 16 Vokalen gegenüber, wohingegen das rechte Diagramm die Stimmhaftigkeit von 13 Konsonanten vergleichend gegenüberstellt. Dies erfolgt jeweils gegenüber dem messbaren frequenzunabhängigen Okklusionseffekt OE Bei der Messung des Okklusionseffektes OE kann somit eine Variation der Stimme abhängig vom artikulierten Laut festgestellt werden. So haben beispielsweise die Vokale i, u und y mit ca. 28 dB eine sehr hohe Verstärkung, während der Vokal a nur eine geringe Verstärkung von ca. 4 dB hat. Im Falle einer hohen Verstärkung kann der Feedback-Regler 15 stärker dämpfen, wohingegen er im Falle einer geringen Verstärkung nur wenig dämpfen kann.
• Um diese Laut-bedingte Varianz in der eigenen Stimme in dem Kompensationssignal u(n) abzubilden, erfolgt die zeitvariante Anpassung des Skalierungsfaktors α(n) und damit der Rückkopplungsschleife durch die Anpassungseinheit 21 an die aktuelle Sprachsituation. Im Falle einer hohen Verstärkung kann der Skalierungsfaktor α(n) zum Zwecke einer stärkeren Dämpfung in Richtung seines Maximalwerts gehen, wohingegen er im Falle einer geringen Verstärkung in Richtung 1 geht.
• Eine erste Ausführungsvariante der Anpassungseinheit 21 ist in 7 dargestellt. Sie umfasst einen ersten Signalpfad zur Bestimmung eines Zählers für eine Division 25 und einen zweiten Signalpfad zur Bestimmung des Nenners für die Division 25. Beiden Signalpfaden ist das Produkt aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal u_K`(n), e(n) zugeführt, das durch eine Multiplikation 23 zu Beginn in der Anpassungseinheit 21 gebildet wird. In einer Glättungseinheit 24 in Gestalt eines Tiefpassfilters wird im ersten Signalpfad das Produkt rekursiv geglättet, um den Zähler zu erhalten. Das Ausgangssignal der Glättungseinheit 24 stellt eine Schätzung der Kreuzkorrelation der Eingangssignale u_K'(n), e(n) dar, welche anschließend durch die Division 25 durch den Nenner normalisiert wird.
• Im zweiten Signalpfad ist ebenfalls eine rekursive Glättung des Produkts aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal u_K'(n), e(n) mittels einer Glättungseinheit 24 in Gestalt eines Tiefpassfilters vorgesehen, jedoch ist der Glättungseinheit 24 hier eine Absolutwertbildung 26 vorgeschaltet, die den Betrag des Produkts bildet. Somit wird der Nenner aus dem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale gebildet. Zu dem Ausgangssignal der Glättungseinheit 24 im zweiten Signalpfad wird eine Regularisierungskonstante ε addiert, um sehr kleine Werte im Nenner (< 10^-3) bzw. eine Division durch null zu vermeiden. Beispielsweise beträgt die Regularisierungskonstante ε = 10^-6.
• In der vorliegenden Ausführungsvariante sind die Glättungseinheiten im ersten und zweiten Signalpfad identisch ausgebildet. Sie können jedoch in einer anderen Ausführungsvariante unterschiedlich sein.
• Der von der Glättungseinheit 24 ausgeführte rekursive Glättung, auch als exponentielles Smoothing bekannt, kann durch folgende Formel dargestellt werden: $$q\left(n\right)=\beta q\left(n-1\right)+\left(1-\beta \right)p\left(n\right)$$

  

  wobei q(n) der Ausgangswert der Filterung zum aktuellen Zeitschritt n, q(n-1) der Ausgangswert der Filterung zum vorherigen, d.h. letzten Zeitschritt n-1, p(n) der Eingangswert der Filterung zum aktuellen Zeitschritt n und β eine Glättungskonstante zwischen 0 und 1 ist. Im Falle des ersten Signalpfads ist der Eingangswert der Glättungseinheit 24 das Produkt der Eingangssignale u_K'(n), e(n) der Anpassungseinheit 21, und der Ausgangswert der Zähler der Division 25. Im Falle des zweiten Signalpfades ist der Eingangswert der Glättungseinheit 24 der Betrag des Produkts der Eingangssignale u_K'(n), e(n), und der Ausgangswert ein Teil des Nenners der Division 25. Die Glättungskonstante β beträgt beispielsweise 0,99, so dass der Ausgangswert dem Eingangswert sehr langsam folgt. So wird der aktuelle Ausgangswert zu 99% aus dem vorherigen Ausgangswert und nur zur 1 % aus dem aktuellen Eingangswert gebildet. Signalspitzen werden dadurch weggefiltert.
• Die Division 25 stellt eine Normalisierung der Kreuzkorrelation bzw. des geglätteten Produkts der Eingangssignale u_K`(n), e(n) da. Infolge der Betragsbildung vor der rekursiven Glättung 24 im zweiten Signalpfad werden die Werte der Kreuzkorrelation, bzw. die Ausgangswerte der Glättungseinheit 24 im ersten Signalpfad normiert, genauer gesagt auf den Wertebereich -1 und +1 abgebildet. Da ferner infolge der Betragsbildung im zweiten Signalpfad der Nenner stets positiv ist, hängt das Vorzeichen des Ausgangswerts der Division 25 allein vom Zähler ab. Er ist dann negativ, wenn nur das erste oder nur das zweite Eingangssignal negativ u<sub>K</sub>`(n), e(n) ist, d.h. wenn die beiden Eingangssignale gegenphasig sind, so dass sich durch die Normalisierung/ Division 25 Werte zwischen -1 und 0 ergeben. Sind sie gleichphasig, d.h. beide positiv oder beide negativ, ist der Zähler jeweils positiv, so dass sich Werte zwischen 0 und 1 ergeben.
• Die Werte des normalisierten geglätteten Produkts der Eingangssignale werden nach der Division 25 negiert und zu 1 hinzuaddiert, oder mit anderen Worten von 1 abgezogen, um den Skalierungsfaktor α(n) zu erhalten. Dies bewirkt eine Verschiebung der normalisierten Werte um 1, mit anderen Worten eine Abbildung aller Werte auf einen positiven Wertbereich zwischen 0 und 2. Gegenphasige Eingangssignale (ein Signal < 0) erzeugen somit nun Werte für den Skalierungsfaktor α(n) zwischen 1 und 2. Das bedeutet, dass die Wirkung des Feed-back-Reglers 15 verstärkt wird. Umgekehrt erzeugen gleichphasige Eingangssignale (beide Signals < 0 oder > 0) Werte für den Skalierungsfaktor α(n) zwischen 0 und 1. Das bedeutet, dass die Wirkung des Feedback Reglers 15 geschwächt wird.
• Ein beispielhafter Feedback Regler 15 gemäß 17 erzeugt eine maximale Dämpfung im Bereich zwischen 100 und 300 Hz und einer generellen Dämpfung zwischen 40 und 800 Hz (mit α(n)=1). Wenn ein Laut in diesem Frequenzbereich einen besonders hohen Energieanteil hat, führt der rückgekoppelte Feedback Regler 15 zu einer Dämpfung und damit zu einem im Vergleich zum vorhandenen Geräusch im Gehörgang gegenphasigen Kompensationssignal. Je stärker der Okklusionseffekt ist (siehe 9), desto mehr Energie liegt in diesem Frequenzbereich. Die Verarbeitungseinheit 21 führt in diesem Fall zu einem Skalierungsfaktor α(n) zwischen 1 und 2 und verstärkt die Wirkung des Feedback Reglers.
• In dem Bereich zwischen 1,5 bis 4 kHz führt der rückgekoppelte Feedback Regler 15 zu einer Verstärkung. Wenn ein Laut vorwiegend Energie in diesem Frequenzbereich erzeugt (z.B. bei stimmlosen Frikativen), dann erzeugt der Feedback Regler 15 ein im Vergleich zum vorhandenen Geräusch im Gehörgang gleichphasiges Kompensationssignal. Die Verarbeitungseinheit 21 führt in diesem Fall zu einem Skalierungsfaktor α(n) zwischen 0 und 1 und schwächt die Wirkung des Feedback Reglers 15 ab. Des Weiteren führt eine Instabilität des Regelkreises im Allgemeinen zu einem tonalen Störgeräusch, welches typischerweise im Frequenzbereich der Verstärkung vorliegt. Die Verarbeitungseinheit 21 führt in diesem Fall ebenfalls zu einem Skalierungsfaktor α(n) zwischen 0 und 1 und schwächt die Wirkung des Feedback Reglers 15.
• Als Formel ausgedrückt, ergibt sich der Skalierungsfaktor α(n) bei der Ausführungsvariante nach 7 gemäß $$\begin{array}{r}\alpha \left(n\right)=1-\frac{q1\left(n\right)}{\epsilon +q2\left(n\right)},\text{ mit}\\ q1\left(n\right)=\beta q1\left(n-1\right)+\left(1-\beta \right){\text{u}}_K\text{'}\left(\text{n}\right)\cdot \text{e}\left(\text{n}\right)\text{, und}\\ q2\left(n\right)=\beta q2\left(n-1\right)+\left(1-\beta \right)\left|u_K\text{'}\left(\text{n}\right)\cdot \text{e}\left(\text{n}\right)\right|\end{array}$$

  
• Eine zweite Ausführungsvariante der Anpassungseinheit 21 ist in 8 dargestellt. Sie unterscheidet sich von der ersten Ausführungsvariante in 7 lediglich darin, dass im zweite Signalpfad zur Bildung des Nenners die Multiplikation 23 erst nach der rekursiven Glättung 24 erfolgt. Der zweite Signalpfad besteht somit aus zwei Unterpfaden, wobei in einem ersten Unterpfad der Betrag des ersten Eingangssignal u_K'(n) gebildet und rekursiv geglättet wird und in einem dazu parallelen zweiten Unterpfad der Betrag des zweiten Eingangssignal e(n) gebildet und rekursiv geglättet wird. Die mit der entsprechenden Glättungseinheit 24 durchgeführte rekursive Glättung erfolgt wie bei der ersten Ausführungsvariante in Form einer Tiefpassfilterung. Der Ausgangswert der jeweiligen Glättungseinheit im Unterpfad bildet eine Schätzung der Autokorrelation des Betrags des jeweiligen Eingangswerts. Von den Ausgangswerten des ersten und zweiten Unterpfads wird anschließend durch eine Multiplikation 25 das Produkt gebildet und zu der Regularisierungskonstante addiert, wobei die so erhaltene Summe den Nenner für die Division 25 bildet, um die geschätzte Kreuzkorrelation der Eingangssignale u_K'(n), e(n) zu normalisieren. Die Verarbeitungseinheit 22 ist in dieser zweiten Ausführungsvariante somit eingerichtet, den Nenner für die Division 25 aus einem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale u_K'(n), e(n) zu bilden. Im Übrigen ist die zweite Ausführungsvariante identisch zu ersten Ausführungsvariante.
• Diese zweite Ausführungsvariante berechnet einen quantitativ vergleichbaren, aber nicht identischen Skalierungsfaktor α(n). Durch die rekursive Glättung der beiden Einzelsignal u_K'(n) und e(n) erfolgt in der zweiten Ausführungsvariante eine einzelne Schätzung der Autokorrelationen. In der ersten Ausführungsvariante werden hingegen keine Autokorrelationen geschätzt, sondern es findet lediglich eine Schätzung der Kreuzkorrelation des Absolutwerts der Eingangssignale statt.
• Das erfindungsgemäße System und Verfahren kann in Kombination mit anderen bei Kopfhörern 1 bekannten Techniken wie Hear-Through und/ oder Active Noise Cancellation verwendet werden, wie die Ausführungsbeispiele in 10 und 11 zeigen. So kann die zuvor beschriebene zeitvariante Steuerung des rückgekoppelten Regelkreises mit einer Vorwärts-Filterung (Filter 16) über ein äußeres Mikrofon 4 ergänzt bzw. kombiniert werden. 10 und 11 zeigen mögliche Kombinationen zwischen rückgekoppeltem Regelkreis mit Regler 15 und Vorwärts-Filterung mittels Filter 16 dargestellt.
• 10 zeigt ein System gemäß 6, das zusätzlich eine Vorwärts-Filterung eines von einem äußeren Mikrofon 4 aufgenommenen Außensignal x(n) aufweist, welches durch ein Vorwärtsfilter 16 mit der Übertragungsfunktion -W(z) gefiltert wird, um einen Vorwärts-Anteil u_w(n) für das Kompensationssignal u(n) zu erzeugen, der zu dem gewichteten Reglerausgangssignal u_Kα(n) addiert ist bzw. wird, um das Kompensationssignal u(n) zu erhalten. Das gewichtete Reglerausgangssignal u_Kα(n) bildet dann den rückgekoppelten Anteil für das Kompensationssignal u(n). Beide Anteile u_W(n) und u_Kα(n) werden also summiert, um das Kompensationssignal u(n) zu erzeugen, welches über den Lautsprecher 2 abgestrahlt wird. Der zeitvariante Faktor α(n) wird wieder über eine Anpassungseinheit 21 eingestellt, welche auf Basis des Fehlersignals e(n) und des Zwischensignals u_K'(n) den Skalierungsfaktor α(n) wie bei der o.g. ersten oder zweiten Ausführungsvariante berechnet.
• Der Vorwärtsfilter 16 kann so entworfen sein, wie es in der deutschen Patentanmeldung DE 102016011719 A1 beschrieben ist, die hiermit vollumfänglich in Bezug genommen wird. Ein beispielhaftes Design für den Vorwärtsfilter 16 mit der Übertragungsfunktion W(z) ist in 16 dargestellt.
• Die weitere, in 11 dargestellte Ausführungsvariante bildet die Variante in 10 dahingehend weiter, dass eine Korrektur des Eingangs des Feedback-Reglers 15 in Abhängigkeit des Vorwärts-Anteils u_w(n) erfolgt. Das System umfasst hier eine weitere Verarbeitungseinheit 22', welcher der Vorwärts-Anteil u_w(n) zugeführt ist und welche eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher 2 zum inneren Mikrofon 3 beschreibende, negierte Übertragungsfunktion -Ĝ(z) besitzt, d.h. den Sekundärpfad 11 in Form einer Schätzung nachbildet, um ein zweites Zwischensignal ê(n) zu erzeugen. Wirkungstechnisch ist die weitere Verarbeitungseinheit 22' identisch zur Verarbeitungseinheit 22 in 6, wobei lediglich das Vorzeichen umgedreht ist. Das zweite Zwischensignal ê(n) wird verwendet, um das Fehlersignal e(n) in dem rückgekoppelten Regelkreis durch Addition zu korrigieren. Das Reglereingangssignal des Feedback-Reglers 15 ist dann durch die Summe ẽ(n) aus dem Fehlersignal e(n) und dem zweiten Zwischensignal ê(n) gebildet. Im Übrigen ist das System wie zuvor beschrieben ausgebildet.
• 12 und 13 zeigen zwei weitere Ausführungsvarianten der Erfindung, die sich von den vorherigen Varianten darin unterscheiden, dass die Eingangssignale u_K'(n), e(n) der Anpassungseinheit 21 zunächst durch jeweils einen Bandpassfilter 27 gefiltert werden. Im Übrigen entspricht die Ausführungsvariante in 12 der Variante in 6 und die Ausführungsvariante in 13 der Variante in 11. Die Bandpassfilter 27 für die beiden Eingangssignale u_K'(n), e(n) sind in diesen Ausführungsvarianten identisch. Sie haben beispielsweise einen Frequenzbereich von 100 Hz bis 2 kHz entsprechend dem Frequenzbereich der menschlichen Stimme, um die Regelung an die menschliche Stimme anzupassen. Alternativ können sie einen anderen Frequenzbereich haben, in dem Geräusche vorliegen, die gedämpft werden sollen, wie z.B. Trittschall oder Turbinengeräusche im Flugzeug. Zur Trittschalldämpfung kann der Frequenzbereich der Bandpassfilter 27 zwischen 20 Hz und 200 Hz liegen.
• Das erfindungsgemäße System und Verfahren kann in Kombination mit einer externen Audioquelle und/ oder einer externen Signalverarbeitung verwendet werden, wie das Ausführungsbeispiel in 14 zeigt.
• Dieses Ausführungsbeispiel bildet die Variante in 11 gemäß einem ersten Aspekt dahingehend weiter, dass das System einen Eingang 28 für ein externes Nutzsignal a(n) und ein Eingangsfilter 29 mit einer Übertragungsfunktion C(z) aufweist, dem das externe Nutzsignal a(n) zur Filterung zugeführt ist, um ein Audiosignal a'(n) zu erzeugen, das dem Vorwärts-Anteil u_w(n) hinzuaddiert ist bzw. wird. Das der weiteren Verarbeitungseinheit 22' zugeführte Signal entspricht dem Summensignal aus dem Vorwärts-Anteil u_w(n) und dem Audiosignal a'(n). Somit wird hier das Summensignal aus u_W(n) und a'(n) mit der Schätzung Ĝ(z) des Sekundärpfades 11 gefiltert und erzeugt das Korrektursignal ê(n). Dieses Korrektursignal ê(n) wird wie zuvor verwendet, um das Fehlersignal e(n) des inneren Mikrofons in dem rückgekoppelten Regelkreis durch Addition zu korrigieren. Die Vorverarbeitung des externen Nutzsignals a(n) über den Eingangsfilter 29 berücksichtigt beispielsweise die Eigenschaften des Lautsprechers 2, um das Signal a'(n) zu erzeugen. Bei dem Nutzsignal kann es sich beispielsweise um Musik oder eingehende Sprachsignale eines Anrufs handeln.
• Das Ausführungsbeispiel in 14 bildet die Variante in 11 gemäß einem zweiten Aspekt ferner dahingehend weiter, dass das System einen Ausgang 30 zur dortigen Bereitstellung eines Mikrofonsignals v(n) und ein mit diesem Ausgang 30 verbundenes Ausgangsfilter 31 mit einer Übertragungsfunktion L(z) aufweist, dem ein das Fehlersignal e(n) enthaltende Signal ẽ(n) zugeführt ist, um das Mikrofonsignal v(n) zu erzeugen. Im vorliegenden Fall ist das dem Ausgangsfilter 31 zugeführte Signal das Eingangssignal ẽ(n) des Feedback-Reglers 15, welches das aus dem Vorwärts-Anteils u_w(n) und dem Audiosignal a'(n) durch Filterung mit der Schätzung Ĝ(z) des Sekundärpfades 11 ermittelte Korrektursignal ê(n) umfasst. Das am Ausgang 30 bereitgestellte Mikrofonsignal v(n) ist somit das vom Ausgangsfilter 31 gefilterte, korrigierte Fehlersignal ẽ(n) des inneren Mikrofons 2. Die externe Signalverarbeitung kann z.B. eine Aufzeichnung der Stimme des Trägers des Kopfhörers 1 bzw. des Hörgeräts 1 sein.
• 17 zeigt den Einfluss des adaptiven Skalierungsfaktors α(n) auf den Betrag der geschlossener Übertragungsfunktion des rückgekoppelten Regelkreises. Diese oft als Sensitivität bekannte Übertragungsfunktion berechnet sich als: $$S\left(z\right)=\frac{1}{1+\alpha \left(n\right)G\left(z\right)K\left(z\right)}$$

  
• Wobei G(z) die Übertragungsfunktion des Sekundärpfads 11 und K(z) die Übertragungsfunktion des Feedback-Reglers 15 ist. Diese Sensitivität ist in 17 gezeigt, aufgetragen über der Frequenz für die vier Werte 0, 0,5, 1, 1,5 und 2 des Skalierungsfaktors α(n). Die Zunahme des Skalierungsfaktors α(n) ist in 17 mit einem Pfeil markiert. Für einen Faktor von α(n) = 0 ist der Regelkreis deaktiviert. Ein Faktor von α(n) = 1 aktiviert den Regelkreis mit der nominalen Performance, das heißt mit dem vorher designten Ziel. Ein Faktor von α(n) = 2 verstärkt den Effekt des Regelkreises und trägt so zu mehr Performance bei. Es werden sowohl Dämpfungen (|S(z)| < 0dB) als auch Verstärkungen (|S(z)| > 0dB) durch den Faktor skaliert. Es zeigt sich, dass die Sensitivität Frequenzen im Bereich zwischen 80 und 600 Hz umso stärker dämpft, je höher der Skalierungsfaktors α(n) es, wobei es gleichzeitig zu einer zunehmenden Verstärkung im Frequenzbereich 1,8-3kHz kommt, je höher der Skalierungsfaktors α(n) ist.
• Das Verhalten des Skalierungsfaktors α(n) bei Sprachanregung ist derart, dass er auf die aktuelle Situation am inneren Mikrofon 3 und damit im Gehörgang 6 reagiert. 18 und 19 zeigen eine Sprachaufzeichnung mit dem inneren Mikrofon 3 in verschiedenen Modi (oberer Plot), sowie das dazu gehörige Verhalten des zeitvarianten Skalierungsfaktors α(n) (unterer Plot). Bei deaktiviertem System (α(n) = 0) ergibt sich der dunkle Verlauf d(n) des Signals des inneren Mikrofons 3 in der oberen Darstellung. Eine Aktivierung des rückgekoppelten Regelkreises ohne zeitvariantem Faktor (α(n) = α₁(n) = 1) ergibt das Mikrofonsignal e₁(n) in 18 (helleres Signal) in der oberen Darstellung, bei der die Amplitude sichtbar reduziert wird. In der unteren Darstellung von 18 ist der konstante Verlauf von α₁(n) = 1 erkennbar. Bei aktiviertem zeitvariantem Skalierungsfaktors α(n), ergibt sich der helle Verlauf e₂(n) in 19 in der oberen Darstellung, bei dem die Amplitude weiter reduziert ist. In der unteren Darstellung sieht man das Verhalten des adaptiven Faktors α₂(n) = 1 im Betrieb des Systems.
• Insgesamt lässt sich durch die erfindungsgemäße Nutzung des adaptiven Skalierungsfaktors α(n) eine Anpassung des rückgekoppelten Regelkreises an die Variation der eigenen Stimme, an die Variation von durch Körperschall ausgelösten Geräuschen (z.B. Trittschall, kauen, schlucken, etc.) oder an die Variation von Reststörsignalen der Umgebung im Gehörgang 6 erreichen. Gleichzeitig ist die neue Adaptionsvorschrift für den adaptiven Skalierungsfaktor a(n), d.h. die von der Anpassungseinheit 21 durchgeführte Signalverarbeitung weniger komplex im Vergleich zum Stand der Technik.
• Bezugszeichenliste

1

Kopfhörer, Hörgerät

2

Lautsprecher

3

Inneres Mikrofon

4

Äußeres Mikrofon

5

Ohrmuschel

6

Gehörgang, Ohrkanal

7

Trommelfells

8

Gehäuse

9

Ohrpolster

10

Primärpfad

11

Sekundärpfad

12

Rückwärtspfad (Feedback Pfad)

13

Analog/Digital-Wandler

14

Digital/Analog-Wandler

15

Erstes digitales Filter, Feedback-Regler

16

Zweites digitales Filter, Vorwärtsfilter

17

Zeitdiskretes Modell des Kopfhörers

18

Vorwärtspfad (Feed Forward Path)

19

Rückkopplungspfad (Control Loop Path)

21

Anpassungseinheit

22 und 22'

Verarbeitungseinheit

23

Multiplikation

24

Rekursive Glättung, Tiefpassfilter

25

Division, Normalisierungs

26

Absolutwertbildung

27

Bandpassfilter

28

Eingang

29

Eingangsfilter

30

Ausgang

31

Ausgangsfilter

Claims (12)

1. Digitales Audiosignale verarbeitendes System für einen Kopfhörer (1) oder ein Hörgerät (1) zur Reduzierung des durch den Kopfhörer (1) oder das Hörgerät (1) erzeugten Okklusionseffekts, wobei der Kopfhörer (1) oder das Hörgerät (1) einen Lautsprecher (2) zur Abstrahlung akustischer Signale in einen Gehörgang (6) und wenigstens ein inneres Mikrofon (3) zur Aufnahme akustischer Signale aus dem Gehörgang (6) aufweist, und das System eingerichtet ist, ein von dem inneren Mikrofon (3) aufgenommenes Fehlersignal (e(n)) zu verarbeiten und ein Lautsprechersignal zur Ansteuerung des Lautsprechers (2) zu erzeugen, das ein in Abhängigkeit des Fehlersignals (e(n)) ermitteltes Kompensationssignal (u(n)) ist oder enthält, und wobei das System aufweist: - einen Feedback-Regler (15) zur digitalen Filterung eines Reglereingangssignals, welches das Fehlersignal (e(n)) ist oder enthält, wobei ein Reglerausgangssignal (u_k(n)) des Feedback-Reglers (15) mit wenigstens einem zeitvarianten Skalierungsfaktor (α(n)) gewichtet ist und das gewichtete Reglerausgangssignal (u_k(n)) das Kompensationssignal (u(n)) bildet oder zumindest anteilig mitbildet; - eine Anpassungseinheit (21) zur dynamischen Festlegung des Skalierungsfaktors (α(n)) in Abhängigkeit wenigstens eines ersten und eines zweiten Eingangssignals der Anpassungseinheit (21), wobei das erste Eingangssignal das Fehlersignal (e(n)) ist oder enthält und das zweite Eingangssignal ein aus dem Reglerausgangssignal (u_k(n)) ermitteltes erstes Zwischensignal (u_k'(n)) ist oder enthält, und wobei die Anpassungseinheit (21) eingerichtet ist, - ein Produkt aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal (u_k'(n), e(n)) zu bilden, - das Produkt in einer Glättungseinheit (24) rekursiv zu glätten, - das geglättete Produkt anschließend durch eine Division (25) durch einen Nenner zu normalisieren, und - das normalisierte Produkt auf einen positiven Wertebereich abzubilden, um den Skalierungsfaktor (α(n)) zu erhalten; - eine zwischen dem Feedback-Regler (15) und der Anpassungseinheit (21) liegende Verarbeitungseinheit (22) zur Bestimmung des Zwischensignals (u_k'(n)) aus dem Reglerausgangssignal (u_k(n)) oder aus einem dieses Reglerausgangssignal (u_k(n)) enthaltende Signal, wobei die Verarbeitungseinheit (22) eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher (2) zum inneren Mikrofon (3) beschreibende Übertragungsfunktion (Ĝ) besitzt; dadurch gekennzeichnet, dass die Anpassungseinheit (21) eingerichtet ist, den Nenner entweder aus einem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale (u_k'(n), e(n)) oder aus einem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale (u_k'(n), e(n)) zu bilden.
2. Digitales System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Abbildung auf den positiven Wertebereich durch eine Negierung des normalisierten Produktes und Addition des Werts 1 zu dem normalisierten und negierten Produkt gebildet ist.
3. Digitales System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die rekursive Glättung des Produkts und/ oder des Absolutbetrags des Produkts oder der Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale (u_k'(n), e(n)) durch eine Tiefpassfilterung (24) erfolgt.
4. Digitales System nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Nenner zusätzlich eine Konstante (ε) aufweist, die zu dem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale (u_k'(n), e(n)) oder zu dem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale (u_k'(n), e(n)) hinzuaddiert ist.
5. Digitales System nach einem der vorherigen Ansprüche für einen Kopfhörer (1) oder ein Hörgerät (1), das zusätzlich ein äußeres Mikrofon (4) zur Aufnahme akustischer Signal aus der Umgebung außerhalb des Gehörgangs (6) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass das System einen Vorwärtsfilter (16) aufweist, um ein von dem äußeren Mikrofon (4) aufgenommenes Außensignal (x(n)) oder ein dieses Außensignal (x(n)) enthaltendes Signal zu filtern und durch diese Filterung einen Vorwärts-Anteil (u_w(n)) zum Kompensationssignal (u(n)) zu erzeugen, der zu dem gewichteten Reglerausgangssignal (u_k(n)) addiert ist, um das Kompensationssignal (u(n)) zu erhalten oder zumindest anteilig zu bilden.
6. Digitales System nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine weitere Verarbeitungseinheit (22'), welcher der Vorwärts-Anteil (u_w(n)) oder ein diesen Anteil enthaltendes Summensignal zugeführt ist und welche eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher (2) zum inneren Mikrofon (3) beschreibende, negierte Übertragungsfunktion (-Ĝ) besitzt, um ein zweites Zwischensignal (ê(n)) zu erzeugen, wobei das Reglereingangssignal die Summe (ẽ(n)) aus dem Fehlersignal (e(n)) und dem zweiten Zwischensignal (ê(n)) ist oder enthält.
7. Digitales System nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten und/ oder dem zweiten Eingangssignal der Anpassungseinheit (21) ein Bandpassfilter (27) vorgeschaltet ist, um das Fehlersignal (e(n)) oder das das Fehlersignal (e(n)) enthaltende Signal (ẽ(n)), und/ oder das erste Zwischensignal (u_k'(n)) oder das das erste Zwischensignal (u_k'(n)) enthaltende Signal zu filtern.
8. Digitales System nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Bandpassfilter (27) einen Frequenzbereich von 20 Hz bis 200 Hz oder von 100 Hz bis 2 kHz aufweist.
9. Digitales System nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Eingang (28) für ein externes Nutzsignal (a(n)) und ein Eingangsfilter (29), dem das externe Nutzsignal (a(n)) zur Filterung zugeführt ist, um ein Audiosignal (a'(n)) zu erzeugen, das dem Vorwärts-Anteil (u_w(n)) oder dem Reglerausgangssignal (u_k(n)) hinzuaddiert ist.
10. Digitales System nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Ausgang (30) zur dortigen Bereitstellung eines Mikrofonsignals (v(n)) und ein mit diesem Ausgang (30) verbundenes Ausgangsfilter (31) aufweist, dem das Fehlersignal (e(n)) oder ein dieses enthaltendes Signal (ẽ(n)) zugeführt ist, um das Mikrofonsignal (v(n)) zu erzeugen.
11. Kopfhörer (1) oder Hörgerät (1) mit einem Lautsprecher (2) zur Abstrahlung akustischer Signale in einen Gehörgang (6) und wenigstens einem inneren Mikrofon (3) zur Aufnahme akustischer Signal aus dem Gehörgang (6), umfassend ein digitale Audiosignale verarbeitendes System nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
12. Verfahren zur digitalen Audiosignalverarbeitung für einen Kopfhörer (1) oder ein Hörgerät (1) zur Reduzierung des durch den Kopfhörer (1) oder das Hörgerät (1) erzeugten Okklusionseffekts, bei dem - ein Lautsprechersignal zur Ansteuerung eines Lautsprechers (2) des Kopfhörers (1) oder Hörgeräts (1) in Abhängigkeit eines von einem inneren Mikrofon (3) des Kopfhörers (1) oder Hörgeräts (1) erzeugten Fehlersignals (e(n)) ermittelt wird, wobei das Lautsprechersignal ein Kompensationssignal (u(n)) ist oder enthält, - ein Reglereingangssignal eines Feedback-Reglers (16) von diesem digital gefiltert wird, wobei das Reglereingangssignal das Fehlersignal (e(n)) ist oder enthält, - ein Reglerausgangssignal (u_k(n)) des Feedback-Reglers (16) mit einem zeitvarianten Skalierungsfaktor (α(n)) gewichtet wird und das gewichtete Reglerausgangssignal (u_k(n)) das Kompensationssignal (u(n)) bildet oder zumindest anteilig mitbildet, - der Skalierungsfaktor (α(n)) von einer Anpassungseinheit (21) in Abhängigkeit wenigstens eines ersten und eines zweiten Eingangssignals (u_k'(n), e(n)) der Anpassungseinheit (21) dynamisch festgelegt wird, wobei das erste Eingangssignal das Fehlersignal (e(n)) ist oder enthält und das zweite Eingangssignal ein aus dem Reglerausgangssignal (u_k(n)) ermitteltes Zwischensignal (u_k'(n)) ist oder enthält, - die Anpassungseinheit (21) - ein Produkt aus dem ersten und dem zweiten Eingangssignal (u_k'(n), e(n)) bildet, - das Produkt rekursiv glättet, - das geglättete Produkt anschließend durch eine Division (25) durch einen Nenner normalisiert, und - das normalisierte Produkt auf einen positiven Wertebereich abbildet, um den Skalierungsfaktor (α(n)) zu erhalten; - das Zwischensignal (u_k'(n)) von einer Verarbeitungseinheit (22) aus dem Reglerausgangssignal (u_k(n)) oder aus einem dieses enthaltende Signal ermittelt wird, wobei die Verarbeitungseinheit (22) eine die akustische Übertragungscharakteristik vom Lautsprecher (2) zum inneren Mikrofon (3) beschreibende Übertragungsfunktion (Ĝ) besitzt, dadurch gekennzeichnet, dass der Nenner aus einem rekursiv geglätteten Absolutbetrag des Produkts der Eingangssignale (u_k'(n), e(n)) oder aus einem Produkt der jeweils rekursiv geglätteten Absolutbeträge der einzelnen Eingangssignale (u_k'(n), e(n)) gebildet wird.

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