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Die vorliegende Erfindung betrifft Vorrichtungen zum Übertragen von Signalen zwischen einem Sender mit einem ersten Massepotential und einem Empfänger mit einem zweiten Massepotential.
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Stand der Technik
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Elektromotoren im Antriebsstrang elektrisch angetriebener Fahrzeuge werden in der Regel mit einer mehrphasigen Wechselspannung gespeist. Die elektrische Energie wird an Bord des Fahrzeugs von Batterien, Brennstoffzellen oder anderen Energiequellen meist als Gleichspannung zur Verfügung gestellt. Die mehrphasige Wechselspannung wird aus dieser Gleichspannung mit einem Inverter erzeugt. Dazu werden die Phasen der Wechselspannungsversorgung für den Elektromotor in schneller zeitlicher Taktung wechselweise mit dem Pluspol und dem Minuspol der Gleichspannungsquelle verbunden. Dies wird über eine Anordnung aus Schaltelementen in dem Inverter realisiert. Die
DE 10 2012 209 276 A1 offenbart einen Inverter auf der Basis von Halbleiter-Schaltelementen einschließlich einer Ansteuerschaltung für die Gates der Schaltelemente, die entsprechende Gatetreiber umfasst.
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Dabei werden die Gatetreiber der Schaltelemente, die zwischen den Minuspol der Gleichspannungsquelle und die Phasen der Wechselspannungsversorgung geschaltet sind, auch „Lowside“-Schaltelemente genannt, in der Regel mit einer gemeinsamen Gatetreiber-Spannungsversorgung versorgt. Das im Normalbetrieb des Inverters schnell getaktete Schalten der einzelnen Schaltelemente des Inverters induziert in parasitären Induktivitäten der elektrischen Verbindungsleitungen zwischen den Gleichspannungspotentialen und den Schaltelementen Spannungen, die zu einem Masseversatz zwischen den unterschiedlichen Gatetreibern führen, die den einzelnen Phasen der Wechselspannungsversorgung zugeordnet sind.
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In bestimmten Betriebssituationen müssen, insbesondere identische, Steuersignale für die „Lowside“-Schaltelemente schnell zwischen diesen „Lowside“-Schaltelementen übertragen werden. Ein Beispiel für solche Betriebssituationen sind Fehlerzustände, insbesondere eine Fehlfunktion des Inverters oder ein detektierter Kurzschluss im elektrischen Antriebsstrang, in denen die Phasen der Wechselspannungsversorgung mittels den „Lowside“-Schaltelementen mit einem „aktiven Kurzschluss“ durch den Inverter gegeneinander kurzgeschlossen werden. Um den dabei auftretenden Masseversatz zwischen den einzelnen „Lowside“-Gatetreibern, der kurzzeitig bis zu 200 V betragen kann, zu überwinden, kommen für die Signalübertragung zwischen den „Lowside“-Gatetreibern potentialtrennende Übertrager zum Einsatz.
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Offenbarung der Erfindung
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Im Rahmen der Erfindung wurde ein Koppler zur differentiellen Übertragung eines analogen, von mindestens einem Sender mit einem ersten Massepotential ausgehenden Signals über mindestens eine erste Signalleitung und eine zweite Signalleitung an einen Empfänger mit einem zweiten Massepotential entwickelt. Dieser Koppler weist eine Filteranordnung für die über die erste Signalleitung, bzw. über die zweite Signalleitung, übertragenen Anteile des Signals, auf. Dabei ist die Filteranordnung entweder potentialfrei, oder sie verwendet das zweite Massepotential, d.h., sie hat mit dem Empfänger das Massepotential gemeinsam. Die von der Filteranordnung gefilterten Anteile des Signals sind in einem Komparator zusammengeführt, um das dem Empfänger zuzuführende Signal zu bilden. Der Komparator verwendet das zweite Massepotential.
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Es wurde erkannt, dass auf diese Weise ein Masseversatz zwischen Sender und Empfänger ohne potentialtrennende Bauelemente überwunden werden kann. Stattdessen kann der Koppler mit einer Schaltung realisiert werden, die mit diskreten Bauelementen auskommt. Dies bewirkt einen wesentlichen Kostenvorteil, da potentialtrennende Bauelemente sehr teuer sind.
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Zugleich ist die differentielle Übertragung auch besonders gut geeignet, um Störungen, die durch den zeitlich ständig wechselnden Masseversatz in die Signalleitungen eingekoppelt werden, zu unterdrücken. Bei diesen Störungen handelt es sich nämlich im Wesentlichen um Gleichtaktstörungen. Indem die Verrechnung im Komparator die über beide Signalleitungen übertragenen Anteile des Signals voneinander subtrahiert, wird bereits ein großer Teil der Gleichtaktstörungen entfernt. Dies senkt die Anforderungen an die vorgeschaltete Filteranordnung, die wiederum deren Zeitkonstante und damit die mögliche Geschwindigkeit der Signalübertragung bestimmen. Gerade bei der Übertragung sicherheitsrelevanter Steuersignale, etwa für den aktiven Kurzschluss, ist die Verzögerungszeit eine wichtige Kenngröße. So wäre es prinzipiell zwar möglich, mit einer einfachen RC-Filterschaltung sowohl den Masseversatz zu überwinden als auch die durch Änderungen des Masseversatzes auf das Signal aufgeprägten Störungen zu unterdrücken, ohne zu einer differentiellen Übertragung zu greifen. Dazu müsste die RC-Filterschaltung aber eine Zeitkonstante in der Größenordnung von 20 µs haben, was für viele sicherheitsrelevante Anwendungen bereits zu langsam ist. Mit differentieller Übertragung sind wesentlich schnellere Zeitkonstanten nutzbar.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Filteranordnung eine Gleichtaktdrossel. In der Gleichtaktdrossel werden die über beide Signalleitungen übertragenen Anteile des Signals auf gegenläufig gewickelten Magnetspulen geführt, so dass sich die Magnetfelder der in beiden Signalanteilen enthaltenen Gleichtaktstörungen gegenseitig aufheben und die Gleichtaktstörungen somit induktiv gedämpft werden. Die Zeitkonstante ist hier nur durch die Grenzfrequenz des Kerns begrenzt, auf den beide Magnetspulen gewickelt sind.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Filteranordnung ein erstes Tiefpassfilter für den über die erste Signalleitung übertragenen Anteil des Signals und ein zweites Tiefpassfilter für den über die zweite Signalleitung übertragenen Anteil des Signals. Diese Tiefpassfilter können beispielsweise als RC-Filter ausgebildet sein, wobei wesentlich schnellere Zeitkonstanten möglich sind als bei nicht differentieller Übertragung. Beispielsweise können die Tiefpassfilter Zeitkonstanten von höchstens 5 µs, bevorzugt von höchstens 2 µs, aufweisen. Diese Zeitkonstanten sind immer noch langsamer als für eine Gleichtaktdrossel. Dafür ist eine Realisierung mit Tiefpassfiltern kleiner und billiger zu bauen, da kein Magnetkern benötigt wird.
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Der Masseversatz zwischen dem ersten Massepotential und dem zweiten Massepotential kann dazu führen, dass der Komparator in dem Sinne belastet wird, dass an seinen Eingängen nicht spezifikationskonforme Spannungen anliegen. Daher umfasst der Koppler in einer weiteren besonders vorteilhaften Ausgestaltung mindestens ein Verpolschutzelement, welches zur Ableitung einer an mindestens einer Signalleitung anliegenden Spannung, die außerhalb der Spezifikation mindestens eines Eingangs des Komparators liegt, weg von diesem Eingang ausgebildet ist. Auf diese Weise kann insbesondere eine vorzeitige Abnutzung von Komparatoren auf Halbleiterbasis vorteilhaft vermieden werden.
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Hierzu kann das Verpolschutzelement beispielsweise eine in Sperrrichtung zwischen zwei vorgegebene Potentiale geschaltete Reihenschaltung zweier Dioden umfassen. Der geschützte Eingang des Komparators ist dann mit der Verbindung zwischen beiden Dioden in der Reihenschaltung verbunden. Mit den vorgegebenen Potentialen kann dann der Bereich der Spannungen eingestellt werden, die am Eingang des Komparators anliegen dürfen. Wenn an der Signalleitung eine Spannung anliegt, die tiefer als das tiefere vorgegebene Potential oder höher als das höhere vorgegebene Potential ist, wird diese Spannung über die zu dem jeweiligen Potential führende Diode abgeleitet. Die beiden vorgegebenen Potentiale dienen insofern als „Ladungssenken“.
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Bevorzugt sind auch die Eingangsbauelemente der Filteranordnung hinreichend spannungs- und pulslastfest ausgelegt, um die Störungen durch den sich zeitlich ändernden Masseversatz aufzunehmen. Dies betrifft beispielsweise bei einer Gleichtaktdrossel die Dimensionierung des Leiterquerschnitts beider gegenläufiger Wicklungen sowie die Spannungsfestigkeit der jeweiligen Isolation. Bei einem als RC-Filter realisierten Tiefpassfilter wird hauptsächlich der Widerstand beansprucht.
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Die Erfindung bezieht sich auch auf ein System zur differentiellen Übertragung eines analogen, von mindestens einem Sender mit einem ersten Massepotential ausgehenden Signals über mindestens eine erste Signalleitung und eine zweite Signalleitung an einen Empfänger mit einem zweiten Massepotential. Dieses System umfasst zusätzlich zu dem beschriebenen Koppler einen ersten, invertierenden Verstärker, der aus dem Signal des Senders den über die erste Signalleitung übertragenen Anteil des Signals bildet, sowie einen zweiten, nicht invertierenden Verstärker, der aus dem Signal des Senders den über die zweite Signalleitung übertragenen Anteil des Signals bildet. Die Verstärker verwenden das erste Massepotential, d.h., sie haben mit dem Sender das Massepotential gemeinsam.
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Die Verstärker können nicht nur aus einem einzigen Signal des Senders das differentielle Signalpaar erzeugen, sondern auch die Amplituden der über die beiden Signalleitungen übertragenen Signalanteile anheben. Auf diese Weise kann das Signal-Rausch-Verhältnis weiter verbessert werden.
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Dabei können durch den Masseversatz die Ausgänge der Verstärker dahingehend belastet werden, dass dort über die Signalleitungen Spannungen außerhalb der jeweiligen Spezifikation angelegt werden. Bei Verstärkern, die auf der Basis von Halbleitern realisiert sind, können sich hierdurch die Halbleiter vorzeitig abnutzen. Daher ist in einer weiteren besonders vorteilhaften Ausgestaltung mindestens ein Verpolschutzelement vorgesehen, welches dazu ausgebildet ist, eine an mindestens einer Signalleitung anliegende Spannung, die außerhalb der Spezifikation des Ausgangs des invertierenden und/oder nicht invertierenden Verstärkers liegt, von diesem Ausgang fernzuhalten. Dabei kann das Verpolschutzelement insbesondere beispielsweise eine zwischen den Ausgang des invertierenden, bzw. nicht invertierenden, Verstärkers und die erste, bzw. zweite, Signalleitung geschaltete Diode umfassen.
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Wie zuvor erläutert, ist eine wichtige Nutzanwendung des beschriebenen Kopplers und des beschriebenen Systems die Signalübertragung zwischen mehreren Schaltelementen eines Inverters, die unterschiedlichen Phasen der vom Inverter gespeisten Wechselspannungsversorgung zugeordnet sind. Daher bezieht sich die Erfindung auch auf einen Spannungswandler zur Wandlung zwischen einer Gleichspannung an einem Gleichspannungstor und einer mehrphasigen Wechselspannung an einem Wechselspannungstor. Dieser Spannungswandler umfasst eine Anordnung aus Schaltelementen, über die jede Phase des Wechselspannungstors wahlweise mit dem Pluspol oder mit dem Minuspol des Gleichspannungstors verbindbar ist. Zur Übertragung eines Steuersignals, zwischen einem ersten Gatetreiber, welcher dem ersten Schaltelement der Anordnung zugeordnet ist und einem zweiten Gatetreiber, welcher einem zweiten Schaltelement zugeordnet ist, welches einer anderen Phase des Wechselspannungstors (102) zugeordnet ist, ist der zuvor beschriebene Koppler, und/oder das zuvor beschriebene System, vorgesehen.
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Insbesondere sind dieser Koppler und/oder das zuvor beschriebene System eine sekundäre Ansteuerung der Gatetreiber der Schaltelemente, insbesondere der „Lowside“-Schaltelemente. Diese sekundäre Ansteuerung wird lediglich in den beschriebenen bestimmten Betriebssituationen eingesetzt. Mittels dieser gegen Masseversätze robusten, sicheren sekundären Signalübertragung wird ein sicherer Betrieb der Wechselspannungsversorgung gewährleistet, da ein ungewolltes identisches Signal an den „Lowside“-Schaltelementen sowohl zu ungewollten Drehmomentänderungen der elektrischen Maschine als auch zu Kurzschlüssen zwischen den Gleichspannungspotentialen und damit zu Fehlfunktionen einer angeschlossenen elektrischen Maschine oder zur Zerstörung der Wechselspannungsversorgung führt. Bevorzugt werden bei dem normalen Betrieb der Wechselspannungsversorgung die Highside- und die „Lowside“-Schaltelemente mittels einer primären Ansteuerung angesteuert. Bevorzugt ist somit die sekundäre Ansteuerung der Schaltelemente eine zusätzliche Ansteuerung zu der primären Ansteuerung. Die primäre Ansteuerung ist bevorzugt als eine der bekannten Ansteuerschaltungen zur Ansteuerung der Schaltelemente eines Spannungswandlers ausgeführt. Auf diese Weise können die Steuersignale auch dann schnell und ungestört zwischen den Schaltelementen, oder den Gatetreibern der Schaltelemente, übertragen werden, wenn es einen Masseversatz zwischen den Schaltelementen, oder den Gatetreibern, gibt.
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Dabei kann der Spannungswandler insbesondere als Inverter betrieben werden, wobei unabhängig davon, ob eine Gleichspannung in eine Wechselspannung umgewandelt wird oder umgekehrt, die gleiche Wirkung erzielt wird. Wenn der Inverter im elektrischen Antriebsstrang eines Fahrzeugs eingesetzt ist, kann sich die Betriebsrichtung während der Fahrt auch ändern. So kann beispielsweise der Elektromotor beim Bremsen in den generatorischen Betrieb übergehen und Energie zurück in die Traktionsbatterie des Fahrzeugs einspeisen.
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Beispielsweise hat ein B6-Inverter drei „Highside“-Schaltelemente, über die jeweils eine Phase des Wechselspannungstors mit dem Pluspol des Gleichspannungstors verbindbar ist, und drei „Lowside“-Schaltelemente, über die jeweils eine Phase des Wechselspannungstors mit dem Minuspol des Gleichspannungstors verbindbar ist. Wenn als Schaltelemente Leistungshalbleiter, wie IGBTs oder MOSFETs, verwendet werden, ist bei den „Highside“-Schaltelementen jeweils der Kollektor, bzw. der Drain-Anschluss, ständig mit dem Pluspol des Gleichspannungstors verbunden. Bei den „Lowside“-Schaltelementen ist jeweils der Emitter, bzw. der Source-Anschluss, ständig mit dem Minuspol des Gleichspannungstors verbunden.
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Aufgrund der im Betrieb der Wechselspannungsversorgung zwischen HV+ und HV- springenden Phasenpotentiale, die gleichzeitig das Bezugspotential für die jeweiligen Gatetreiber darstellen, werden für eine sichere Ansteuerung der „Highside“-Schalter die Gatetreiber dieser Schaltelemente mit einer jeweils unabhängigen Spannungsversorgung, insbesondere je zugeordneter Phase, versorgt. Für eine sichere Ansteuerung der „Lowside“-Schalter können die Gatetreiber dieser Schaltelemente hingegen mit einer gemeinsamen Spannungsversorgung versorgt werden, da deren Bezugspotential das statisch als konstant anzunehmende Minuspotential des Gleichspannungsspannungstors ist. Aufgrund der schnellen Schaltvorgänge der „Lowside“-Schaltelemente bei dem Betrieb der Wechselspannungsversorgung werden in den Verbindungen zwischen den „Lowside“-Schaltelementen und dem Minuspol des Gleichspannungstors Spannungen induziert, die zu einem transienten Masseversatz zwischen den „Lowside“-Gatetreibern führen.
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Indem trotz des Masseversatzes, welcher insbesondere in einer oben beschriebenen bestimmten Betriebssituation besonders groß ist, mit dem beschriebenen Koppler bzw. System eine sichere und schnelle Signalübertragung bereitgestellt wird, kann somit ein verbesserter Inverter realisiert werden. Dabei können gleichzeitig die Anforderungen beispielsweise in Bezug auf die Geschwindigkeit, mit der im Fehlerfall ein aktiver Kurzschluss eingestellt werden kann, eingehalten werden. Eine Signalübertragung mit einem potentialtrennenden Bauelement, und ein Verzicht auf die gemeinsame Versorgung der „Lowside“-Schaltelemente, wären aufwändigere Alternativen, insbesondere bezüglich benötigte Anzahl an Bauelementen, Bauraum und Gewicht zur Erzielung der geforderten Geschwindigkeit.
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Die Vorteile des beschriebenen Kopplers, bzw. des beschriebenen Systems, sind nicht auf Wechselspannungsversorgungen, beispielsweise Inverter, beschränkt, sondern zeigen sich beispielsweise auch in anderen Geräten, in denen Leistungshalbleiter anzusteuern sind, wie etwa in DC-DC-Wandlern. Der Masseversatz durch das Induzieren von Spannungen an parasitären Induktivitäten ist jedoch bei einem Inverter mit einem mehrphasigen Wechselspannungstor besonders ausgeprägt.
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Weitere, die Erfindung verbessernde Maßnahmen werden nachstehend gemeinsam mit der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand von Figuren näher dargestellt.
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Figurenliste
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Es zeigt:
- 1 Blockschaltbild eines beispielhaften Systems 50 mit Koppler 1;
- 2 Beispielhafter Schaltplan für die Realisierung des in 1 gezeigten Systems 50 mit Koppler 1;
- 3 Beispielhafter Spannungswandler 100.
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Nach 1 ist ein Signal 3 von einem Sender 2 mit einem ersten Massepotential 2a zu einem Empfänger 5 mit einem zweiten Massepotential 5a zu übertragen. Zu diesem Zweck enthält das System 50 einen invertierenden Verstärker 10a, an dessen Ausgang 10a' ein erster Anteil 3a des Signals 3 ausgegeben wird, sowie einen nicht invertierenden Verstärker 10b, an dessen Ausgang 10b' ein zweiter Anteil 3b des Signals 3 ausgegeben wird. Beide Verstärker 10a und 10b verwenden das erste Massepotential 2a, d.h., sie haben dieses mit dem Sender 2 gemeinsam.
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Die Anteile 3a und 3b des Signals 3 werden über Signalleitungen 4a und 4b zum Koppler 1 übertragen, der das dem Empfänger 5 zuzuführende Signal 8 erzeugt. Der Koppler 1 enthält eingangsseitig eine Filteranordnung 6. Die Filteranordnung 6 umfasst in diesem Beispiel ein erstes Tiefpassfilter 6a für den über die erste Signalleitung 4a übertragenen Anteil 3a des Signals 3, sowie ein zweites Tiefpassfilter 6b für den über die zweite Signalleitung 4b übertragenen Anteil 3b des Signals 3. Beide Filter verwenden das zweite Massepotential 5a, d.h., sie haben dieses mit dem Empfänger 5 gemeinsam.
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Die von den Filtern 6a und 6b gefilterten Anteile 3a', 3b' des Signals 3 werden den Eingängen 7a, bzw. 7b, des Komparators 7 zugeführt. Der Komparator 7 subtrahiert die Anteile 3a' und 3b' voneinander und bildet aus dem Ergebnis das dem Empfänger 5 zuzuführende Signal 8. Der Komparator verwendet das Massepotential 5a des Empfängers 5.
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2 zeigt eine beispielhafte schaltungstechnische Realisierung des in 1 gezeigten Systems 1. Hier sind einige Details sichtbar, die in 1 der Übersichtlichkeit halber weggelassen wurden. So sind die Ausgänge 10a', 10b' der Verstärker 10a, 10b mit einem Verpolschutzelement 11, das in diesem Beispiel zwei Dioden umfasst, vor Überspannungen auf den Signalleitungen 4a und 4b geschützt. Analog sind die beiden Eingänge 7a und 7b des Komparators 7 durch Verpolschutzelemente 9 geschützt, die jeweils eine Reihenschaltung aus zwei Dioden 9c und 9d zwischen dem zweiten Massepotential 5a=9a und einem weiteren positiven Potential 9b enthalten. Der jeweilige Eingang des Komparators 7a, 7b ist jeweils mit der Verbindung zwischen beiden Dioden 9c, 9d in der Reihenschaltung verbunden. Wenn die jeweilige Spannung den Bereich zwischen den Potentialen 9a und 9b verlässt, wird sie abgeleitet, so dass der Komparator 7 nicht belastet wird.
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In 2 ist weiterhin ersichtlich, dass der Komparator 7 neben dem integrierten Baustein mit den Eingängen 7a und 7b noch eine dem Ausgang dieses Bausteins nachgeschaltete Beschaltung aufweist. Diese Beschaltung stellt sicher, dass das dem Empfänger 5 zugeführte Signal 8 in dem Spannungsbereich liegt, den der Empfänger 5 erwartet.
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Innerhalb des Kopplers 1 tritt weiterhin zu Tage, dass die Tiefpassfilter 6a und 6b in der Filteranordnung 6 jeweils als RC-Filter realisiert sind. Weiterhin sind die Unterschiede zwischen dem invertierenden Verstärker 10a und dem nicht invertierenden Verstärker 10b erkennbar. Beide Verstärker 10a und 10b sind hier mit Transistorstufen aufgebaut. Es können jedoch ebenso auch fertige Operationsverstärker verwendet werden, von denen beispielsweise mehrere in einem integrierten Schaltkreis zusammengefasst sein können.
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3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines als Inverter ausgebildeten Spannungswandlers 100 mit einem Gleichspannungstor 101 und einem Wechselspannungstor 102. Der Spannungswandler 100 ist dazu ausgebildet, durch zeitliche Taktung der Schaltelemente 103a-103f die am Gleichspannungstor 101 anliegende Zwischenkreisspannung UZK in eine mehrphasige Wechselspannung am Wechselspannungstor 102 umzuwandeln, damit diese einen Strom Is durch Statorwicklungen eines in 3 nicht eingezeichneten Elektromotors treibt.
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Ansteuerschaltungen, insbesondere Gatetreiber, zur Ansteuerung der Gates der Schaltelemente 103a-103f sind in 3 der Übersichtlichkeit halber ebenfalls nicht eingezeichnet. Insbesondere werden die Ansteuerschaltungen der „Highside“-Schaltelemente 103a, 103c und 103e unabhängig voneinander von getrennten Spannnugsversorgungen versorgt. Die Ansteuerschaltungen der „Lowside“-Schaltelemente 103b, 103d und 103f werden von einer gemeinsamen Spannungsversorgung, einer gemeinsamen Gatetreiber-Spannungsversorgung, versorgt. Dies kann in einem Fehlerfall zu besonders hohen Masseversätzen zwischen den „Lowside“-Schaltelemente 103b, 103d und 103f, insbesondere den Ansteuerschaltungen der „Lowside“-Schaltelemente 103b, 103d und 103f, führen. Um fehlerhaftes Ansprechen der Signalübertragung zwischen den „Lowside“-Schaltelemente 103b, 103d und 103f, insbsondere den Ansteuerschaltungen der „Lowside“-Schaltelemente 103b, 103d und 103f, zu verhindern ist es erforderlich, ein Steuersignal 3 sicher von einem als Sender 2 fungierenden „Lowside“-Schaltelement 103b auf die anderen beiden, als Empfänger 5 fungierenden, „Lowside“-Schaltelemente 103d und 103f mittels des Kopplers in dem System des Spannungswandlers zu übertragen. Das unabhängige schnelle Takten der Schaltelemente 103b, 103d, 103f im Normalbetrieb der Wechselspannungsversorgung hat zur Folge, dass in den unvermeidlichen parasitären Induktivitäten Lp in den jeweiligen Verbindungen zum Minuspol des Gleichspannungstors 101 Spannungen induziert werden und zu einem Masseversatz zwischen den „Lowside“-Schaltelementen 103b, 103d, 103f, insbesondere den Ansteuerschaltungen der „Lowside“-Schaltelemente 103b, 103d und 103f, führen. Trotz des Masseversatzes erfolgt eine gewünschte Übertragung des Steuersignals 3 mittels des Systems 50 mit integriertem Koppler 1. Die Anordnung oder Platzierung der Systeme 50 in 3 ist rein schematisch. In der Realität wird das System 50 so nah wie möglich am jeweiligen Empfänger 5 positioniert.
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Die parasitären Induktivitäten Lp sind in analoger Form auch in den Verbindungen zwischen den „Highside“-Schaltelementen 103a, 103c, 103e einerseits und dem Pluspol des Gleichspannungstors 101 andererseits präsent. Dies ist jedoch in 3 nicht eingezeichnet, da die Wirkung der hier induzierten Spannungen durch die unabhängige Versorgung der „Highside“-Schaltelemente 103a, 103c, 103e abgefangen wird.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102012209276 A1 [0002]
