DE102015202370A1

DE102015202370A1 - Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen

Info

Publication number: DE102015202370A1
Application number: DE102015202370.2A
Authority: DE
Inventors: Alfons Lechner; Siegfried Mayer; Horst Werni; Olaf Busse; Christof Schwarzfischer
Original assignee: Osram GmbH
Current assignee: Osram GmbH
Priority date: 2015-02-10
Filing date: 2015-02-10
Publication date: 2016-08-11
Also published as: US10219334B2; US20180035499A1; EP3257328B1; EP3257328A1; WO2016128206A1; KR20170100616A

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen, die permanent mit der Netzspannung verbunden ist, und einen Eingang zum Steuern aufweist. Das bekannte Problem des Glimmens der Halbleiterlichtquellen im ausgeschalteten Zustand wird dabei erfindungsgemäß soweit verringert, dass es praktisch nicht mehr wahrnehmbar ist.

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen aufweisend einen Leistungseingang zum Eingeben einer Eingangswechselspannung, einen Ausgang, mit einem ersten Ausgangsanschluss und einem zweiten Ausgangsanschluss, der zum Anschließen eines Halbleiterlichtquellenstranges eingerichtet ist, einen Steuereingang zum Steuern der Funktion der Schaltungsanordnung mit einem Steuersignal, eine Gleichrichterschaltung zum Umwandeln der Eingangswechselspannung in eine gleichgerichtete Spannung, und eine Wandlerschaltung zum Umformen der gleichgerichteten Spannung in einen für die Halbleiterlichtquellen geeigneten Strom.
Hintergrund
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Moderne Schaltungsanordnungen zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen werden oftmals nicht in klassischer Weise geschaltet, so dass sie durch Einschalten der Netzspannung eingeschaltet werden und durch Wegschalten der Netzspannung abgeschaltet werden, sondern sie sind permanent mit der Netzspannung verbunden und werden über einen Datenbus wie z.B. einen DALI-Bus geschaltet. Die Tatsache, dass sie damit permanent mit der Netzspannung verbunden sind wirft ein im Stand der Technik bekanntes Problem auf. Durch parasitäre Kapazitäten kann die Netzwechselspannung in den Halbleiterlichtquellen einen kleinen Strom verursachen, der die Halbleiterlichtquellen zumindest zum Teil aufglimmen lässt. Dieses Glimmen kann vor allem bei dunkler Umgebung deutlich wahrgenommen werden und ist unerwünscht. Der das Glimmen der Halbleiterlichtquellen verursachende Strom wird im Folgenden als Glimmstrom I_G bezeichnet. Aus dem Stand der Technik sind Maßnahmen bekannt, die das Glimmen der Halbleiterlichtquellen bei abgeschalteter Schaltungsanordnung abmildern sollen.
2 zeigt eine trotz abgeschalteter Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen am LED-Strang 55 anliegende Spannung U_EWN, die zum Glimmen der LEDs 5 im LED-Strang 55 führt. Diese Spannung fließt über parasitäre Kapazitäten in den Leuchtdiodenstrang 55 ohne dass die Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen aktiv in Betrieb ist. Diese Spannung kann einen kleinen Strom in den Leuchtdioden 5 induzieren (typischer Wert 500µA–1000µA), der diese zum Glimmen bringt. Ein Glimmen der Leuchtdioden 5 ist zumindest bei Dunkelheit schon bei einem Leuchtdiodenstrom von 1 µA sichtbar.
So ist aus 3 eine bekannte Maßnahme zu entnehmen, das Glimmen der Halbleiterlichtquellen zu reduzieren.
3 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik, die das Glimmen der LEDs 5 bereits reduziert. Die 3 zeigt den Ausgangsteil der Schaltungsanordnung im abgeschalteten Zustand, wenn die Halbleiterlichtquellen glimmen. Die beiden Ausgangsleitungen LED+ und LED– sind dabei eingangsseitig kurzgeschlossen, da für die treibende Spannung U_EWN die Beschaltung der Schaltungsanordnung an dieser Stelle wie ein Kurzschluss wirkt.
Aus dem Stand der Technik ist es bekannt, dass zwischen einem Gleichspannungswandler und dem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung eine Diode 1 seriell geschaltet ist. Diese reduziert den Glimmstrom schon erheblich, da praktisch kein Strom mehr in Sperrrichtung der Diode fließen kann. Die Diode muss für diese Aufgabe geeignet sein, und eine möglichst kleine parasitäre Kapazität aufweisen.
Im Leuchtdiodenstrang 55 ist antiparallel zu jeder Leuchtdiode 5 eine Schutzdiode 7 geschaltet, die die Leuchtdiode 5 vor zu hohen Sperrspannungen schützen soll. Leuchtdioden sind ja bekanntlich sehr empfindlich gegenüber hohen Sperrspannungen und können dadurch leicht zerstört werden. Daher ist in praktisch jedem kommerziellen Leuchtdiodenpackage eine Schutzdiode 7 zu dem LED-Chip 5 antiparallel geschaltet. Moderne Leuchtdioden sind Hochleistungsbausteine, die aufgrund der hohen umgesetzten Leistung viel Abwärme produzieren. Daher sind diese Bausteine üblicherweise auf sogenannten Metallkernplatinen appliziert. Das sind Leiterplatten, welche im Wesentlichen aus einem thermisch gut leitenden Metallblech, meistens Aluminium oder Kupfer, bestehen. Auf dieses Blech ist eine sehr dünne Isolationsschicht aufgebracht, auf der wiederum die bekannten Leiterbahnen appliziert sind. Aufgrund der geringen Dicke der Isolationsschicht ist die thermische Wärmeleitung zum Metallkern, also dem Metallblech sehr gut. Damit kann die an den Leuchtdioden 5 anfallende Wärme sehr gut abgeleitet werden. Dieser thermische Vorteil birgt aber auch einen elektrischen Nachteil mit sich: Aufgrund der geringen Dicke der Isolationsschicht wirkt die gesamte Anordnung wie ein Kondensator, und zwar wie ein Y-Kondensator, da das Metallblech in den meisten Anordnungen geerdet ist. Diese parasitären Kapazitäten sind in dem Schaltbild der 3 als Kondensatoren 9 dargestellt. Über diese Kondensatoren 9 kann auch im ausgeschalteten Zustand der Schaltungsanordnung ein Glimmstrom nach Erde fließen.
Um den Glimmstrom durch den Leuchtdiodenstrang 55 weiter zu reduzieren ist zwischen den Gleichspannungswandler und den Ausgangsanschluss 124 ein MOS-FET S1 geschaltet, welcher während des Betriebs der Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen eingeschaltet ist, und bei abgeschalteter Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen ebenfalls abgeschaltet ist. Dieser MOS-FET S1 unterbindet auch noch den Glimmstrom in Flussrichtung der Leuchtdioden 5. Die in 3 dargestellte Diode 3 ist die Bodydiode des MOS-FETs S1. Parallel zur Drain-Source-Strecke des MOS-FETs S1 ist ein Varistor 13 geschaltet, um den MOS-FET S1 vor Überspannungspulsen zu schützen. Zwischen den MOS-FET S1 und den Ausgangsanschluss 124 ist ein Y-Kondensator 11 gegen Erde geschaltet, der das Glimmen der Leuchtdioden 5 ebenfalls reduziert.
Aber auch diese bekannte Schaltungsanordnung zeigt weiterhin einen wenn auch schwachen Glimmstrom I_G durch die Leuchtdioden 5. Dieser ist hauptsächlich bedingt durch die Drain-Source Kapazität des MOSFET-Schalters S1 und auch durch den trotz sorgfältiger Auswahl recht niedrigen Widerstandswert und hohen Kapazitätswert des Varistors 13, der auch bei einer niedrigen an ihm anliegenden Spannung einen recht niedrigen Widerstandswert und eine recht hohe parasitäre Kapazität aufweist. Technologiebedingt ist die Kennlinie erhältlicher Varistoren nur bedingt für die vorliegende Anwendung geeignet.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen anzugeben, bei denen der Glimmstrom weiter reduziert wird, so dass er auch bei dunklem Umfeld nicht mehr wahrnehmbar ist.
Darstellung der Erfindung
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen aufweisend einen Leistungseingang zum Eingeben einer Eingangswechselspannung, einen Ausgang, mit einem ersten Ausgangsanschluss und einem zweiten Ausgangsanschluss, der zum Anschließen eines Halbleiterlichtquellenstranges eingerichtet ist, einen Steuereingang zum Steuern der Funktion der Schaltungsanordnung mit einem Steuersignal, eine Gleichrichterschaltung zum Umwandeln der Eingangswechselspannung in eine gleichgerichtete Spannung, eine Wandlerschaltung zum Umformen der gleichgerichteten Spannung in einen für die Halbleiterlichtquellen geeigneten Strom, einen zwischen der Wandlerschaltung und dem Ausgang angeordneten ersten Schalter zum Schalten des Stromes durch die Halbleiterlichtquellen, eine zwischen dem ersten Schalter und dem Ausgang oder zwischen der Wandlerschaltung und dem ersten Schalter angeordnete erste Diode. Durch die serielle Verschaltung des ersten Schalters und der Diode wird ein Vierquadrantenschalter geschaffen, der Glimmströme durch den Halbleiterlichtquellenstrang vorteilhaft wirksam vermindern kann. Da die Diode 15 kleine parasitäre Kapazitäten aufweist, ist der Glimmstrom in Sperrichtung der Diode stark reduziert, und der Glimmstrom in Flussrichtung der Diode wird durch den ersten Schalter reduziert.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung einen zweiten Schalter auf, der zwischen der Wandlerschaltung und dem ersten Ausgangsanschluss angeordnet ist, wobei der erste Schalter zwischen der Wandlerschaltung und dem zweiten Ausgangsanschluss angeordnet ist. Der zweite Schalter kann vorteilhaft den Glimmstrom durch den Leuchtdiodenstrang weiter reduzieren.
In einer anderen Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung eine zweite Diode auf, die zwischen der Wandlerschaltung und dem ersten Ausgangsanschluss angeordnet ist, wobei der erste Schalter zwischen der Wandlerschaltung und dem zweiten Ausgangsanschluss angeordnet ist. Die zweite Diode dient ebenfalls Vorteilhaft der Reduzierung des Glimmstromes.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist der zweite Schalter ein MOS-FET, und die zweite Diode ist die Bodydiode des MOS-FETs. Dies hat den Vorteil, dass der Glimmstrom reduziert und gleichzeitig die Effizienz verbessert werden kann, da die Bodydiode die an dieser Stelle dort sonst vorhandene Diode ersetzt und bei eingeschaltetem Transistor die Verlustleistung in der Diode wegfällt.
In einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist eine Parallelschaltung eines ersten Y-Kondensators und eines ersten Widerstandes zwischen Erdpotential und einen Anschluss des ersten Schalters geschaltet. Die Parallelschaltung des ersten Y-Kondensators und des ersten Widerstandes hebt das Potential des Anschlusses des ersten MOS-FET Schalters auf ein höheres Niveau, so dass dessen parasitäre Kapazität sinkt, was vorteilhaft eine Reduzierung des Glimmstromes nach sich zieht.
In einer anderen Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist vorteilhaft eine Serienschaltung eines Varistors und eines spannungsabhängigen Schaltelementes parallel zum ersten Schalter geschaltet. Dies bewirkt eine weitere Reduzierung des Glimmstromes gegenüber der aus dem Stand der Technik bekannten Ausführungsform eines parallelen Varistors, da durch das spannungsabhängige Schaltelement die recht niedrige Impedanz des Varistors nicht zum tragen kommt, und der Glimmstrom durch den Varistor stark zurückgeht.
In einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist eine Parallelschaltung eines zweiten Y-Kondensators und eines zweiten Widerstandes zwischen Erdpotential und einen Anschluss des zweiten Schalters geschaltet. Die Parallelschaltung des zweiten Y-Kondensators und des zweiten Widerstandes hebt das Potential des Anschlusses des zweiten MOS-FET Schalters auf ein höheres Niveau, so dass dessen parasitäre Kapazität sinkt, was vorteilhaft eine Reduzierung des Glimmstromes nach sich zieht.
In einer weiteren Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist eine Serienschaltung eines zweiten Varistors und eines zweiten spannungsabhängigen Schaltelementes parallel zum zweiten Schalter geschaltet. Dies bewirkt eine weitere Reduzierung des Glimmstromes gegenüber der aus dem Stand der Technik bekannten Ausführungsform eines parallelen Varistors, da durch das spannungsabhängige Schaltelement die recht niedrige Impedanz des Varistors nicht zum tragen kommt, und der Glimmstrom durch den Varistor damit stark zurückgeht.
In einer anderen Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist das spannungsabhängige Schaltelement ein SIDAC. SIDACS sind recht kostengünstige Bauteile, die sich für den Einsatz an dieser Stelle sehr gut eignen.
In einer anderen Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist das spannungsabhängige Schaltelement eine TVS-Diode. Auch diese Bauteile eignen sich für die angestrebte Verwendung, wobei sie höhere Ströme und Energien als SIDACS tragen können.
In einer anderen Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist das spannungsabhängige Schaltelement eine Funkenstrecke. Funkenstrecken sind besonders schnell und robust und damit für die angestrebte Verwendung sehr geeignet, haben aber Kostennachteile.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung weist die Wandlerschaltung eine Halbbrücke aus zwei Transistoren auf, wobei der obere Brückentransistor mit einer Treiberschaltung angesteuert wird, und der zweite Schalter dabei ausführungsgemäß über dieselbe Treiberschaltung angesteuert wird. Dies spart vorteilhaft eine weitere Treiberschaltung und damit Kosten.
In einer weiteren Ausführungsform der Schaltungsanordnung wird der zweite Schalter über die Treiberschaltung, eine Diode und eine Abtast-Halte-Schaltung angesteuert. Die Abtast-Halte-Schaltung bewirkt besonders vorteilhaft die angestrebte Schaltmimik des zweiten Schalters, wobei die Diode die notwendige Gleichrichtung vornimmt.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
1 ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen,
2 eine trotz abgeschalteten LED-Moduls am LED-Strang anliegende Spannung, die zum Glimmen der LEDs 5 im LED-Strang 55 führt,
3 eine Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik, die das Glimmen der LEDs 5 reduziert,
4 die Darstellung einer parasitären Spannung U_GP, die einen Glimmstrom I_G in den LEDs 5 induziert,
5 die Wirkung eines Widerstandes 10 parallel zum Y-Kondensator 11, die eine Reduzierung des Glimmstromes I_G zur Folge hat,
6 ein Diagramm der parasitären Kapazität Coss eines MOS-Fets über der Drain-Source-Spannung VDS des MOS-FETs,
7 eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Reduzierung des Glimmens eines LED-Stranges,
8 eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Reduzierung des Glimmens eines LED-Stranges,
9 eine Ansteuerschaltung für einen MOS-FET der zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Reduzierung des Glimmens eines LED-Stranges.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
1 zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen. Die Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen weist einen Eingang 110 zum Eingeben einer Eingangswechselspannung U_E auf. Die Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen ist permanent mit dieser Eingangswechselspannung U_E verbunden und wird mittels eines Steuereinganges 130 ein- und ausgeschaltet. Über den Steuereingang 130 können auf einem Bus ST neben Schaltbefehlen z.B. auch Dimmbefehle an die Schaltungsanordnung 100 übertragen werden. Der Eingang 110 ist mit einer Gleichrichterschaltung 140 verbunden, die die Eingangswechselspannung U_E in eine Gleichspannung umwandelt. Die Gleichspannung wird in einen Gleichspannungswandler 150 eingegeben, der die Gleichspannung in einen geeigneten Gleichstrom I_B für einen an die Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen angeschlossenen Leuchtdiodenstrang 55 umwandelt. Dieser Gleichstrom I_B wird über einen ersten Schalter S1 und eine erste Diode 15 zum Ausgang 120 der Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen geführt. Der Leuchtdiodenstrang 55 ist dabei zwischen den ersten Ausgangsanschluss 122 und den zweiten Ausgangsanschluss 124 des Ausgangs 120 der Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen geschaltet. Die erste Diode 15 kann dabei seriell zwischen den ersten Schalter S1 und den Ausgang 120 oder zwischen den Gleichspannungswandler 150 und den ersten Schalter S1 geschaltet sein. Die Diode 15 ist bevorzugt seriell zwischen den ersten Schalter S1 und den Ausgang 120 geschaltet. Durch die Tatsache, dass die Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen permanent mit der Eingangswechselspannung U_E verbunden ist, kommt es vor, dass die Leuchtdioden 5 zum Glimmen anfangen, obwohl die Schaltungsanordnung 100 und damit auch der Gleichspannungswandler 150 durch das Steuersignal ST über den Steuereingang 130 abgeschaltet ist.
4 zeigt die Darstellung einer parasitären Spannung U_GP über der Zeit, die einen Glimmstrom I_G in den LEDs 5 induziert. Bedingt durch die eingangs beschriebenen bekannten Maßnahmen ist der Glimmstrom I_G trotz der hohen parasitären Spannung U_GP sehr klein, nichtdestotrotz insbesondere bei dunklem Umfeld wahrnehmbar. Gut ersichtlich sind die zwei Stromspitzen des Glimmstromes I_G an den Flanken der parasitären Spannung U_GP. Diese sind durch zwei Effekte bedingt:

1. Ein hoher Glimmstrom entsteht durch eine große Spannungsänderung der parasitären Spannung U_GP, die eine kleinere Impedanz im betrachteten Stromkreis zur Folge hat, welcher den Strom durch die LEDs erhöht.
2. Eine hohe parasitäre Kapazität über der Drain-Source Strecke des MOS-FETs S1 bei niedrigen Spannungen über dieser Strecke wie aus 6 ersichtlich. Diese hohe parasitäre Kapazität bildet eine nicht zu unterschätzende Impedanz, über den ein Glimmstrom I_G fließen kann, der den schon den durch den Varistor 13 fließenden Glimmstrom erhöht.

In einer Ausführungsform wird nun parallel zum Y-Kondensator 11 ein Widerstand 10 geschaltet, um die Spannung über der Drain-Source-Strecke des MOS-FETs S1 zu erhöhen.
5 zeigt die Wirkung des Widerstandes 10 parallel zum Y-Kondensator 11, die eine Reduzierung des Glimmstromes I_G zur Folge hat. Ein Anheben der Spannung der Drain-Source Strecke des MOS-FETs S1 von 0V auf ca. 10V verringert deren parasitäre Kapazität von 5nF auf etwa 1,5nF. Die Spannung U_LP der 5 ist die Spannung des LED–-Anschlusses. Im zeitlichen Verlauf wird diese Spannung durch den Widerstand 10 angehoben. In der unteren Hälfte der 5 ist der Glimmstrom I_G aufgezeigt. Es ist deutlich eine Abnahme des Glimmstromes zu erkennen, der von etwa 19µA auf ca. 13µA abfällt.
6 zeigt ein Diagramm der parasitären Kapazität COSS eines MOS-FETs über der Drain-Source-Spannung VDS des MOS-FETs. Es ist gut zu sehen, dass die Kapazität der Drain-Source Strecke kleiner wird, je größer die Spannung über dieser Strecke ist. Dies hat obiges absinken des Glimmstromes I_G zur Folge, da sich mit abnehmender Kapazität auch die Impedanz erhöht. Mit anderen Worten wiederholt, durch den Widerstand parallel zum Y-Kondensator erhöht sich die Spannung über der Drain-Source Strecke des MOS-FETs S1, und die parasitäre Kapazität sinkt entsprechend. Dadurch erhöht sich die Impedanz dieser Drain-Source Strecke und der dadurch bedingte Glimmstrom sinkt entsprechend.
7 zeigt nun eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Reduzierung des Glimmens eines LED-Stranges. Die erste Ausführungsform weist eine schon aus dem Stand der Technik bekannte zweite Diode 1 auf, die zwischen den LED+ Anschluss und den ersten Ausgangsanschluss 122 geschaltet ist. In der ersten Ausführungsform wurden die zwei oben beschriebenen Probleme adressiert, um den Glimmstrom gegenüber der bekannten Schaltungsanordnung aus dem Stand der Technik weiter zu reduzieren. Erfindungsgemäß wird eine erste Diode 15 seriell zwischen den zweiten Ausgangsanschluss (124) und den Schalter S1 geschaltet. Durch diese Maßnahme wird der Glimmstrom vom Schalter S1 in Richtung LED–-Anschluss 124 nahezu unterbunden. Dadurch ist ein Glimmen der LEDs 5 nicht mehr sichtbar.
Da auch die erste Diode 15 eine parasitäre Kapazität aufweist, ist eine Spannung über den eben genannten Bauteilen weiterhin nicht ganz auszuschließen.
Daher wird als weitere Maßnahme der oben schon beschriebene Widerstand 10 parallel zum Y-Kondensator 11 geschaltet. Der Y-Kondensator 11 ist zwischen Erdpotential und den Verbindungspunkt der Kathode der Diode 15 und dem Source-Anschluss des MOS-FETs S1 geschaltet. Der Y-Kondensator kann aber auch zwischen Erde und die Anode der Diode 15 geschaltet sein. Der Widerstand 10 bewirkt die oben schon beschriebene Spannungserhöhung über der Drain-Source Strecke des MOS-FETs S1 und damit eine Reduzierung der parasitären Kapazität, was eine Erhöhung der Impedanz zur Folge hat.
Als weitere Maßnahme wird in der ersten Ausführungsform in Serie zum Varistor 13 ein Sidac 12 geschaltet, der den durch den Varistor fließenden Strom aufgrund des relativ niedrigen Widerstandes des Varistors 13 reduzieren soll. Ein Sidac ist ein spannungsabhängiger Schalter, der unter einer gewissen Schwellenspannung nicht leitend ist, und somit kein signifikanter Strom in dessen Stromkreis fließen kann. Anstatt einem Sidac kann auch ein anderer spannungsabhängiger Schalter wie eine TVS-Diode oder eine Funkenstrecke geschaltet werden. Mit dieser Maßnahme wird auch die Schutzwirkung bei Surgepulsen verbessert, da der spannungsabhängige Schalter ebenfalls Energie von solch einem Surgepuls absorbieren kann. Wichtig ist lediglich, dass der spannungsabhängige Schalter unterhalb seiner Schwellenspannung eine möglichst große Impedanz aufweist.
8 zeigt eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Reduzierung des Glimmens eines LED-Stranges. Die zweite Ausführungsform ist ähnlich zur ersten Ausführungsform, daher werden nur die Unterschiede zur ersten Ausführungsform beschrieben.
Durch die zusätzlichen Bauteile zur Verringerung des Glimmstroms durch die LEDs, entstehen in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Reduzierung des Glimmens zusätzliche Verluste. Diese können durch einen zweiten Schalter S2, auch in Form eines MOS-FETs, verringert werden. Der zweite Schalter S2 ist dabei parallel zur zweiten Diode 1 geschaltet. Allerdings führt diese Maßnahme zu einem signifikanten Anstieg des Glimmstroms. Der zweite Schalter S2 in Form eines MOS-FETs sperrt bei abgeschaltetem Wandler und reduziert somit das Fließen eines Glimmstromes I_G. Der MOS-FET S2 ist dabei zwischen den Gleichspannungswandler 150 und den Leuchtdiodenstrang 55 geschaltet, und zwar so, dass der Drain-Anschluss des MOS-FETs S2 mit dem Leuchtdiodenstrang 55 gekoppelt ist, und der Source-Anschluss des MOS-FETs S2 mit dem Gleichspannungswandler 150. Damit wird dann die immer vorhandene Bodydiode des MOS-FETs S2 zur zweiten Diode 1. Im Betrieb wird der MOS-FET S2 invers betrieben, da der Leuchtdiodenstrom I_B ja vom Gleichspannungswandler 150 zum Leuchtdiodenstrang 55 fließt. Der MOS-FET verbessert gegenüber der bekannten zweiten Diode 1 auch die Effizienz der Schaltungsanordnung, da er bei hohen Strömen deutlich weniger Verluste verursacht als die an dieser Stelle bisher eingesetzte bipolare Diode.
Auch hier wird analog zum MOS-FET S1 parallel zur Drain-Source Strecke eine Serienschaltung eines Varistors 17 und eines SIDACs 16 geschaltet, die den MOS-FET S2 schützt, aber gleichzeitig keinen hohen parasitären Strom zulässt.
Um den aufgrund der parasitären Kapazität des MOS-FETs S2 vorhandenen Glimmstrom zu reduzieren, wird das Drainpotential wie schon beim MOS-FET S1 hier ebenfalls angehoben. Dazu wird zwischen Erde und dem Drainpotential des MOS-FETs S2 ein Widerstand 18 eingefügt, der die Spannung über der Drain-Source Strecke des MOS-FETs S2 erhöht. Parallel zum Widerstand 18 wird noch ein Y-Kondensator 19 geschaltet, der den Spannungshub des LED+-Anschlusses 122 gegen Erdpotential reduziert und damit auch den Glimmstrom reduziert.
Bei dieser Ausführungsform ergibt sich das Problem, dass der MOS-FET S2 nicht einfach angesteuert werden kann, da er „oben liegend“ angeordnet ist, und damit mit einfachen Mitteln nicht das erforderliche Potential erzeugt werden kann. Für diese Ausführungsform wird daher eine Ansteuerschaltung verwendet, die dieses Problem löst.
9 zeigt den gesamten Leistungsteil der zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die relevanten Funktionsgruppen des Leistungsteils werden im Folgenden kurz beschrieben.
Die Schaltungsanordnung wird von einer Netzwechselspannung über die Eingangsanschlüsse P1-A und P1-B gespeist. Diese bilden den Leistungseingang 110. Die Sicherung F101 dient dem Schutz der Schaltungsanordnung vor unzulässigen Zuständen. Die Bauteile L-100-A und L-100-B sowie der Kondensator C100 bilden einen Eingangsfilter 115 und dienen der Aufbereitung des Wechselspannungssignals. Die aufbereitete Wechselspannung wird in einen Brückengleichrichter 140 aus den Dioden D106 bis D109 eingegeben.
Die gleichgerichtete Wechselspannung liegt an einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung 160 aus den Bauteilen L101, Q100, D105 und einem Zwischenkreisstützkondensator C110 an. Der Widerstand R108 bildet einen Shunt zur Strommessung des Wandlerstromes der Leistungsfaktorkorrekturschaltung 160. Der Transistor Q100 wird über eine Steuerschaltung 162 angesteuert, die den Strom durch den Widerstand R108 als Parameter misst. Die Steuerschaltung 162 steuert den Schalter Q100 derart, dass die geltenden Normen für den Leistungsfaktor der Schaltungsanordnung eingehalten werden. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung 160 gibt eine Zwischenkreisspannung U_ZKS aus. Die Zwischenkreisspannung U_ZKS wird in eine tiefsetzende Halbbrücke 170 eingegeben, die die Zwischenkreisspannung U_ZKS heruntersetzt und einen Strom I_B für den Leuchtdiodenstrang 55 bereitstellt. Die tiefsetzende Halbbrücke 170 weist zwei Halbbrückenschalter Q200 und Q201 auf, die als MOS-FETs ausgebildet sind.
Der Source-Anschluss des unteren MOS-FETs Q201 wird auf Masse geführt. Ein Strommessshunt R203 ist mit einem Ende mit Masse gekoppelt. Das andere Ende des Widerstandes R203 bildet den ersten Ausgang LED– der tiefsetzenden Halbbrücke 170.
Die beiden MOS-FETs Q200 und Q201 sind in Serie geschaltet und bilden einen Halbbrückenmittelpunkt M, der mit einer Filterdrossel L201 verbunden ist. Das andere Ende dieser Filterdrossel L201 bildet den zweiten Ausgang LED+ der tiefsetzenden Halbbrücke 170. Zwischen den ersten Ausgang LED– und den zweiten Ausgang LED+ ist ein Kondensator C205 geschaltet. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung 160 und die tiefsetzende Halbbrücke 170 bilden zusammen die Wandlerschaltung 150.
Zwischen dem ersten Ausgang LED– und dem Ausgangsanschluss 124, der mit dem Leuchtdiodenstrang 55 gekoppelt ist, ist der erste Schalter S1 geschaltet, der ebenfalls als MOS-FET ausgebildet ist. Der erste Schalter wird von einer Steuerschaltung angesteuert, die den MOS-FET S1 über einen Bipolartransistor Q401 schaltet. Hierzu wird ein Enable-Signal unter Zuhilfenahme eines Hilfsspannungssignals VCCO verwendet, welches von einer hier nicht gezeigten Hilfsspannungsversorgung generiert wird. Die Widerstände R401 und R402 bilden einen Spannungsteiler, der das Gate des MOS-FETs S1 mit der notwendigen Schaltspannung versorgt. Der Bipolartransistor Q401 ist parallel zu diesem Spannungsteiler geschaltet und kann den Spannungsteiler kurzschließen, so dass der MOS-FET S1 ausgeschaltet wird. Der Widerstand R403 dient der Entkoppelung von der Hilfsspannungsversorgung VCCO. Da der Bipolartransistor Q401 mit seinem Emitter an die LED-Leitung angeschlossen ist, kann er über seine Basis mittels des Enable Signals leicht mit einem üblichen Ansteuerpegel geschaltet werden. Der Widerstand R404 dient der Entkopplung von diesem Ansteuerpegel. Zwischen dem ersten Schalter S1 und dem Ausgangsanschluss 124 ist eine Diode 15 geschaltet. Das Enable Signal wird hierbei von dem Steuereingang 130 gesteuert und je nach Anforderung des Steuersignals ST (z.B. Leuchtdioden ein/aus) entsprechend geschaltet.
Die Diode 15 ist so verschaltet, dass ihre Kathode zur Kathode der Bodydiode des MOS-FET Schalters S1 zeigt. Die Diode 15 ist also „antiseriell“ zur Bodydiode des MOS-FET Schalters S1 geschaltet. Diese Maßnahme garantiert eine starke Verringerung des Glimmstromes, da die vorliegende Verschaltung von S1 und der Diode 15 einen 4-Quadrantenschalter realisiert. Am Kopplungspunkt der Kathode der Diode 15 mit dem Drain-Anschluss des MOS-FET Schalters S1 ist eine Parallelschaltung eines Widerstandes 10 mit einem Y-Kondensator 11 geschaltet. Das andere Ende dieser Parallelschaltung ist mit Erde gekoppelt. Die Parallelschaltung kann aber ebenso zwischen die Anode der Diode 15 und Erde geschaltet sein. Der Widerstand 10 bewerkstelligt wie schon in der ersten Ausführungsform die Anhebung des Potentiales der Drain-Source Strecke des MOS-FET Schalters S1, so dass hierdurch der verbleibende Glimmstrom der Schaltungsanordnung weiter verringert wird.
Zwischen dem zweiten Ausgang LED+ und dem Ausgangsanschluss 122, der mit dem Leuchtdiodenstrang 55 gekoppelt ist, ist der zweite Schalter S2 geschaltet, der auch als MOS-FET ausgeführt ist. Der zweite Schalter dient der Überbrückung der zweiten Diode 1. Da vor allem bei höheren Strömen I_B durch den Leuchtdiodenstrang 55 an der Diode 1 eine erhöhte Verlustleistung auftritt, wird diese mittels des zweiten Schalters S2 überbrückt, um die Verlustleistung zu reduzieren. Wie oben schon beschrieben, ist der MOS-FET S2 so verschaltet, dass sein Source Anschluss mit dem LED+ Anschluss gekoppelt ist, und sein Drain Anschluss mit dem ersten Ausgangsanschluss 122 gekoppelt ist. Zwischen Drain Anschluss und Erde ist eine Parallelschaltung eines Y-Kondensators 19 und eines Widerstandes 18 geschaltet. Der Widerstand bewirkt auch hier ein erhöhen des Potentials des Source Anschlusses des MOS-FETs S2 um dessen parasitäre Kapazität zu reduzieren. Der MOS-FET S2 wird aufgrund der Verschaltung invers betrieben. Da der MOS-FET S2 mit dem Halbbrückenmittelpunkt gekoppelt ist, ist er mit den üblichen, massebezogenen niedrigen Spannungspegeln nicht mehr ansteuerbar. Die zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung benutzt zur Ansteuerung des MOS-FETs S2 die im Folgenden beschriebene Schaltungsmaßnahme.
Die tiefsetzende Halbbrücke 170 benötigt zur Ansteuerung des oberen Transistors Q200 einen sogenannten High-Side Treiber, also eine Hilfsschaltung, die den oben liegenden Transistor mit dem notwendigen Potential zum Schalten ansteuern kann. Da der obere MOS-FET Q200 die Zwischenkreisspannung U_ZKS führt muss dessen Ansteuerpotential oberhalb dieser Spannung liegen. Diese Hilfsschaltung wird in einfacher und kostengünstiger Weise mit benutzt, um auch den Schalter S2 ansteuern zu können. Die beiden Halbbrückentransistoren Q200 und Q201 werden von einem Integrierten Schaltkreis U200 über die Widerstände R200 und R201 angesteuert. Der High-Side Treiber ist in diesen Integrierten Schaltkreis U200 integriert. Das Signal für den oberen Transistor Q200 wird am Ausgang HO des Integrierten Schaltkreises U200 ausgegeben. Das Signal für den unteren Transistor wird am Ausgang LO des Integrierten Schaltkreises U200 ausgegeben. Der Halbbrückenmittelpunkt M ist mit dem Anschluss VS des Integrierten Schaltkreises U200 verbunden. Der Integrierte Schaltkreis U200 wird ebenfalls über die hier nicht gezeigte Hilfsspannungsversorgung mit der Spannung VCCO versorgt. Die Bauteile D201 und C203 sind die externe Beschaltung des High-Side Treibers um das entsprechende Potential für den oberen Transistor Q200 bereitstellen zu können. Der High Side Treiber besteht damit aus den Bauelementen U200, D201 und C203. Die Bauteile D201 und C203 sind seriell geschaltet und liegen zwischen der Spannung VCCO und dem Halbbrückenmittelpunkt M. Der Knotenpunkt zwischen der Kathode der Diode D201 und dem Kondensator C203 ist mit dem Anschluss VB des Integrierten Schaltkreises U200 gekoppelt.
Der Ausgang HO des Integrierten Schaltkreises U200 wird nun gemäß der zweiten Ausführungsform mit einer Serienschaltung aus einem Widerstand R405 und einer Diode D402 gekoppelt. Die Anode der Diode D402 ist dabei mit dem Widerstand R405 gekoppelt. Die Kathode der Diode D402 ist mit einer Sample and Hold Schaltung aus den Bauteilen C401, D401 und R409 gekoppelt. Die Sample and Hold Schaltung wird auch als Abtast-Halte-Schaltung bezeichnet. Sie bewirkt ein Halten des Spannungspegels der gleichgerichteten Wechselspannung des High-Side Treibers auf einer für den MOS-FET S2 ausreichenden Schaltspannung. Das Gate des MOS-FETs S2 ist dabei ebenfalls mit der Kathode der Diode D402 und der Sample and Hold Schaltung verbunden.
Durch die Diode D402 wird das am Ausgang HO anliegende Wechselspannungssignal gleichgerichtet und an die Sample and Hold Schaltung angelegt. Der Kondensator C401 lädt sich dabei über mehrere Vollwellen der tiefsetzenden Halbbrücke auf eine Spannung auf, die durch die Zenerdiode D401 begrenzt wird. Diese Spannung liegt nun am Gate des MOS-FETs S2 an um diesen Einzuschalten, solange die Halbbrücke aus den MOS-FETs Q200 und Q201 in Betrieb ist. Wird die tiefsetzende Halbbrücke 170 abgeschaltet, so entlädt sich der Kondensator C401 über den Widerstand R409 und der MOS-FET S2 schaltet ab. Dabei ist zu beachten, dass der Transistor erst nach einigen Arbeitszyklen der Halbbrücke eingeschaltet wird. Dies ist jedoch kein Nachteil, da in diesen Zyklen die Bodydiode 1 wirksam ist und den Strom durch den Leuchtdiodenstrang 55 trägt. Dies ist zwar mit einer erhöhten Verlustleistung verbunden, jedoch eben nur über einige wenige Zyklen der tiefsetzenden Halbbrücke, so dass dies in der Praxis kein Problem darstellt. Je nach Dimensionierung des Widerstandes R409 bleibt der MOS-FET S2 nach dem Abschalten der tiefsetzenden Halbbrücke noch einige Zeit eingeschaltet, bis der Kondensator C401 unter die Thresholdspannung des MOS-FETs S2 entladen ist. Auch dies ist in der Praxis aber eine lediglich sehr kurze Zeitspanne, so dass dies kein Problem darstellt. Mit dieser Maßnahme kann mit einfachen und kostengünstigen Mitteln der Transistor S2 geschaltet werden, ohne dass ein neuer und aufwendiger High-Side Treiber notwendig wäre.
Bezugszeichenliste

1: zweite Diode
3: Bodydiode
5: Leuchtdioden
7: Schutzdioden
9: parasitäre Kapazitäten
10: Widerstand
11: Y-Kondensator
12: SIDAC
13: Varistor zum Schutz des MOS-FETs S1
15: erste Diode
55: Leuchtdiodenstrang
100: Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen
110: Leistungseingang zum Eingeben einer Eingangswechselspannung
115: Eingangsfilter
120: Ausgang
122: erster Ausgangsanschluss
124: Zweiter Ausgangsanschluss
130: Steuereingang
140: Gleichrichterschaltung
150: Wandlerschaltung
160: Leistungsfaktorkorrekturschaltung
162: Steuerschaltung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung
170: tiefsetzende Halbbrücke
S1: erster Schalter, als MOS-FET ausgeführt
S2: zweiter Schalter, als MOS-FET ausgeführt
PE: Erde
LED+: positive LED-Leitung zum ersten Ausgangsanschluss
LED–: negative LED-Leitung zum zweiten Ausgangsanschluss
C110: Zwischenkreisstützkondensator

Claims

Schaltungsanordnung zum Betreiben von Halbleiterlichtquellen (100) aufweisend: – einen Leistungseingang (110) zum Eingeben einer Eingangswechselspannung, – einen Ausgang (120), mit einem ersten Ausgangsanschluss (122) und einem zweiten Ausgangsanschluss (124), der zum Anschließen eines Halbleiterlichtquellenstranges (55) eingerichtet ist, – einen Steuereingang (130) zum Steuern der Funktion der Schaltungsanordnung (100) mit einem Steuersignal (ST), – eine Gleichrichterschaltung (140) zum Umwandeln der Eingangswechselspannung (U_E) in eine gleichgerichtete Spannung, – eine Wandlerschaltung (150) zum Umformen der gleichgerichteten Spannung in einen für die Halbleiterlichtquellen geeigneten Strom (I_B), – einen zwischen der Wandlerschaltung (150) und dem Ausgang (120) angeordneten ersten Schalter (S1) zum Schalten des Stromes durch die Halbleiterlichtquellen, – eine zwischen dem ersten Schalter (S1) und dem Ausgang (120) oder zwischen der Wandlerschaltung (150) und dem ersten Schalter (S1) angeordnete erste Diode (15).
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, aufweisend einen zweiten Schalter (S2), der zwischen der Wandlerschaltung (150) und dem ersten Ausgangsanschluss (122) angeordnet ist, wobei der erste Schalter (S1) zwischen der Wandlerschaltung (150) und dem zweiten Ausgangsanschluss (124) angeordnet ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, aufweisend eine zweite Diode (1), die zwischen der Wandlerschaltung (150) und dem ersten Ausgangsanschluss (122) angeordnet ist, wobei der erste Schalter (S1) zwischen der Wandlerschaltung (150) und dem zweiten Ausgangsanschluss (124) angeordnet ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 2 und 3, wobei der zweite Schalter (S2) ein MOS-FET ist, und die zweite Diode (1) die Bodydiode des MOS-FETs ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, aufweisend eine Parallelschaltung eines ersten Y-Kondensators (11) und eines ersten Widerstandes (10), die zwischen Erdpotential (PE) und einen Anschluss des ersten Schalters (S1) oder der ersten Diode (15) geschaltet ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, aufweisend eine Serienschaltung eines ersten Varistors (13) und eines ersten spannungsabhängigen Schaltelementes (12), die parallel zum ersten Schalter (S1) geschaltet ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, aufweisend eine Parallelschaltung eines zweiten Y-Kondensators (19) und eines zweiten Widerstandes (18), die zwischen Erdpotential (PE) und einen Anschluss des zweiten Schalters (S2) geschaltet ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, aufweisend eine Serienschaltung eines zweiten Varistors (17) und eines zweiten spannungsabhängigen Schaltelementes (16), die parallel zum zweiten Schalter (S2) geschaltet ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass das spannungsabhängige Schaltelement (12) ein SIDAC ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6 oder 8, dadurch ge-kennzeichnet, dass das spannungsabhängige Schalt-element (12) eine TVS-Diode ist.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass das spannungsabhängige Schaltelement (12) eine Funkenstrecke ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerschaltung (150) eine Halbbrücke aus zwei Transistoren (Q200, Q201) aufweist, wobei der obere Brückentransistor mit einer Treiberschaltung (U200, D201, C203) angesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalter (S2) über dieselbe Treiberschaltung (U200, D201, C203) angesteuert wird.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalter über die Treiberschaltung (U200, D201, C203), eine Diode (D402) und eine Abtast-Halte-Schaltung (C401, D401, R409) angesteuert wird.