DE102015012765B4

DE102015012765B4 - Steuervorrichtung für einen quasiresonanten Schaltwandler und entsprechendes Steuerverfahren

Info

Publication number: DE102015012765B4
Application number: DE102015012765.9A
Authority: DE
Inventors: Francesco Ferrazza; Davide LENA; Mirko Gravati; Domenico Tripodi; Massimiliano Leggenda
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics International NV Switzerland
Priority date: 2014-11-04
Filing date: 2015-09-30
Publication date: 2022-07-07
Anticipated expiration: 2035-10-01
Also published as: CN105576976A; DE102015012765A1; CN205265527U; CN105576976B; US20160126846A1; US9948188B2

Abstract

Steuervorrichtung (10) zum Steuern eines Schaltwandlers (1), der aufweist: einen Transformator (2) mit einer Primärwicklung (2a), die zum Empfangen einer Eingangsgröße (Vin) ausgelegt ist, einer Sekundärwicklung (2b), die zum Liefern einer Ausgangsgröße (Vout) an einem Ausgang (Out1, Out2) des Wandlers (1) ausgelegt ist, und einer Hilfswicklung (2c), die zum Liefern einer Rückkopplungsgröße (VZCD) ausgelegt ist; und ein mit der Primärwicklung (2a) gekoppeltes Schaltelement (5); wobei die Steuervorrichtung (10) ein Verarbeitungsmodul (21) aufweist, das dafür konfiguriert ist, ein Steuersignal (Sc) zum Steuern des Schaltens des Schaltelements (5) auf der Grundlage der Rückkopplungsgröße (VZCD) zum Regeln der Ausgangsgröße (Vout) über das Ändern einer Phase des Speicherns von Energie in der Primärwicklung (2a) und einer Phase der Übertragung von Energie von der Primärwicklung (2a) an die Sekundärwicklung (2b) zu erzeugen; wobei das Verarbeitungsmodul (21) dafür konfiguriert ist, das Ende der Energieübertragungsphase auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen dem Wert der Rückkopplungsgröße (VZCD) und mindestens einemVergleichsschwellenwert (Th1, Th2) zu bestimmen,dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner eine Diskriminierungsschaltung (20; 20') aufweist, die dafür konfiguriert ist, ein Diskriminierungssignal (Sd) zu erzeugen,dessen Wert indikativ für das Auftreten eines ersten Zustands, eines Kurzschlusses an dem Ausgang (Out1, Out2), oder eines zweiten Zustands, in dem die Eingangsgröße (Vin) niedriger als ein Schwellenwert der Magnetisierung der Primärwicklung (2a) ist, ist; und wobei das Verarbeitungsmodul (21) dafür konfiguriert ist, das Ende der Energieübertragungsphase und das entsprechende Schalten des Schaltelements (5) auch auf der Grundlage des Diskriminierungssignals (Sd) zu bestimmen,wobei die Diskriminierungsschaltung (20; 20') einen Vergleichsblock (26) aufweist,der dafür konfiguriert ist, zum Erzeugen des Diskriminierungssignals (Sd) eine Diskriminierungsgröße (Vd) mit einem voreingestellten Wert (Vgdon) zu vergleichen;wobei die Diskriminierungsgröße (Vd) indikativ für den Wert der Eingangsgröße (Vin) ist,dadurch gekennzeichnet,dass die Diskriminierungsgröße (Vd) eine Funktion einer Teilung (Vp) der Eingangsgröße (Vin) und einer Rückkopplungsgröße (VFB) proportional zu der von der Primärwicklung (2a) an die Sekundärwicklung (2b) des Transformators (2) übertragenen Leistung ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für einen quasiresonanten Schaltwandler; die vorliegende Erfindung betrifft außerdem ein entsprechendes Steuerverfahren.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Steuervorrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 13, wie sie jeweils z.B. aus
FAN6300 Highly integrated
Quasi-Resonant Current Mode PWM Controller
Datenblatt. Fairchild Semiconductor Corporation
Rev. 1.0.3 FAN6300 October 2008
https: //datasheetspdf.com/pdf/653150/FairchildSemiconductor/FAN6300/1 [abgerufen am 20.10.2021] bekannt sind.
Es sind Leistungsschaltwandler (auch als „Schaltregler“ bezeichnet) bekannt, die dafür ausgelegt sind, eine an einem Eingang empfangene Größe, beispielsweise eine von dem elektrischen Netzwerk kommende Wechselspannung, in eine geregelte Ausgangsgröße, beispielsweise eine Gleichspannung, umzuwandeln.
Solche Wandler müssen im Allgemeinen strengen Anforderungen bezüglich der entsprechenden elektrischen Leistungsfähigkeit entsprechen, beispielsweise, um einen hohen Qualitätsfaktor oder einen Leistungsfaktor von im Wesentlichen Eins zu gewährleisten.
Ein Steuerverfahren, das sich als effektiv erwiesen hat, ist das quasiresonante; 1 zeigt beispielhaft die Konfiguration eines Sperrwandlers (wobei jedoch betont wird, dass folgende Erläuterungen auch auf andere Typen von Wandlern zutreffen, beispielsweise Inverswandler).
Der Wandler, als Ganzes mit 1 gekennzeichnet, weist einen Transformator 2 mit einer Primärwicklung 2a, einer Sekundärwicklung 2b und einer Hilfswicklung 2c auf.
Die Primärwicklung 2a hat einen ersten Anschluss 2a', der mit einer Versorgungsleitung 3, beispielsweise mit dem elektrischen Netz, verbunden ist, das über eine Gleichrichtungsstufe 4, die eine Eingangsspannung Vin liefert, eine Wechselspannung V_AC zuführt, und einen zweiten Anschluss 2a", der mit einem Schaltelement 5, beispielsweise einem MOSFET, verbunden ist.
Das Schaltelement 5 hat einen ersten Stromleitanschluss, insbesondere den Drain-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der mit dem vorstehend erwähnten zweiten Anschluss 2a" der Primärwicklung 2a verbunden ist, und einen zweiten Stromleitanschluss, insbesondere den Source-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der über einen Detektionswiderstand 6 mit einem ersten Bezugsanschluss (Masse, GND) verbunden ist.
Das Schaltelement 5 und der Detektionswiderstand 6 definieren zwischen sich einen ersten Rückkopplungsknoten FB₁, der eine erste Rückkopplungsspannung Vcs liefert, die eine Funktion des durch die Primärwicklung des Transformators 2 fließenden Stroms ist.
Die Sekundärwicklung 2b hat einen entsprechenden über ein Diodenelement 7 (dessen Anode mit dem gleichen ersten Anschluss 2b' verbunden ist und dessen Kathode mit dem ersten Ausgangsanschluss Out₁ verbunden ist) mit einem ersten Ausgangsanschluss Out₁ verbundenen ersten Anschluss 2b' und einen entsprechenden mit einem zweiten Ausgangsanschluss Out₂ verbundenen zweiten Anschluss 2b"; ein Ladungsspeicherelement 8, insbesondere ein Kondensator, an dem eine Ausgangsspannung Vout, beispielsweise eine Gleichspannung, vorhanden ist, ist zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss OUt₁, Out₂ geschaltet.
Die Hilfswicklung 2c hat einen entsprechenden ersten Anschluss 2c' und einen entsprechenden zweiten Anschluss 2c", die mit einem Widerstandsteiler verbunden sind, der aus einem ersten Teilerwiderstand 9a und einem zweiten Teilerwiderstand 9b gebildet ist, die zwischen sich einen zweiten Rückkopplungsknoten FB₂ definieren, an dem eine zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD vorhanden ist.
Der Wandler 1 weist ferner eine Steuervorrichtung 10 (auch als „Controller“ definiert) auf, die auf der Grundlage der ersten und der zweiten Rückkopplungsspannung Vcs, V_ZCD, die an jeweiligen Eingangsstiften empfangen werden, in Pulsweitenmodulation (PWM) das Öffnen und Schließen des Schaltelementes 5 über ein Steuersignal S_c steuert, das dem Gate-Anschluss des entsprechenden MOSFET zugeführt wird.
Im Detail setzt die Steuervorrichtung 10 die Verwaltung des Schaltelements 5 in einem quasiresonanten Modus mit Spitzenstromsteuerung um, der zwei unterschiedliche Phasen vorsieht, die zyklisch aufeinanderfolgen:

eine Energiespeicherphase, während derer das Schaltelement 5 geschlossen ist (der entsprechende MOSFET ist ein, „EIN“-Intervall des Tastverhältnisses), um Energie in der Primärwicklung 2a des Transformators 2 zu speichern, wobei das Diodenelement 7 verhindert, dass der Strom in der Sekundärwicklung 2b eine Ausgangslast (hier nicht dargestellt) erreicht; dieser Schritt endet (den darauf folgenden Energieübertragungsschritt auslösend), wenn die erste Rückkopplungsspannung Vcs einen durch einen Regelkreis definierten Schwellenwert (auf der Grundlage einer Spitzenstromsteuerung) erreicht; und
eine Energieübertragungsphase, während derer das Schaltelement 5 offen ist (der entsprechende MOSFET ist aus, „AUS“-Intervall des Tastverhältnisses), um die zuvor in der Primärwicklung 2a des Transformators 2 gespeicherte Energie an die Sekundärwicklung 2b und die am Ausgang verbundene Last zu übertragen; der Abschluss der Energieübertragung wird durch den Beginn einer Resonanzsituation auf der Primärseite des Transformators 2 aufgrund der an dem Drain-Anschluss des MOSFET des Schaltelements 5 vorhandenen Kapazität signalisiert; diese Phase endet (wieder die Energiespeicherphase auslösend), wenn die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD unter einen niedrigeren Schwellenwert nahe Null abfällt; diese Steuerung ist als „Nullstromdetektion“(ZCD-)Steuerung definiert.

Ausführlicher und wie in 2 dargestellt, basiert das Schließen des Schaltelements 5 (von dem Steuersignal S_c bestimmt, das auch in 2 dargestellt ist) auf einem Spitzenstromsteuermodus: der Strom, der auf der Primärseite des Transformators 2 fließt (in 2 mit I_p gekennzeichnet), wird mit einem sinusförmigen Bezugsstrom verglichen, der gleichphasig mit der Leitungsspannung V_AC ist und durch den Regelkreis zum Bestimmen des Moments des Öffnens des Schaltelements 5 (und des Ausschaltens des entsprechenden MOSFET) erzeugt wird.
Die Hüllkurve der Spitzen I_PK des Primärstroms I_p hat eine Sinuswellenform, wohingegen der von der Leitung effektiv aufgenommene Strom, mit I_L gekennzeichnet, den Mittelwert des gleichen Primärstroms I_p darstellt; dieser Strom I_L ist praktisch sinusförmig und gleichphasig mit der Leitungsspannung V_AC, was eine erwünschte Korrektur des Leistungsfaktors ermöglicht.
Um den quasiresonanten Steuermodus umzusetzen, wird das Schaltelement 5 bei einem Minimum der an der Drain-Spannung des entsprechenden MOSFET vorhandenen Resonanzschwingung geschlossen (und der entsprechende MOSFET eingeschaltet), wenn der Transformator 2 die Energieübertragung an die Sekundärwicklung abschließt (wobei eine Entmagnetisierungssituation erreicht wird). Es hat sich tatsächlich gezeigt, dass die Schaltverluste wesentlich verringert werden, wenn das Einschalten des MOSFET geschieht, wenn die Drain-Spannung minimal oder nahe Null ist.
3 zeigt die Drain-Spannung, die Gate-Spannung, die mit dem Steuersignal S_c übereinstimmt, sowie auch die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD (um die Schwingung hervorzuheben, zeigt die Figur die Wellenformen, die diese Spannungen in dem Fall annehmen würden, in dem das Schaltelement 5 nicht wieder geschlossen würde, um den vorstehend beschriebenen Quasiresonanzbetrieb umzusetzen).
Wie in 3 hervorgehoben, steigt die Drain-Spannung auf das Ausschalten des MOSFET (auf das Öffnen des Schaltelements 5) hin von einem Wert von im Wesentlichen Null auf einen Wert, der im Wesentlichen gleich der Summe der Eingangsspannung Vin und einer Spannung V_R ist, die der zu der Primärseite rückgekoppelten Ausgangsspannung Vout entspricht (d.h. multipliziert mit dem Verhältnis der Windungen zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung 2a, 2b des Transformators 2), die sie nach einem Einschwingintervall erreicht, während dessen durch Streuinduktivitäten des Transformators 2 bedingte Schwingungen auftreten.
Als Nächstes beginnt, wenn die Energieübertragung abgeschlossen ist, die Drain-Spannung in einer Resonanzsituation mit einer Schwingungsamplitude gleich V_in + V_R mit einem Mittelwert gleich V_in zu schwingen.
Zum Festlegen des Moments des Einschaltens des MOSFET verwendet die Steuervorrichtung 10 die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD, die eine Funktion der Hilfsspannung Vaux ist. Wenn der Strom auf der Sekundärseite des Transformators 2 auf Null geht, ist die Spannung an dem Diodenelement 7 Null, so dass die Spannung an der Sekundärwicklung 2b (und somit die Hilfsspannung Vaux) proportional zu der Ausgangsspannung Vout ist.
Die Steuervorrichtung 10 ist somit zum Detektieren der „Täler“ der zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD konfiguriert, d.h. wenn die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD unter einen niedrigeren Schwellenwert abfällt oder einen Wert von im Wesentlichen Null erreicht.
Im Detail ist mit Bezugnahme auf 4 die Steuervorrichtung 10 dafür konfiguriert, die graphische Darstellung der zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD zu analysieren, die ausgehend von der vorstehend genannten Hilfsspannung Vaux von dem Widerstandsteiler erlangt wird, der von den Teilerwiderständen 9a, 9b gebildet wird.
Die Steuervorrichtung 10 vergleicht in einer Vergleichseinrichtung den Wert der zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD mit einem ersten Schwellenwert Th₁, der als „Vorbereitungsschwellenwert“ bezeichnet wird. Wenn die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD den ersten Schwellenwert Th1 übersteigt, wird ein Vorbereitungssignal ARM geschaltet, beispielsweise auf den hohen Logikwert, und wird die Vergleichseinrichtung für einen anschließenden Vergleich zwischen der gleichen zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD und einem zweiten Schwellenwert Th₂ aktiviert, der als Auslöseschwellenwert bezeichnet wird, und einen Wert hat, der niedriger als der erste Schwellenwert Th₁ und nahe Null ist.
Wenn die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD unter den vorstehend erwähnten zweiten Schwellenwert Th₂ abfällt, wird ein Auslösesignal TRIG geschaltet, beispielsweise auf den hohen Logikwert, und erfasst die Steuervorrichtung 10 eine Situation, die das Auftreten eines Tals der Hilfsspannung Vaux anzeigt und somit anzeigt, dass eine Entmagnetisierung stattgefunden hat, worauf hin das Schließen des Schaltelements 5 bestimmt wird.
Durchgänge des zweiten Schwellenwerts Th₂, die während eines Austastintervalls, mit T_blank gekennzeichnet, auftreten, mit einem voreingestellten Mindestwert beginnend mit dem Öffnen des Schaltelements 5 werden nicht berücksichtigt, um zu verhindern, dass Störschwingungen an der Hilfsspannung Vaux möglicherweise falsche Detektionen verursachen.
In 4 geschieht die Detektion des Tals, die bewirkt, dass das Schaltelement 5 wieder geschlossen wird, (sowie das Ende des „AUS“-Intervalls des PWM-Steuersignals S_c) nach einem Detektionszeitintervall, gekennzeichnet mit T_ZCD, beginnend mit dem vorhergehenden Öffnen des Schaltelements 5.
Obwohl der Wandler 1 im Allgemeinen eine gute elektrische Leistungsfähigkeit hat, hat der Anmelder der vorliegenden Erfindung, wie nachstehend erörtert, festgestellt, dass er nicht optimiert ist, zumindest bezüglich bestimmter Betriebsbedingungen.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht folglich darin, einen quasiresonanten Schaltwandler zu verbessern, um die entsprechende elektrische Leistungsfähigkeit zu steigern.
Gemäß der vorliegenden Erfindung sind dementsprechend eine Vorrichtung zum Steuern eines Wandlers, ein entsprechender Wandler und ein entsprechendes Steuerverfahren vorgesehen, wie in den anhängenden Ansprüchen definiert.
Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung werden jetzt bevorzugte Ausführungsformen davon rein durch nicht beschränkende Beispiele und mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. In denen zeigen:

- 1 ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm eines quasiresonanten Schaltwandlers;
- 2-4 graphische Darstellungen von dem Wandler aus 1 zugehörigen elektrischen Größen;
- 5a-5c weitere graphische Darstellungen von dem Wandler aus 1 zugehörigen elektrischen Größen;
- 6 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Steuervorrichtung des Wandlers aus 1 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Lösung;
- 7 eine Diskriminierungsschaltung in der Steuervorrichtung aus 6 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Lösung;
- 8 ein Zustandsdiagramm bezüglich von der Steuervorrichtung aus 6 ausgeführter Steuervorgänge;
- 9 eine Diskriminierungsschaltung in der Steuervorrichtung aus 6 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Lösung;
- 10a-10b graphische Darstellungen von den Diskriminierungsschaltungen aus 7 bzw. 9 zugehörigen elektrischen Größen;
- 11a-11c graphische Darstellungen von elektrischen Größen bezüglich von der Steuervorrichtung aus 6 ausgeführten Steuervorgängen;
- 12 ein Zustandsdiagramm bezüglich weiterer von der Steuervorrichtung aus 6 ausgeführter Steuervorgänge; und
- 13a-13c graphische Darstellungen von dem Wandler gemäß der vorliegenden Lösung zugehörigen elektrischen Größen.

Wie vorstehend erwähnt, hat der Anmelder der vorliegenden Erfindung durch umfangreiches Testen und Auswertungen von Experimenten festgestellt, dass die bekannten Lösungen für quasiresonante Leistungsschaltwandler (beispielsweise den Wandler 1 aus 1, auf den nachstehend rein mittels eines nicht beschränkenden Beispiels Bezug genommen wird) bei bestimmten Betriebsbedingungen, bei denen die vorstehend beschriebene quasiresonante Steuerung die erwünschte Leistungsfähigkeit nicht ermöglicht und/oder Fehler oder Fehlfunktionen verursachen kann, einige Nachteile haben.
Zunächst ist es möglich, zu zeigen, dass das vorstehend erwähnte Detektionsintervall T_ZCD von dem Spitzenwert des Stroms ls, der in der Sekundärwicklung 2b des Wandlers 2 (mit einer Induktivität Lsec) fließt, und von der Ausgangsspannung Vout gemäß dem folgenden Ausdruck abhängt: $T_{Z C D} = \frac{L_{s e c} \cdot I_{s}}{V_{o u t}}$
Der maximale Wert des Stroms I_S ist proportional zu der von der Primärwicklung 2a an die Sekundärwicklung 2b des Transformators 2 übertragenen Leistung, wohingegen die Hüllkurve der Spitzen des gleichen Stroms I_S sinusförmig ist, wie der Primärstrom I_p.
Folglich variiert die Dauer des Detektionsintervalls T_ZCD mit dem Variieren der Eingangsspannung V_in mit einem maximalen Wert an den Spitzen der Eingangsspannung V_in und einem minimalen Wert, idealerweise Null, am Nulldurchgang der Leitungsspannung V_AC (oder wenn die Eingangsspannung Vin einen Wert von im Wesentlichen Null erreicht).
Bei dieser Betriebsbedingung wird, wie aus der vorstehenden Erörterung mit Bezugnahme auf 4 ersichtlich wird, die kurze Dauer des Detektionsintervalls T_ZCD durch das Austastintervall T_blank möglicherweise maskiert, so dass kein Auslöser zum Schließen des Schaltelements 5 erzeugt wird.
Um vorstehend beschriebenen Nachteil zu überwinden, sehen manche bekannte Lösungen das Erzeugen eines künstlichen Auslöseereignisses nach einem voreingestellten Zeitintervall mit einer ziemlich langen Dauer von beispielsweise zwischen 500 µs und 2 ms vor. Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat jedoch festgestellt, dass die vorstehend beschriebene Lösung eine wesentliche Verzerrung des Eingangsstroms und eine wesentliche Verschlechterung des Werts der Parameter der gesamten harmonischen Verzerrung (THD von Total Harmonic Distortion) und des Leistungsfaktors (PF) des Wandlers mit sich bringt.
Diesbezüglich zeigen 5a-5c die graphischen Darstellungen der Eingangsspannung Vin, des Steuersignals Sc und der zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD an einem Nulldurchgang der Leitungsspannung V_AC, die die in bekannten Steuerlösungen auftretende Verzerrung der Wellenformen deutlich hervorheben.
Im Allgemeinen ermöglicht an den Nulldurchgängen der Leitungsspannung V_AC (die im Falle einer Wechselspannung bei der Frequenz von 50 Hz alle 10 ms auftreten) der von der Steuervorrichtung des Wandlers gebildete Mechanismus zum Vorbereiten und Auslösen der Vergleichseinrichtung keine korrekte Detektion der Täler oder des Schaltens des Schaltelements. Folglich besteht ein Zeitintervall, in dem keine Schalttätigkeit ausgeführt wird, keine Leistung am Ausgang übertragen wird und kein Strom von der Versorgungsleitung aufgenommen wird, was zur Erzeugung von Verzerrungen, Reduzierung des PF und Erhöhung des THD-Faktors führt.
Außerdem hat der Anmelder der vorliegenden Erfindung festgestellt, dass in dem Fall, in dem am Ausgang des Wandlers ein Kurzschluss auftritt (beispielsweise in dem Fall, in dem die Last der Schaltung beschädigt ist, wodurch die Ausgangsanschlüsse Out₁, Out₂ in direkte Verbindung gesetzt werden), die Amplitude der zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD zu niedrig ist, um die Vergleichseinrichtung vorzubereiten und auszulösen (vorausgesetzt, sie ist niedriger als der erste Schwellenwert Th₁ und/oder der zweite Schwellenwert Th₂), wodurch eine Wirkung hervorgerufen wird, die im Wesentlichen der mit den Nulldurchgängen der Leitungsspannung V_AC verbundenen ähnlich ist.
Bei der gleichen Betriebsbedingung haben die von der Streuinduktivität des Transformators 2 bewirkten parasitären Schwingungen eine lange Dauer, die länger sein kann als das Austastintervall T_blank. Diese Schwingungen können somit möglicherweise irrtümlicherweise die Vergleichseinrichtung vorbereiten und auslösen. Folglich kann das Schaltelement 5 möglicherweise ein sehr hohes Frequenzschalten initiieren, was einen intensiven kontinuierlichen Magnetisierungsfluss in dem Transformator 2 bewirkt, der möglicherweise sogar eine Sättigung bewirken kann.
Bei dergleichen Betriebsbedingung kann das Diodenelement 7 möglicherweise beschädigt werden, sogar bis zu einem Ausfall hin.
Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat außerdem festgestellt, dass weitere Betriebsbedingungen bestehen, beispielsweise Niedriglastbedingungen, bei denen die Dauer des Austastintervalls T_blank mit dem Ziel der Erhöhung der Spannungsregelungseffizienz geeignet ausgewählt wird. Diese Dauer kann folglich sogar langer sein als das Detektionsintervall T_ZCD, was wieder eine verfehlte Auslösung der Vergleichseinrichtung bewirkt.
Auch bei dieser Bedingung sehen bekannte Lösungen die Erzeugung eines künstlichen Auslösesignals bei einer sehr niedrigen Wiederholungsfrequenz vor, was jedoch eine Reduzierung der am Ausgang zugeführten Energie und eine intensive Welligkeit auf der zugeführten Spannung oder dem zugeführten Strom bewirkt.
Zur Lösung der vorstehend hervorgehobenen Probleme sieht ein Aspekt der vorliegenden Lösung (siehe 6) vor, dass die Steuervorrichtung, wieder mit 10 gekennzeichnet, des Wandlers (beispielsweise des mit Bezugnahme auf 1 beschriebenen Wandlers 1, auf den hier Bezug genommen wird und der aus Gründen der Kürze hier nicht weiter beschrieben wird) eine Diskriminierungsschaltung 20 und ein Verarbeitungsmodul 21 aufweist, das beispielsweise einen Mikroprozessor, einen Mikrocontroller, ein FPGA oder ein ähnliches digitales Rechenmodul aufweist, das betriebsmäßig mit selbiger Diskriminierungsschaltung 20 gekoppelt ist.
Auf eine bekannte Weise ist das Verarbeitungsmodul 21 ferner mit einem geeigneten nicht-flüchtigen Speicher, beispielsweise vom RAM-Typ vorgesehen, in dem Informations- und Steuerprogramme (zur Umsetzung geeigneter Steuerstrategien, wie nachstehend ausführlich erörtert) gespeichert werden können, beispielsweise in der Form einer Firmware.
Im Detail empfängt das Verarbeitungsmodul 21 an seinem Eingang das erste und das zweite Rückkopplungssignal Vcs, V_ZCD (siehe vorstehende Erörterung) auf deren Grundlage es eine Steuerlogik zur Erzeugung des Steuersignals S_c zum Steuern des Schaltens des Schaltelements 5 (hier nicht gezeigt) umsetzt.
Außerdem empfängt das Verarbeitungsmodul 21 ein Diskriminierungssignal S_d von der Diskriminierungsschaltung 20 und ist dafür konfiguriert, das Steuersignal S_c auch auf der Grundlage des Diskriminierungssignals S_d zu erzeugen.
Die Diskriminierungsschaltung 20 (siehe auch 7) hat einen ersten Eingang, der eine Teilerspannung V_p empfängt, die von einer Teilung der Eingangsspannung Vin, durch einen Widerstandsteiler, der durch einen ersten Teilerwiderstand 23a und einen zweiten Teilerwiderstand 23b definiert ist, abgeleitet wird. Insbesondere ist ein erster Eingang der Diskriminierungsschaltung 20 mit einem Teilungsknoten N_p verbunden, der zwischen dem ersten und dem zweiten Teilerwiderstand 23a, 23b angeordnet ist. Die Teilerspannung V_p ist somit proportional zu der Eingangsspannung Vin und dementsprechend zu der Leitungsspannung V_AC.
Die Diskriminierungsschaltung 20 hat außerdem einen zweiten Eingang, der eine Schwellenspannung V_gdon mit einem voreingestellten Wert von nahe Null, beispielsweise 300 mV, empfängt, und weist einen Multiplikationsblock 25 und einen Vergleichsblock 26 auf. Der Wert der Schwellenspannung V_gdon ist auf jeden Fall idealerweise nahe Null, kompatibel mit der Präzision des Vergleichsblocks 26.
Der Multiplikationsblock 25 empfängt an seinem Eingang die Teilerspannung V_p, den Spitzenwert V_FF selbiger Teilerspannung V_P (erzeugt auf eine an sich bekannte, hier nicht gezeigt Weise) und auch ein Rückkopplungssignal V_FB, das eine Analogspannung ist, die proportional zu der von der Primärwicklung 2a an die Sekundärwicklung 2b des Transformators 2, d.h. von der Versorgungsleitung 3 zu der Last, übertragenen Leistung ist.
In einer Ausführungsform wird der Wert des Rückkopplungssignals V_FB an einem so genannten „Rückkopplungsstift“ der Steuervorrichtung 10 definiert und liegt zwischen einem Mindestpegel (V_{FB_min}, beispielsweise, aber nicht notwendigerweise Null) und einem Höchstpegel (V_{FB_max}), entsprechend dem Fall, in dem die übertragene Leistung ein Maximum oder ein Minimum (möglicherweise Null) ist.
Der Multiplikationsblock 25 liefert am Ausgang eine Diskriminierungsspannung V_d auf der Grundlage des folgenden Ausdrucks: $V_{d} = {\frac{k \cdot (V_{F B} - V_{F B_min}) \cdot V_{p}}{V_{F F}}}_{,}$
wobei kein Korrekturfaktor von strikt weniger als 1 ist, beispielsweise 0,4.
Folglich wird die Diskriminierungsspannung V_d als eine Funktion des Werts der Leitungsspannung V_AC (über die Teilerspannung V_p) und des Faktors der Leistungsübertragung zwischen der Primärwicklung 2a und der Sekundärwicklung 2b des Transformators 2 (über das Rückkopplungssignal V_FB, möglicherweise um den Faktor V_{FB_min} modifiziert) abgeleitet.
Der Vergleichsblock 26 hat einen ersten Eingangsanschluss, der die vorstehend erwähnte Diskriminierungsspannung V_d empfängt, und einen zweiten Eingangsanschluss, der die Schwellenspannung V_gdon empfängt.
Der Vergleichsblock 26 liefert am Ausgang das Diskriminierungssignal S_d als Ergebnis des Vergleichs zwischen der Diskriminierungsspannung V_d und der Schwellenspannung V_gdon.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Lösung ermöglicht in dem Fall, in dem der von der quasiresonanten Steuertechnik vorgesehene Vorbereitungs- und Auslösemechanismus fehlerhaft ist, der Wert des Diskriminierungssignals S_d, dass das Verarbeitungsmodul 21 die Situation, in der ein Kurzschluss am Ausgang vorliegt, von der Situation, in der ein Nulldurchgang der Leitungsspannung V_AC stattfindet, unterscheidet oder im allgemeinen von einer Situation, in der die Eingangsspannung Vin einen Nullwert erreicht (oder niedriger als ein Magnetisierungsschwellenwert nahe Null ist, je nach den Schaltungsparametern und den Vorbereitungs- und Auslöseschwellenwerten), wodurch ein derartiger Wert vorliegt, dass keine wesentliche Magnetisierung der Primärwicklung 2a des Transformators 2 erzeugt wird.
Insbesondere tritt die vorstehend beschriebene Situation auf, wenn am Ende eines Austastintervalls T_blank, das auf ein Öffnen des Schaltelements 5 folgt, das zweite Rückkopplungssignal V_ZCD die Vergleichseinrichtung nicht vorbereitet hat (der Wert des gleichen zweiten Rückkopplungssignals V_ZCD ist niedriger als der erste Schwellenwert Th₁; somit hat das Vorbereitungssignal ARM beispielsweise einen niedrigen Logikwert „0“).
Bei dieser Bedingung erlangt, wenn das Diskriminierungssignal S_d einen ersten Wert annimmt (beispielsweise niedrig oder Logik „0“), das Verarbeitungsmodul 21 einen Hinweis auf die Tatsache, dass die Eingangsspannung Vin einen niedrigen Wert hat und dass die Leitungsspannung V_AC sich in der Nähe eines Nulldurchgangs befindet.
In diesem Fall steuert das Verarbeitungsmodul 21 unmittelbar das Schalten des Schaltelements 5 zur Minimierung von Verzerrung und zur Aufrechterhaltung eines hohen Leistungsfaktors (PF) und einer niedrigen gesamten harmonischen Verzerrung (THD).
Anstatt dessen bestimmt in dem Fall, in dem das Diskriminierungssignal S_d einen zweiten Wert annimmt (beispielsweise hoch oder Logik „1“), das Verarbeitungsmodul 21, dass ein Kurzschluss am Ausgang vorliegt. In diesem Fall wartet das Verarbeitungsmodul 21 eine gegebene Wartezeit ab, bevor es das Schalten des Schaltelements 5 steuert. Die dadurch entstehende Verzögerung, geeigneterweise mit einer langen Dauer, ermöglicht die Reduzierung der Belastung der Bauteile der Vorrichtung, bis die Kurzschlusssituation aufgehoben wird.
Im Grunde genommen ist das Verarbeitungsmodul 21 dafür konfiguriert, die Wartezeit vor dem Einschalten des Schaltelements 5 (mit anderen Worten das Ende des Schrittes der Energieübertragung von der Primär- zu der Sekundärwicklung des Transformators 2) auf der Grundlage der Bestimmung des Stattfindens eines Nulldurchgangs der Leitungsspannung V_AC (Wartezeit von einigen µs) oder eines Kurzschlusses am Ausgang (weitaus längere Wartezeit, sogar einige 100 µs) zu modifizieren.
Jetzt wird der Ablauf einer Zustandsmaschine (FSM) beschrieben, der von dem Verarbeitungsmodul 21 zum Umsetzen des Steuerverfahrens gemäß einem Aspekt der vorliegenden Lösung umgesetzt werden kann.
Mit Bezugnahme auf das Diagramm aus 8 wird in einem ersten Zustand, mit 30 gekennzeichnet, die Zählung eines Mindestaustastintervalls Tmin mit einem vorbestimmten Wert, beispielsweise 3 µs, gestartet, beginnend mit dem Moment des Öffnens des Schaltelements 5 (durch Schalten des Steuersignals S_c angegeben).
Wenn am Ende des Mindestaustastintervalls Tmin (Bedingung EOC_T_min = 1) die Vergleichseinrichtung vorbereitet wird (das Vorbereitungssignal ARM somit einen hohen Logikwert „1“ hat, der die Tatsache anzeigt, dass die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD den ersten Schwellenwert Th₁ überschritten hat), bestimmt das Verarbeitungsmodul 21, dass eine Magnetisierung in dem Transformator 2 korrekt stattgefunden hat, so dass es die quasiresonanten Steuervorgänge fortsetzt (auf eine hier nicht ausführlich gezeigte Weise und von dem gestrichelten Pfeil angezeigt; eine Ausführungsform der entsprechenden Steuervorgänge ist nachstehend beschrieben).
Anstatt dessen fährt, wenn am Ende des Mindestabtastintervalls Tmin die Vergleichseinrichtung nicht vorbereitet wird (das Vorbereitungssignal ARM hat somit einen Logikwert von Null), das Verarbeitungsmodul 21 mit Zustand 31 fort, in dem die Zählung eines variablen Austastintervalls T_blank gestartet wird, dessen Wert vorteilhafterweise eingestellt und angepasst werden kann (um die Regelungsvorgänge zu optimieren), beispielsweise durch ein von der Steuervorrichtung 10 empfangenes Einstellsignal.
Als Nächstes geht, wenn am Ende des variablen Austastintervalls T_blank (Bedingung EOC_T_blank = 1) die Vergleichseinrichtung vorbereitet wird (das Vorbereitungssignal ARM hat in dem Beispiel einen hohen Logikwert „1“), das Verarbeitungsmodul 21 zur Umsetzung der quasiresonanten Steuerung von Zustand 31 zu Zustand 32 über.
Folglich wartet das Verarbeitungsmodul 21 auf das Auslösen der Vergleichseinrichtung, beispielsweise auf das Auslösesignal TRIG, um den hohen Logikwert aufgrund der Tatsache, dass die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD unter den zweiten Schwellenwert Th₂ abfällt, umzuschalten, eine Situation, die die Detektion eines Tals des gleichen zweiten Rückkopplungssignals V_ZCD anzeigt (wie vorstehend ausführlich erörtert).
Als Nächstes fährt der Algorithmus mit Zustand 33 fort, in dem das Schaltelement 5 geschlossen wird (d.h., der entsprechende MOSFET ist ein, „EIN“-Zustand des Tastverhältnisses). Beim darauffolgenden Schalten des Steuersignals S_c kehrt das Verarbeitungsmodul 21 von Zustand 33 zu dem anfänglichen Zustand 30 zurück.
Wenn anstatt dessen am Ende des Austastintervalls T_blank die Vergleichseinrichtung nicht vorbereitet wird (das Vorbereitungssignal ARM hat einen Logikwert „0“), können zwei Situationen auftreten, die der Bestimmung eines Nulldurchgangs der Leitungsspannung V_AC und des Vorliegens eines Kurzschlusses am Ausgang entsprechen.
Insbesondere bestimmt in dem Fall, in dem das Vorbereitungssignal ARM einen niedrigen Logikwert hat und das Diskriminierungssignal S_d auch einen niedrigen Logikwert hat, das Verarbeitungsmodul 21 das Vorliegen eines Nulldurchgangs der Leitungsspannung V_AC und steuert folglich unmittelbar das Schalten des Schaltelements 5: von Zustand 31 geht das Verarbeitungsmodul 21 direkt zu Zustand 33 über. Mit anderen Worten erzwingt ein niedriger Logikwert des Diskriminierungssignals S_d ein direktes Einschalten des Schaltelements 5.
Anstatt dessen bestimmt in dem Fall, in dem das Vorbereitungssignal ARM einen niedrigen Logikwert hat und das Diskriminierungssignal S_d einen hohen Logikwert hat, das Verarbeitungsmodul 21 das Vorliegen eines Kurzschlusses, was folglich bedeutet, dass es für eine gegebene Wartezeit warten muss: von Zustand 30 geht das Verarbeitungsmodul 21 dann zu Zustand 34 über.
In Zustand 34 wartet das Verarbeitungsmodul 21 auf das Ende einer Wartezeit Tstarter mit einer weitaus längeren Dauer als der des Austastintervalls T_blank, die zwischen 400 µs und 2 ms, beispielsweise 500 µs, betragen kann, woraufhin der Algorithmus wieder zu Zustand 33 übergeht.
Mit Bezugnahme auf 9 wird jetzt eine andere Ausführungsform der Diskriminierungsschaltung, hier mit 20' gekennzeichnet, beschrieben.
Die Diskriminierungsschaltung 20' unterscheidet sich von der mit Bezugnahme auf 7 beschriebenen Schaltung darin, dass sie keine Verwendung des Spitzenwerts V_FF der Teilerspannung V_p als eine Eingabe in den Multiplikationsblock 25 verwendet.
In diesem Fall liefert der Multiplikationsblock 25 am Ausgang eine Diskriminierungsspannung V_d auf der Grundlage des folgenden Ausdrucks: $V_{d} = k \cdot (V_{F B} - V_{F B_min}) \cdot V_{p},$
wobei k wieder der Korrekturfaktor, strikt weniger als 1, ist, beispielsweise 0,4.
Die Diskriminierungsspannung V_d wird als eine Funktion des Werts der Leitungsspannung V_AC (über die Teilung V_p) und des Leistungsübertragungsfaktors zwischen der Primärwicklung 2a und der Sekundärwicklung 2b des Transformators 2 (über das Rückkopplungssignal V_FB) abgeleitet.
Ein durch diese Ausführungsform geschaffener Vorteil besteht in der Tatsache, dass die Abhängigkeit vom Spitzenwert V_FF aufgehoben wird.
Insbesondere löst in der Schaltung aus 7 der Vergleichsblock 26 aus, wenn die Eingangsspannung V_in die folgende Beziehung erfüllt: $V_{i n} = {\frac{k_{p} \cdot V_{g d o n} \cdot V_{F F}}{k \cdot (V_{F B} - V_{F B_min})}}_{,}$
wobei K_p das durch den ersten und den zweiten Teilerwiderstand 23a, 23b definierte Teilungsverhältnis ist.
In der Ausführungsform, die die Schaltung aus 7 betrifft, hat der Wert der Eingangsspannung Vin, bei dem das Diskriminierungssignal S_d schaltet, offensichtlich eine direkte Proportionalitätsabhängigkeit von dem Spitzenwert V_FF der Teilerspannung V_p.
Die vorstehend beschriebene Abhängigkeit ist in 10a hervorgehoben, die das Ergebnis einer Simulation zeigt, die vorsieht, dass die Eingangsspannung Vin auf Null gezwungen wird, wenn das Diskriminierungssignal S_d schaltet. Wie dargelegt wurde, variiert, da der Spitzenwert der Eingangsspannung Vin, gleich 220 V, 150 V oder 80 V, variiert, der Wert der Eingangsspannung V_in, bei dem das vorstehend beschriebene Schalten des Diskriminierungssignals S_d auftritt, entsprechend gleich 155 V, 107 V und 58 V.
Die Schaltung aus 9 ermöglicht anstatt dessen das Schalten des Werts des Diskriminierungssignals S_d unabhängig von dem Wert der Eingangsspannung V_in gemäß dem Ausdruck: $V_{i n} = {\frac{K_{p} \cdot V_{g d o n}}{k \cdot (V_{F B} - V_{F B_min})}}_{.}$
Wie in 10b gezeigt (die 10a entspricht), bleibt der Wert der Eingangsspannung Vin, bei dem das Diskriminierungssignal S_d schaltet, der gleiche, wenn die Eingangsspannung Vin, in dem Beispiel 50 V, variiert.
In jedem Fall definiert die Diskriminierungsschaltung 20, 20' einen Schwellenwert zum Schalten des Diskriminierungssignals S_d (und folglich für die Dauer des Energieübertragungsschritts), der dynamisch als eine Funktion des Leistungsübertragungsfaktors zwischen der Primärwicklung 2a und der Sekundärwicklung 2b des Transformators 2 (über das Rückkopplungssignal V_FB) und im Fall der Schaltung aus 7 auch als eine Funktion des Werts der Leitungsspannung V_AC (über die Teilerspannung V_p) variiert.
Eine Beschreibung eines weiteren Aspekts der vorliegenden Lösung wird jetzt dargestellt, der, sobald eine korrekte Magnetisierung der Sekundärwicklung 2b des Transformators 2 am Ende des Mindestaustastintervalls Tmin stattgefunden hat (das Vorbereitungssignal ARM hat einen hohen Logikwert „1“), eine geeignete Verwaltung in Bezug auf das variable Austastintervall T_blank vorsieht, um sicherzustellen, dass das Schaltelement 5 bei einem Tal der zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD oder in jedem Fall, wenn die zweite Rückkopplungsspannung V_ZCD einen Wert nahe Null hat, zum Minimieren von Leistungsverlusten immer geschlossen ist.
Insbesondere hat der Anmelder der vorliegenden Erfindung festgestellt, dass drei unterschiedliche Situationen auftreten können, die jetzt mit Bezugnahme auf 11a-11c dargestellt werden. Alle diese Situationen ergeben sich in jedem Fall, nachdem am Ende des Mindestaustastintervalls Tmin, bestimmt wurde, dass das Vorbereitungssignal ARM anzeigt, dass eine Magnetisierung der Sekundärwicklung 2b des Transformators 2 stattgefunden hat (d.h., in dem Beispiel es einen hohen Logikwert „1“ hat).
Im Detail sieht mit Bezugnahme auf 11a (die beispielhaft eine mögliche graphische Darstellung der zweiten Rückkopplungsspannung V_ZCD darstellt), eine erste Situation vor, dass am Ende des variablen Austastintervalls T_blank das Vorbereitungssignal ARM immer noch hoch ist.
In diesem Fall sieht die Steuerlösung, die durch das Verarbeitungsmodul 21 umgesetzt wird, das Warten auf das nächste Schalten des Auslösesignals TRIG und dann das Schließen des Schaltelements 5 vor, wodurch dessen Schalten bei einem Tal des zweiten Rückkopplungssignals V_ZCD sichergestellt wird.
In einer zweiten Situation (in 11b dargestellt) hat am Ende des variablen Austastintervalls T_blank das Vorbereitungssignal ARM einen niedrigen Wert. In diesem Fall sieht die Lösung den Beginn der Zählung eines weiteren Warteintervalls T_wait, beispielsweise 3 µs (oder im Allgemeinen zwischen 1 µs und 10 µs), vor.
Am Ende des vorstehend erwähnten weiteren Warteintervalls T_wait oder im Fall des Schaltens des Auslösesignals TRIG im gleichen Intervall (d.h. ohne die Notwendigkeit, auf dessen Ende zu warten) wird das Schaltelement 5 geschlossen. Wenn es anstatt dessen das Vorbereitungssignal ARM ist, das vor dem Ende der Wartezeit T_wait auf den hohen Wert schaltet, ist genug Energie in dem System vorhanden, um die Schwingung zu unterstützen, und ist folglich die Wahrscheinlichkeit hoch, dass ein neues Schalten des Auslösesignals TRIG erfasst wird.
Die von dem Verarbeitungsmodul 21 umgesetzte Steuerlösung sieht dann das Warten auf das darauffolgende Schalten des Auslösesignals TRIG und, wenn dies auftritt, das Schließen des Schaltelements 5 vor.
Eine dritte Situation sieht anstatt dessen vor, wie in 11c dargestellt, dass am Ende des Warteintervalls T_wait das Vorbereitungssignal ARM immer noch einen niedrigen Wert hat. In diesem Fall wird der Schluss gezogen, dass die in dem System vorhandene Restenergie nicht ausreicht, und wird das Schaltelement 5 folglich unmittelbar geschlossen, da es keinen Grund gibt, noch länger zu warten.
12 fasst in der Form eines Zustandsdiagramms den vorstehend beschriebenen Algorithmus zusammen, der mit dem mit Bezugnahme auf 8 erläuterten integriert ist; der Ablauf beginnt in der Tat noch einmal ab dem ersten Zustand 30, der bereits mit Bezugnahme auf 8 beschrieben wurde, in dem die Zählung des Mindestaustastintervalls Tmin gestartet wird.
Wenn am Ende des Mindestaustastintervalls Tmin die Vergleichseinrichtung vorbereitet wird (das Vorbereitungssignal ARM hat in dem erörterten Beispiel einen hohen Logikwert „1“), bestimmt das Verarbeitungsmodul 21, dass eine Magnetisierung in dem Transformator 2 korrekt stattgefunden hat, und fährt der Ablauf mit Zustand 40 fort, wo die Zählung des variablen Austastintervalls T_blank gestartet wird.
Wenn am Ende des variablen Austastintervalls T_blank das Vorbereitungssignal ARM einen hohen Wert hat (die vorstehend beschriebene erste Situation), geht der Ablauf von Zustand 40 zu Zustand 32 über, der bereits vorstehend mit Bezugnahme auf 8 erörtert wurde, wo das Verarbeitungsmodul 21 auf das Auslösesignal TRIG wartet, um auf den hohen Logikwert zu schalten. Danach fährt der Ablauf mit Zustand 33 fort, wo das Schaltelement 5 geschlossen wird (d.h., der entsprechende MOSFET ist EIN). Vom Zustand 33 kehrt der Ablauf zu dem anfänglichen Zustand 30 zurück.
Wenn anstatt dessen am Ende des variablen Austastintervalls T_blank das Vorbereitungssignal ARM einen niedrigen Wert hat, geht der Ablauf von Zustand 40 zu Zustand 41 über, wo die Zählung des Warteintervalls T_wait beginnt.
Als Nächstes geht, wenn in einem Moment innerhalb des Warteintervalls T_wait das Vorbereitungssignal ARM einen hohen Wert hat, der Ablauf von Zustand 41 wieder zu Zustand 32 (vorstehend beschrieben) über, wo auf das Auslösesignal TRIG gewartet wird.
Wenn andererseits am Ende des Warteintervalls T_wait das Vorbereitungssignal ARM immer noch einen niedrigen Wert hat, oder wenn sonst innerhalb des gleichen Warteintervalls T_wait ein Schalten des Auslösesignals TRIG stattfindet, geht der Ablauf von Zustand 41 direkt zu Zustand 33 über, um das Schaltelement 5 zu schließen.
Die Vorteile der vorgeschlagenen Lösung werden aus der vorstehend beschriebenen Beschreibung deutlich.
In jedem Fall wird hervorgehoben, dass die vorstehend beschriebene Lösung unter anderem folgende Vorteile ermöglicht:

eine Reduzierung des THD-Faktors und eine Erhöhung des Leistungsfaktors (PF) dank der verbesserten Verwaltung der Situationen des Nulldurchgangs der Leitungsspannung V_AC;
eine größere Robustheit bezüglich Kurzschlüssen am Ausgang, die detektiert und geeignet von den vorstehend beschriebenen Situationen eines Nulldurchgangs der Leitungsspannung V_AC unterschieden werden können;
eine größere Effizienz und größere Genauigkeit der Steuerung, insbesondere beim Verwalten von Niedriglastbedingungen dank der Möglichkeit der Anwendung einer geeigneten variablen Austastzeit und der zugehörigen effektiven Verwaltung der Steuerung des Schaltens an den Tälern des Rückkopplungssignals (auch in dem Fall, in dem die vorstehend erwähnte variable Austastzeit besonders lang ist).

Insbesondere haben von dem Anmelder der vorliegenden Erfindung durchgeführte Tests und Simulationen in einer typischen Betriebskonfiguration eine Reduzierung des THD-Faktors um 6% und die Möglichkeit des Systems, auch in dem Fall gesteuert zu bleiben, wenn weniger als 5% der Nennleistung übertragen werden, gezeigt.
Die vorstehend umrissenen Vorteile werden auch deutlich aus einem Vergleich der graphischen Darstellungen von 13a-13c mit den entsprechenden graphischen Darstellungen von 5a bis 5c, wie vorstehend erörtert, klar. Insbesondere wird die deutliche Reduzierung der Verzerrung der Wellenformen ersichtlich, die an den Nulldurchgängen der Leitungsspannung V_AC auftritt.
Schließlich wird deutlich, dass Modifikationen und Variationen der vorstehenden Beschreibungen und Darstellungen möglich sind, ohne dadurch von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung, wie in den anhängenden Ansprüchen definiert, abzuweichen.
Insbesondere wird deutlich, dass sich die Schaltungsausführungsform der Diskriminierungsschaltung 20 der Steuervorrichtung 10 von den vorstehend nur beispielhaft gezeigten Darstellungen unterscheiden könnte, sowie sich auch der Ausdruck zur Bestimmung des Diskriminierungssignals S_d unterscheiden könnte.
Es wird ferner hervorgehoben, dass unabhängig von der Tatsache, dass die vorstehende Beschreibung sich auf einen Sperrwandler bezieht, die vorliegende Lösung auch vorteilhaft auf andere Typen von Wandlern angewendet werden kann, beispielsweise Aufwärtswandler, Inverswandler und entsprechende Varianten davon.
Außerdem wird deutlich, dass der Wandler auch von einer anderen Versorgungsquelle als der elektrischen Leitung versorgt werden könnte, beispielsweise auch von einer Gleichspannung, ohne auf die Vorteile bezüglich Effizienz, Robustheit und Genauigkeit der Regelung verzichten zu müssen.
Schließlich wird hervorgehoben, dass der Wandler, der den Gegenstand der vorliegenden Lösung bildet, vorteilhafterweise einen Spannungsregler oder -wandler, auf den sich die vorstehend beschriebene Behandlung mittels eines nicht beschränkenden Beispiels explizit bezogen hat, oder auf ähnliche Weise einen Stromregler oder -wandler (beispielsweise in LED-Treibern oder in Batterieladevorrichtungen) bereitstellen kann.

Claims

Steuervorrichtung (10) zum Steuern eines Schaltwandlers (1), der aufweist: einen Transformator (2) mit einer Primärwicklung (2a), die zum Empfangen einer Eingangsgröße (V_in) ausgelegt ist, einer Sekundärwicklung (2b), die zum Liefern einer Ausgangsgröße (V_out) an einem Ausgang (Out₁, Out₂) des Wandlers (1) ausgelegt ist, und einer Hilfswicklung (2c), die zum Liefern einer Rückkopplungsgröße (V_ZCD) ausgelegt ist; und ein mit der Primärwicklung (2a) gekoppeltes Schaltelement (5); wobei die Steuervorrichtung (10) ein Verarbeitungsmodul (21) aufweist, das dafür konfiguriert ist, ein Steuersignal (S_c) zum Steuern des Schaltens des Schaltelements (5) auf der Grundlage der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) zum Regeln der Ausgangsgröße (V_out) über das Ändern einer Phase des Speicherns von Energie in der Primärwicklung (2a) und einer Phase der Übertragung von Energie von der Primärwicklung (2a) an die Sekundärwicklung (2b) zu erzeugen; wobei das Verarbeitungsmodul (21) dafür konfiguriert ist, das Ende der Energieübertragungsphase auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen dem Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) und mindestens einem Vergleichsschwellenwert (Th₁, Th₂) zu bestimmen, dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner eine Diskriminierungsschaltung (20; 20') aufweist, die dafür konfiguriert ist, ein Diskriminierungssignal (S_d) zu erzeugen, dessen Wert indikativ für das Auftreten eines ersten Zustands, eines Kurzschlusses an dem Ausgang (Out₁, Out₂), oder eines zweiten Zustands, in dem die Eingangsgröße (V_in) niedriger als ein Schwellenwert der Magnetisierung der Primärwicklung (2a) ist, ist; und wobei das Verarbeitungsmodul (21) dafür konfiguriert ist, das Ende der Energieübertragungsphase und das entsprechende Schalten des Schaltelements (5) auch auf der Grundlage des Diskriminierungssignals (S_d) zu bestimmen, wobei die Diskriminierungsschaltung (20; 20') einen Vergleichsblock (26) aufweist, der dafür konfiguriert ist, zum Erzeugen des Diskriminierungssignals (S_d) eine Diskriminierungsgröße (V_d) mit einem voreingestellten Wert (V_gdon) zu vergleichen; wobei die Diskriminierungsgröße (V_d) indikativ für den Wert der Eingangsgröße (V_in) ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Diskriminierungsgröße (V_d) eine Funktion einer Teilung (V_p) der Eingangsgröße (V_in) und einer Rückkopplungsgröße (V_FB) proportional zu der von der Primärwicklung (2a) an die Sekundärwicklung (2b) des Transformators (2) übertragenen Leistung ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Verarbeitungsmodul (21) bei mindestens einer Betriebsbedingung dafür konfiguriert ist, die Dauer einer Wartezeit (T_blank, Tstarter), die das Ende der Energieübertragungsphase definiert, als eine Funktion des Werts des Diskriminierungssignals (S_d) zwischen einer ersten Dauer beim Auftreten des ersten Zustands und einer zweiten Dauer beim Auftreten des zweiten Zustands zu variieren, wobei die erste Dauer länger ist als die zweite Dauer.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die mindestens eine Betriebsbedingung einer Betriebsbedingung entspricht, bei der die Rückkopplungsgröße (V_ZCD) einen ersten Vergleichsschwellenwert (Th₁) innerhalb eines voreingestellten Mindestintervalls (Tmin), beginnend mit dem Beginn der Energieübertragungsphase, nicht überschreitet.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Diskriminierungsgröße (V_d) durch den folgenden Ausdruck gegeben ist: $V_{d} = k \cdot (V_{F B} - V_{F B_min}) \cdot V_{p},$
wobei V_d die Diskriminierungsgröße ist, V_FB die Rückkopplungsgröße ist, V_{FB_min} ein Mindestwert der Rückkopplungsgröße ist, V_p die Teilung der Eingangsgröße Vin ist und kein Korrekturfaktor ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Diskriminierungsgröße (V_d) auch eine Funktion des Spitzenwerts (V_FF) der Teilung (V_p) der Eingangsgröße (V_in) ist und durch den folgenden Ausdruck gegeben ist: $V_{d} = {\frac{k \cdot (V_{F B} - V_{F B_min}) \cdot V_{p}}{V_{F F}}}_{,}$
wobei V_d die Diskriminierungsgröße ist, V_FB die Rückkopplungsgröße ist, V_{FB_min} ein Mindestwert der Rückkopplungsgröße ist, V_p die Teilung der Eingangsgröße (V_in) ist, VFF der Spitzenwert der Teilung (V_p) ist und kein Korrekturfaktor ist.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Diskriminierungsschaltung (20; 20') dafür konfiguriert ist, einen Schwellenwert zum Schalten des Diskriminierungssignals (S_d) zu definieren, der als eine Funktion eines Faktors der Leistungsübertragung zwischen der Primärwicklung (2a) und der Sekundärwicklung (2b) des Transformators (2) und/oder des Werts der Eingangsgröße (V_in) dynamisch variabel ist.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verarbeitungsmodul (21) dafür konfiguriert ist, während eines Austastzeitintervalls (T_blank) mit einem variablen und einstellbaren Wert den Vergleich zwischen dem Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) und dem mindestens einen Vergleichsschwellenwert (Th₁, Th₂) zu hemmen, um das Ende des Energieübertragungsschrittes zu bestimmen.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verarbeitungsmodul (21) dafür konfiguriert ist, eine erste Prüfung am Ende eines voreingestellten Mindestintervalls (Tmin), beginnend mit dem Beginn der Energieübertragungsphase, auszuführen, um zu verifizieren, ob der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) höher ist als ein erster Vergleichsschwellenwert (Th₁), und in diesem Fall eine zweite Prüfung am Ende eines Austastzeitintervalls (T_blank) mit einem variablen und einstellbaren Wert, beginnend mit dem Beginn der Energieübertragungsphase, auszuführen, auf deren Grundlage das Ende der Übertragungsphase bestimmt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei das Verarbeitungsmodul (21) für Folgendes konfiguriert ist: wenn am Ende des Austastzeitintervalls (T_blank) der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) höher ist als der erste Vergleichsschwellenwert (Th₁), Bestimmen des Endes der Energieübertragungsphase, wenn der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) anschließend unter einen zweiten Vergleichsschwellenwert (Th₂) abfällt, der niedriger ist als der erste Vergleichsschwellenwert (Th₁); wenn anstatt dessen am Ende des Austastzeitintervalls (T_blank) der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) niedriger ist als der erste Vergleichsschwellenwert (Th₁), Bestimmen des Endes der Übertragungsphase, wenn der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) während eines Warteintervalls (T_wait) unter einen zweiten Vergleichsschwellenwert (Th₂) abfällt.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei das Verarbeitungsmodul (21) dafür konfiguriert ist, am Ende des Warteintervalls (T_wait) eine dritte Prüfung auszuführen, um auf deren Grundlage das Ende der Übertragungsphase zu bestimmen, in dem Fall, in dem der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) während des Warteintervalls (T_wait) nicht unter den zweiten Vergleichsschwellenwert (Th₂) abfällt; wobei die dritte Prüfung Folgendes vorsieht: wenn am Ende des Warteintervalls (T_wait) der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) höher ist als der erste Vergleichsschwellenwert (Th₁), Bestimmen des Endes der Energieübertragungsphase, wenn der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) anschließend unter den zweiten Vergleichsschwellenwert (Th₂) abfällt; wenn anstatt dessen am Ende des Warteintervalls (T_wait) der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) niedriger ist als der erste Vergleichsschwellenwert (Th₁), Bestimmen des Endes der Übertragungsphase unmittelbar am Ende des Warteintervalls (T_wait).
Schaltwandler (1), der eine Steuervorrichtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.
Wandler nach Anspruch 11 vom quasiresonanten Steuertyp.
Verfahren zum Steuern eines Schaltwandlers (1), der aufweist: einen Transformator (2) mit einer Primärwicklung (2a), die zum Empfangen einer Eingangsgröße (Vin) ausgelegt ist, einer Sekundärwicklung (2b), die zum Liefern einer Ausgangsgröße (V_out) an einem Ausgang (Out₁, Out₂) des Wandlers (1) ausgelegt ist, und einer Hilfswicklung (2c), die zum Liefern einer Rückkopplungsgröße (V_ZCD) ausgelegt ist; und ein mit der Primärwicklung (5) gekoppeltes Schaltelement (5); wobei das Verfahren den Schritt des Erzeugens eines Steuersignals (S_c) zum Steuern des Schaltens des Schaltelements (5) auf der Grundlage der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) zum Regeln der Ausgangsgröße (V_out) über das Ändern einer Phase des Speicherns von Energie in der Primärwicklung (2a) und einer Phase der Übertragung von Energie von der Primärwicklung (2a) an die Sekundärwicklung (2b) beinhaltet; wobei der Schritt des Erzeugens eines Steuersignals (S_c) das Bestimmen des Endes der Energieübertragungsphase auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen dem Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) und mindestens einem Vergleichsschwellenwert (Th₁, Th₂) beinhaltet, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner den Schritt des Erzeugens eines Diskriminierungssignals (S_d) beinhaltet, dessen Wert indikativ für das Auftreten eines ersten Zustands, eines Kurzschlusses an dem Ausgang (Out₁, Out₂), oder eines zweiten Zustands, wobei die Eingangsgröße (V_in) niedriger als ein Magnetisierungsschwellenwert der Primärwicklung (2a) ist, ist; und wobei der Schritt des Erzeugens eines Steuersignals (S_c) ferner das Bestimmen des Endes der Energieübertragungsphase und des entsprechenden Schaltens des Schaltelements (5) auch auf der Grundlage des Diskriminierungssignals (S_d) beinhaltet, wobei eine Diskriminierungsschaltung (20; 20') bereitgestellt wird, die einen Vergleichsblock (26) aufweist, der dafür konfiguriert ist, zum Erzeugen des Diskriminierungssignals (S_d) eine Diskriminierungsgröße (V_d) mit einem voreingestellten Wert (V_gdon) zu vergleichen; wobei die Diskriminierungsgröße (V_d) indikativ für den Wert der Eingangsgröße (V_in) ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Diskriminierungsgröße (V_d) eine Funktion einer Teilung (V_p) der Eingangsgröße (V_in) und einer Rückkopplungsgröße (V_FB) proportional zu der von der Primärwicklung (2a) an die Sekundärwicklung (2b) des Transformators (2) übertragenen Leistung ist.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Schritt des Erzeugens des Steuersignals (S_c) bei mindestens einer Betriebsbedingung das Variieren der Dauer einer Wartezeit (T_blank, T_starter), die das Ende der Energieübertragungsphase definiert, als eine Funktion des Werts des Diskriminierungssignals (S_d) zwischen einer ersten Dauer beim Auftreten des ersten Zustands und einer zweiten Dauer beim Auftreten des zweiten Zustands beinhaltet, wobei die erste Dauer länger ist als die zweite Dauer.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die mindestens eine Betriebsbedingung einer Betriebsbedingung entspricht, bei der die Rückkopplungsgröße (V_ZCD) einen ersten Vergleichsschwellenwert (Th₁) innerhalb eines voreingestellten Mindestintervalls (T_min), beginnend mit dem Beginn der Energieübertragungsphase, nicht überschreitet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 13-15, wobei der Schritt des Erzeugens des Steuersignals (S_c) das Ausführen einer ersten Prüfung am Ende eines voreingestellten Mindestintervalls (T_min), beginnend mit dem Beginn der Energieübertragungsphase, um zu verifizieren, ob der Wert der Rückkopplungsgröße (V_ZCD) höher ist als ein erster Vergleichsschwellenwert (Th₁), und in diesem Fall das Ausführen einer zweiten Prüfung am Ende eines Austastzeitintervalls (T_blank) mit einem variablen und einstellbaren Wert, beginnend mit dem Beginn der Energieübertragungsphase, auf deren Grundlage das Ende der Übertragungsphase bestimmt wird, beinhaltet.