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Die Erfindung betrifft eine Duplex-Antennenanordnung.
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Für insbesondere den Digitalfunk stehen unterschiedliche Frequenzbereiche mit Unterbändern (Uplink) und Oberbändern (Downlink) zur Verfügung, die mitunter nur einen relativen geringen Frequenzabstand voneinander aufweisen. Als Beispiel sei der Frequenzbereich zwischen 380 MHz und 395 MHz genannt, der das Unterband von 380 MHz bis 385 MHz (als Empfangsband mit der Mittenfrequenz von 382,5 MHz) und das Oberband von 390 MHz bis 395 MHz (als Sendeband mit der Mittenfrequenz 392,5 MHz) aufweist. Die beiden zuvor genannten Bänder weisen also lediglich einen Duplex-Abstand von 5 MHz auf.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine relativ kleinformatige Duplex-Antennenanordnung für Sende- und Empfangsbänder mit insbesondere nur vergleichsweise geringem Frequenzabstand (Duplex-Abstand) zu schaffen.
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Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung eine Duplex-Antennenanordnung vorgesehen mit
- – zwei Helix-Monopolantennen, von denen jede einen zu einer Helix mit Windungen gewickelten strangförmigen elektrischen Antennenleiter aufweist, mit welchem ein Abstimmkondensator in Reihe geschaltet ist,
- – wobei die beiden Abstimmkondensatoren zur Bildung eines gemeinsamen Schaltungsknotenpunkts zum Speisen mit einem Sendesignal und zum Abgreifen eines Empfangssignals miteinander verbunden sind, und
- – einem Leistungsanpasskondensator, der zwischen dem gemeinsamen Schaltungsknotenpunkt und Masse angeordnet ist,
- – wobei die beiden Helix-Monopolantennen durch eine alternierende Anordnung der Windungen ihrer Antennenleiter kapazitiv gekoppelt sind, sowie zwischen sich einen Koppelkondensator mit einer durch den Grad der kapazitiven Kopplung bestimmten Größe bilden und
- – wobei die Größe des Koppelkondensators zusammen mit der Größe des Leistungsanpasskondensators den Grad der Leistungsanpassung der Anordnung aus den beiden Helix-Monopolantennen bestimmt.
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Erfindungsgemäß wird eine geringe Bauhöhe der Antennenanordnung dadurch realisiert, dass anstelle einer Stabantenne, die breitbandig ist, zwei jeweils schmalbandige Spulen- bzw. Helix-Monopolantennen verwendet werden. Hierdurch wird die Bauhöhe deutlich reduziert. Problematisch dabei ist aber, dass aufgrund eines geringen Duplex-Abstandes eine Beeinflussung der beiden Helix-Monopolantennen nicht zu vermeiden ist. Daher wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, die beiden Helix-Monopolantennen, die jeweils mit einem Abstimmkondensator in Reihe geschaltet sind, elektrisch miteinander zu verbinden. Das allerdings hat wiederum den Nachteil, dass die Gesamtanordnung nun nicht mehr ohne weiteres optimal leistungsanpassbar ist.
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Erfindungsgemäß wird nun neben einem für die Leistungsanpassung vorgesehenen gemeinsam Leistungsanpasskondensator die kapazitive Kopplung der beiden Helix-Monopolantennen genutzt, um insgesamt aus der parasitären kapazitiven Kopplung und dem Leistungsanpasskondensator eine Leistungsanpasskapazität zu bilden, die den gewünschten Abschlusswiderstand (von beispielsweise 50 Ohm) der gesamten Duplex-Antennenanordnung liefert. Dabei ist die Größe des (parasitären) Koppelkondensators zwischen den beiden Helix-Monopolantennen durch konstruktive Maßnahmen entsprechend beeinflussbar. Zweckmäßigerweise erfolgt dies durch eine der nachfolgend genannten Maßnahmen oder aber eine Kombination aus mindestens zwei und ggf. auch allen der nachfolgend genannten Maßnahmen:
- – das Ausmaß des insbesondere wechselweisen Ineinandergreifens einzelner oder Gruppen von Windungen der Antennenleiter,
- – die Dicke der Antennenleiter,
- – den Abstand jeweils benachbarter Windungen oder Gruppen von Windungen beider Antennenleiter und/oder der jeweils benachbarten Windung unterschiedlicher Antennenleiter,
- – die Anzahl der Windungen der Antenennleiter,
- – das Medium, das von den Antennenleitern umgeben ist,
- – die Geometrie und/oder Materialbeschaffenheit eines Gehäuses zur Unterbringung der Helix-Monopolantennen.
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In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung lassen sich die beiden Spulen- bzw. Antennenleiter der beiden Helix-Monopolantennen nach Art einer Doppelhelix (Doppelspule) wickeln. Die beiden Helix-Monopolantennen werden hierbei vorzugsweise parallel und gleichsinnig gewickelt.
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In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die einzelne Windungen kreisförmig oder von einer Kreisform abweichend, beispielsweise im Wesentlichen rechteckig ausgeführt sind.
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Ferner ist es von Vorteil, wenn bei der Duplex-Antennenanordnung die Antennenleiter der beiden Helix-Monopolantennen um einen gemeinsamen Wickelkern herum gewickelt sind. Hierbei ist es zweckmäßig, wenn der Wickelkern z.B. als Streifen aus Leiterkartenmaterial ausgebildet ist, wobei andere Wickelkernformen und andere, gute Hochfrequenz-Eigenschaften aufweisende Werkstoffe ebenfalls verwendet werden können.
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Beispielsweise kann der Wickelkern als Rundstab ausgeführt sein. Bei Wickelformen, die von der Geometrie eines Streifenleiters abweichen, ist der gewünschte kapazitive Koppelgrad nicht unbedingt parasitär erreichbar. In diesen Fällen kann zusätzlich zur parasitären Koppelkapazität eine feste "Dachkapazität", über die die Enden der beiden Helix-Antennen elektrisch gekoppelt sind, hinzugefügt werden. Allerdings wird durch das Hinzufügen eines Festkondensators an den Enden der beiden Helixspulen die Güte der Antenne nachteilig beeinflusst, so dass durch diese Maßnahme ein zusätzlicher Verlust von z.B. ca. 1,5 dB (nach EIA RS-329-1) entstehen kann.
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Die Kopplung der beiden Helix-Monopolantennen ist sowohl kapazitiver als auch induktiver Art. Durch die induktive Kopplung verschieben sich die Resonanzstellen. Dies kann durch Anpassung der axialen Erstreckung der Doppelhelix-Anordnung kompensiert werden.
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Durch den kleinformatigen Aufbau der erfindungsgemäßen Duplex-Antennenanordnung ist es beispielsweise möglich, die beiden Helix-Monopolantennenelemente in einem Zivilmobil-Antennengehäuse unterzubringen, das zur Anbringung an Fahrzeugen, insbesondere Kraftfahrzeugen wie PKWs, Kleintransporter oder LKWs dient.
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Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei:
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1 das Schaltsymbol einer Dipolantenne,
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2 die Impedanz einer Dipolantenne als Ersatzschaltbild,
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3 das Prinzipschaltbild einer Dipolantenne,
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4 die Dipolentstehung,
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5 eine Fahrzeugantenne als die eine Hälfte einer Dipolantenne mit der Fahrzeugkarosserie als die andere Hälfte einer Dipolantenne,
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6 das Ersatzschaltbild einer Monopolantenne,
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7 zwei getrennte Helixantennen,
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8 die Zusammenschaltung zweier Helixantennen,
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9 die Darstellung einer Antenne mit zwei Spulen,
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10 die kapazitive Kopplung der einzelnen Spulenlagen oder Gruppen von Spulenlagen,
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11 die kapazitive Kopplung der Doppelhelixantenne und
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12 die Stehwellenverhältnisse für Uplink (z.B. 380 MHz bis 385 MHz) und Downlink (z.B. 390 MHz bis 395 MHz).
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Bevor im Einzelnen auf die Erfindung eingegangen wird, sei kurz auf die physikalischen und elektrischen Grundlagen von Dipol- und Monopolantennen eingegangen.
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Das Schaltsymbol und das elektrische Ersatzschaltbild einer Dipolantenne sind in den 1 und 2 gezeigt.
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Der Eingangswiderstand der Dipolantenne wird durch die Reihenschaltung des Strahlungswiderstandes RS mit dem Verlustwiderstand RV und dem Blindwiderstand (Reaktanz) jX gebildet. Beim Halbwellendipol ist der Blindwiderstand im Resonanzfall gleich Null. In der Umgebung der Resonanzfrequenz ändert der Blindwiderstand sein Vorzeichen. Für eine ausreichende Kompensation wird der Dipol mit einem verstimmten Schwingkreis beschaltet, dessen Blindwiderstand beim Durchgang durch die Resonanzfrequenz das jeweils andere Vorzeichen annimmt.
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Ein λ/2-Dipol hat, wenn er nicht durch seine Umgebung beeinflusst wird (also im sogenannten Freiraum) und wenn er bei seiner Resonanzfrequenz betrieben wird, eine Impedanz von 73,2 Ω. In der Unterhaltungselektronik (z.B. für den terrestrischen Fernsehempfang) sind die Antennen für eine Impedanz von 75 Ω ausgelegt. Antennen für mobile Funkgeräte haben Fußpunktwiderstände von 50 Ω und niedriger. Die Impedanzen von Sendern und Kabeln haben deshalb dort 50 Ω. Um die Impedanz der Antenne auf die Impedanz des Kabels und des Generators anzupassen, werden Impedanzwandler oder Resonanztransformatoren eingesetzt.
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Das Prinzipschaltbild einer Dipolantenne zeigt 3; 4 verdeutlicht die Entstehung des Dipols.
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Eine Monopolantenne zeigt 5; das elektrische Ersatzschaltbild ist in 6 angegeben. Eine Monopolantenne ist eine Antenne, die im Gegensatz zur Dipolantenne nur einen "Arm" besitzt, dessen an der leitenden Erde gespiegeltes Bild den anderen Arm ersetzt. Monopolantennen werden als Sende- und Empfangsantennen für Längstwelle, Langwelle, Mittelwelle, Kurzwelle bis in den VHF-Bereich eingesetzt. Beispiele für Monopolantennen im VHF-Bereich sind KFZ-Antennen für den UKW-Empfang, wobei statt der Erde die metallische Karosserie als Spiegel dient. Die Impedanz (oder Fußpunktwiderstand oder Eingangswiderstand) einer Antenne gibt den komplexen Widerstand in Ohm (Ω) an, der bei der verwendeten Frequenz an den Anschlussklemmen gemessen werden kann.
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Ein charakteristischer Parameter für Antennen ist deren Güte Q. Diese bestimmt sich wie folgt
mit R
V = Verlustwiderstand, L = Induktivität und C = Kapazität.
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Eine große Induktivität bedeutet eine große Güte, während eine große Kapazität bzw. ein großer Verlustwiderstand zu einer verkleinerten Güte führt.
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Um eine hohe Güte Q zu erreichen, muss das Verhältnis L/C möglichst groß sein, d.h. "großes L" und "kleines C". Ebenso muss der Verlustwiderstand möglichst klein sein.
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Die Bandbreite b einer Antenne ist umgekehrt proportional zur Güte der Antenne:
mit fres = Resonanzfrequenz.
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Die Bandbreite b wird im Resonanzfall durch die Güte Q bestimmt. Wird statt einer Stabantenne eine gewickelte (Spulen- bzw. Helix-)Antenne eingesetzt, so weist diese eine vergleichsweise hohe Induktivität L auf. Der Verlustwiderstand RV wird zum größten Teil aus dem spezifischen Widerstand des Wickeldrahts gebildet und kann als sehr klein angesehen werden. Somit ist die Güte einer Helix-Antenne recht hoch; sie weist damit aber eine schmale Bandbreite auf.
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Erfindungsgemäß werden zwei getrennte Helix-Antennen 10, 12 eingesetzt, wie dies in 7 gezeigt ist. Jede Helix-Antenne 10, 12 lässt sich durch Abstimmkondensatoren C1 und C2 auf die Mittenfrequenz des Sende- bzw. Empfangsfrequenzbands abstimmen und durch die Koppelkondensatoren C3 und C4 auf eine Impedanz von 50 Ohm (Leistungsanpassung) abgleichen. Problematisch ist das Zusammenschalten der beiden Antennen zu einem gemeinsamen Einbzw. Ausgang, dessen Impedanz ebenfalls 50 Ohm betragen soll.
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Alternativ könnte hier ein Antennenkoppler eingesetzt werden, wobei technisch bedingt ein Verlust von mindestens 3 dB entstehen würde. Der Einsatz eines Duplexers würde zwar die Verluste minimieren, doch ist dieser bei einer lediglich geringen Duplexbandbreite (Abstand zwischen den Sende- und Empfangsfrequenzbändern) äußerst aufwendig, d.h. schmalbandig aufgebaut und deshalb sehr groß und teuer.
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Ein direktes Zusammenschalten der beiden Helix-Antennen 10, 12 (siehe 8) am Schaltungsknotenpunkt 14 hat zur Folge, dass einer der beiden Anpassbzw. Kompensationskondensatoren C3, C4 entfallen kann. Die Verwendung eines einzigen Kompensationskondensators C3 für beide Helix-Antennen 10, 12 zur Masse 16 hat den Nachteil, dass die unterschiedlichen kapazitiven Kompensationswerte der beiden Helix-Antennen nicht mehr auszugleichen sind. Dadurch bedingt entsteht das Problem, dass sich nur eine der beiden Resonanzstellen auf 50 Ohm bzw. minimales Stehwellenverhältnis (SWR) bringen lässt.
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Erfindungsgemäß wird die unvermeidbare kapazitive Kopplung 22 der beiden Helix-Antennen 10, 12 bewusst beeinflusst und so gewählt, dass diese Kapazität sich mit der Kapazität des Anpass- bzw. Kompensationskondensators C3 zu einem Wert ergänzt, mit dem sich die Leistungsanpassung der Gesamtanordnung der beiden Helix-Monopolantennen realisieren lässt.
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Dazu werden die beiden Helix-Antennen 10, 12 in einem bestimmten Abstand zueinander, parallel und gleichsinnig gewickelt, wie in 9 gezeigt. Die kapazitive Kopplung ist in 10 bei 22 angedeutet.
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Durch die parallel gewickelten Spulenlagen entstehen zwischen diesen kleine parasitäre Kapazitäten, die eine kapazitive Kopplung 22 der beiden Helix-Antennen 10, 12 zur Folge haben. Die Größe der Kapazitäten wird im Wesentlichen durch den Durchmesser des Wickeldrahts und den Abstand der Spulenlagen zueinander bestimmt. Die für die (parasitäre) kapazitive Kopplung der beiden Helix-Antennen unmittelbar aufeinander einwirkenden Größen sind
- 1. Länge des Spulendrahtes
- 2. Durchmesser des Spulendrahtes
- 3. Anzahl der Windungen 18, 20
- 4. Abstand der Windungen 18, 20 zueinander
- 5. Wahl des Materials des Wickelkerns 24
- 6. Materialbeschaffenheit des Gehäuses
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Sofern die kapazitive Kopplung nicht ausreichend ist, was z.B. mit der geometrischen Form des Wickelkerns 24 und/oder dem Werkstoff, aus dem der Wickelkern 24 besteht, zusammenhängen kann, können die beiden Antennen 10, 12 an ihren Enden durch einen "Dach"-Kondensator 26 zusätzlich kapazitiv gekoppelt sein; das ist in 9 angedeutet.
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Das Ersatzschaltbild der erfindungsgemäßen Anordnung zeigt 11. Die beiden ineinander gewickelten Helix-Antennen 10, 12 werden durch sowohl die induktive als auch die kapazitive Kopplung in ihrer Wirkungsweise (stark) beeinflusst. Bestimmend hierfür ist der Koppelgrad. Die induktive Kopplung bewirkt einen Resonanzfrequenzversatz nach unten. Durch geringfügiges Kürzen der Spulenlängen kann dies jedoch ausgeglichen werden. Der (parasitäre) Koppelkondensator 22 wird bewusst genutzt, um die unterschiedlichen kapazitiven Kompensationswerte von L1 und L2 auszugleichen, so dass beide Resonanzen durch den gemeinsamen Kompensationskondensator C3 auf 50 Ohm bzw. minimales SWR getrimmt werden können (siehe 12). Der Wert des parasitären Koppelkondensators 22 muss dabei relativ genau sein und wird im Wesentlichen durch die Länge, den Durchmesser und die Windungszahl des Wickeldrahts sowie den Abständen der Wickellagen zueinander bestimmt. Insgesamt ergibt sich somit eine im Wesentlichen verlustfrei gekoppelte, breitbandige Doppelhelix-Antenne als Ersatz für z.B. eine λ/4-Stabantenne. Der Antennengewinn gegenüber einer λ/4-Stabantenne nach der Standardrichtlinie EIA RS-329-1 für Mobilfunkantennen beträgt –1dB.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- EIA RS-329-1 [0010]
- Standardrichtlinie EIA RS-329-1 [0044]
