DE102011085464A1

DE102011085464A1 - Signalerfassung bei einem kapazitiven Touchscreen ohne Zurücksetzen des Bedienfelds

Info

Publication number: DE102011085464A1
Application number: DE102011085464A
Authority: DE
Inventors: Vitali Souchkov
Original assignee: Avago Technologies ECBU IP Singapore Pte Ltd
Current assignee: Pixart Imaging Inc
Priority date: 2010-12-01
Filing date: 2011-10-28
Publication date: 2012-06-06
Also published as: US8274491B2; US20110310054A1; CN102486709B; CN102486709A

Abstract

Verschiedene Ausführungsformen von Ausleseschaltungen sind offenbart, bei denen keine Touchscreen- oder Touchpanelwiederaufladung benötigt wird, und die Menge an Zeit, die zur Signalerfassung verfügbar ist, ist zweimal diejenige relativ zu Touchscreen- oder Touchpanelausleseschaltungen des Stands der Technik. Spannungsoffsets der integrierenden Verstärker können durch Kerbfilterung von Signalen, die in Ausleseschaltungskondensatoren gespeichert sind, kompensiert werden. Manche Ausführungsformen von Ausleseschaltungen, die hierin offenbart sind, ermöglichen, dass große dynamikbereichskapazitive Touchscreen- oder Touchpanelsignale verarbeitet werden, und benötigen kein Zurücksetzen des Panels. Ausleseschaltungen sind offenbart, die ein Verdoppeln der Signalerfassungsrate und ein Vorfiltern von erfassten Touchpanelsignalen zur verbesserten Immunität vor harmonischen EMI erlauben. Signalerfassung und temporäre Speicherung kann unter Verwendung derselben Kondensatoren in solchen Ausleseschaltungen durchgeführt werden.

Description

Verwandte Anmeldung
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität und andere Vorteile von und ist eine Continuation-in-part der US-Patentanmeldung Serien-Nr. 12/819,635, eingereicht am 21. Juni 2010, mit dem Titel „Capacitive Touchscreen System with Switchable Charge Acquisition Circuit” von Souchkov, die hiermit auch durch Bezugnahme hierin in ihrer Gesamtheit aufgenommen wird.
Gebiet der Erfindung
Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung, die hierin beschrieben ist, beziehen sich auf das Feld von kapazitiven abfühlenden bzw. erfassenden Eingabevorrichtungen im Allgemeinen und insbesondere auf Ladungserfassungsschaltungen für kapazitive Touchscreens und Touchpanels.
Hintergrund
Zwei wesentliche kapazitive Abfühl- und Messungstechnologien werden aktuell in den meisten Touchpad- und Touchscreenvorrichtungen verwendet. Die erste solche Technologie ist die der Selbstkapazität. Viele Vorrichtungen, die von SYNAPTICS^TM hergestellt werden, verwenden Selbstkapazitätsmessungstechniken, genauso wie integrierte Schaltungs(IC)-Vorrichtungen wie die CYPRESS PSOC^TM. Selbstkapazität beinhaltet das Messen der Selbstkapazität einer Serie von Elektrodenpads bzw. Feldern unter Verwendung von Techniken wie denen, die in US-Patent Nr. 5,543,588 von Bisset et al. mit dem Titel „Touch Pad Driven Handheld Computing Device” datiert vom 6. August 1996 beschrieben sind.
Selbstkapazität kann durch die Detektion der Menge an Ladung, die an einem Objekt, das bei einer gegebenen Spannung (Q = CV) gehalten wird, angesammelt bzw. akkumuliert wird, gemessen werden. Selbstkapazität wird üblicherweise gemessen, indem eine bekannte Spannung an eine Elektrode angelegt wird, und dann eine Schaltung verwendet wird, um zu messen, wie viel Ladung zu dieser selben Elektrode fließt. Wenn externe Objekte nahe an die Elektrode gebracht werden, wird zusätzliche Ladung zu der Elektrode hingezogen. Als ein Ergebnis erhöht sich die Selbstkapazität der Elektrode. Viele Berührungssensoren sind so eingerichtet, dass das geerdete Objekt ein Finger ist, der durch den menschlichen Körper geerdet ist, wobei der Körper im Wesentlichen ein Kondensator zu einer Oberfläche ist, wo das elektrische Feld verschwindet, und üblicherweise eine Kapazität von ungefähr 100 pF hat.
Elektroden in Selbstkapazitätstouchpads sind üblicherweise in Reihen und Spalten angeordnet. Indem zuerst Reihen und dann Spalten gescannt werden, können die Positionen von individuellen gegenseitigen Kapazitätsänderungen, die beispielsweise durch die Anwesenheit eines Fingers induziert werden, bestimmt werden. Um genaue Mehrfachberührungsmessungen in einem Touchpad zu bewirken, kann es jedoch erforderlich sein, dass mehrere Fingerberührungen simultan gemessen werden. In einem solchen Fall können Reihen- und Spaltentechniken zur Selbstkapazitätsmessung zu nicht eindeutigen Ergebnissen führen.
Eine Möglichkeit, in der die Anzahl von Elektroden in einem Selbstkapazitätssystem reduziert werden kann, ist, indem die Elektroden in einem Sägezahnmuster verschränkt werden. Solches Verschränken erzeugt einen größeren Bereich, wo ein Finger erfasst wird, mittels einer beschränkten Anzahl von angrenzenden Elektroden, was eine bessere Interpolation ermöglicht und daher weniger Elektroden. Solche Muster können insbesondere effektiv in eindimensionalen Sensoren sein, so wie denen, die in IPOD Clickrädern (click-wheels) verwendet werden. Siehe beispielsweise US-Patent Nr. 6,879,930 von Sinclair et al. mit dem Titel „Capacitance touch slider” datiert auf den 12. April 2005.
Die zweite primäre kapazitive Erfassungs- und Messungstechnologie, die in Touchpad- und Touchscreenvorrichtungen verwendet wird, ist die der gegenseitigen bzw. wechselseitigen Kapazität (mutual capacitance), wo Messungen unter Verwendung eines Kreuzgitters von Elektroden durchgeführt werden. Siehe beispielsweise US-Patent Nr. 5,861,875 von Gerpheide mit dem Titel „Methods and Apparatus for Data Input” datiert vom 19. Januar 1999. Gegenseitige Kapazitätstechnologie wird in Touchpadvorrichtungen verwendet, die durch CIRQUE^TM hergestellt werden. Bei gegenseitiger Kapazitätsmessung wird eine Kapazität zwischen zwei Leitern gemessen, im Gegensatz zu einer Selbstkapazitätsmessung, in der die Kapazität eines einzelnen Leiters gemessen wird, und die durch andere Objekte in Nähe dazu beeinflusst werden kann.
Simultanes Ansteuern aller Ansteuerelektroden oder Leitungen auf einem Touchscreen kann die Dynamikbereich- bzw. Aussteuerungsbereichssignale, die an den Abfühlelektroden oder Leitungen auftreten, und der entsprechenden Abfühlschaltung vorgelegt werden, gemäß der Anzahl von Ansteuerelektroden, die zu einer Zeit angesteuert werden, erhöhen. Handhaben des resultierenden erhöhten Dynamikbereichs von Ladesignalen, die der Abfühlschaltung dargeboten werden, kann erreicht werden, indem konventionelle Ladeintegratorausleseschaltungen verwendet werden, die erhöhte Rückkopplungskondensatorwerte aufweisen. Wie oben darauf hingewiesen sind solche Rückkopplungskondensatorwerte erhöht aufgrund der Anzahl von simultan angesteuerten Ansteuerelektroden, was in einem großen Touchscreen eine Erhöhung der Rückkopplungskapazität um einen Faktor von 20 oder mehr erfordern kann. Wenn hohe Ansteuerspannungen verwendet werden, um die Rauschimmunität eines Berührungssignals (touch signal noise immunity) in einem Touchscreen zu erhöhen, müssen Rückkopplungskondensatorwerte in Ladeintegratorschaltungen, die in dem Abfühlschaltkreis (sensor circuit) eingebaut sind, üblicherweise auch erhöht werden. Große Rückkopplungskondensatorwerte stellen jedoch bestimmte bekannte Probleme dar, wenn sie aktuell in einem Touchscreensystem implementiert sind, wie eine erhöhte Menge an Raum, der in einer integrierten Schaltungsimplementierung benötigt wird. Während aktive Stromteilungsschaltungen, die Ladeintegratorschaltungen (charge integrator circuits) vorgeschaltet sind, verwendet werden können, um die Rückkopplungskondensatorgröße zu verringern, benötigt dieses die Verwendung von zusätzlichen Verstärkern und Widerständen, welche weniger einsatzfähig und temperaturstabile Komponenten verglichen mit integrierten Kondensatoren sind.
Was benötigt wird, ist eine kapazitive Messungs- oder Abfühlschaltung oder System, die/das in Touchscreen- und Touchpadanwendungen eingesetzt werden kann, die/das nicht die Verwendung von großen Rückkopplungskondensatoren oder die Verwendung von aktiven Stromteilungsschaltungen erfordert, und das nicht ein Zurücksetzen des Bedienfelds für jeden Zyklus von Kapazitätsabfühlmessungen erfordert.
Zusammenfassung
In einer Ausführungsform wird ein kapazitives Touchscreensystem bereitgestellt, das einen Touchscreen, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Ansteuer- bzw. Treiberelektroden (drive electrode), die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden (sense electrode) aufweist, die in Reihen oder Spalten in einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind, wobei gegenseitige bzw. wechselseitige Kapazitäten (mutual capacitance) zwischen der ersten Mehrzahl und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, an denen sich die erste Mehrzahl und die zweite Mehrzahl von Elektroden schneiden, wobei die gegenseitigen Kapazitäten sich in der Anwesenheit bzw. dem Vorhandensein von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die in Nähe dazu gebracht werden, ändern, wobei verstreute Kapazitäten (stray capacitance) mit jeder von der zweiten Mehrzahl von Elektroden assoziiert sind, einen oder mehrere Ansteuer- bzw. Treiberschaltungen (drive circuit), die mit der ersten Mehrzahl von Ansteuerelektroden betreibbar verbunden sind, und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen (sense circuit) aufweist, wobei jede der Mehrzahl von Abfühlschaltungen betreibbar mit einer korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden ist, wobei jede Abfühlschaltung einen Verstärkungskondensator, der einen ersten und zweiten Anschluss aufweist, einen ersten Schalter, einen zweiten Schalter, einen dritten Schalter und einen Operationsverstärker aufweist, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, wobei der erste Anschluss des Verstärkungskondensators mit der korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden ist, wobei der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators betreibbar mit dem ersten und dem zweiten Schalter verbunden ist, wobei der positive Eingangsanschluss mit Masse verbunden ist, wobei der erste Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des Verstärkungskondensators und Masse liegt, wobei der zweite Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des Verstärkungskondensators und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers liegt, wobei der dritte Schalter in einer Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers zwischen dem negativen Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss davon liegt, wobei der Rückkopplungskondensator parallel mit Bezug auf den dritten Schalter in der Rückkopplungsschleife angeordnet ist, wobei während einer ersten Stufe der Verstärkungskondensator eine Ladung ansammelt bzw. akkumuliert, die repräsentativ für gegenseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, wenn der erste Schalter geschlossen ist, der zweite Schalter geöffnet ist, der dritte Schalter geschlossen ist und ein Ansteuersignal, das zu zumindest einer der Ansteuerelektroden bereitgestellt wird, hoch (high) ist, und die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator während der ersten Stufe angesammelt wird, zu dem Rückkopplungskondensator während einer zweiten Stufe übertragen wird, wenn der erste Schalter geöffnet ist, der zweite Schalter geschlossen ist, der dritte Schalter geöffnet ist und das Ansteuersignal niedrig (low) ist.
In einer anderen Ausführungsform wird ein kapazitives Touchscreensystem bereitgestellt, das einen Touchscreen, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Treiberelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, aufweist, die in einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind, wobei gegenseitige Kapazitäten zwischen der ersten und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, wo die erste und die zweite Mehrzahl von Elektroden sich schneiden, wobei die gegenseitigen Kapazitäten sich bei der Anwesenheit von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die in Nähe dazu gebracht werden, ändern, wobei verstreute Kapazitäten mit jeder der zweiten Mehrzahl von Elektroden assoziiert sind, eine oder mehrere Treiberschaltungen, die mit der ersten Mehrzahl von Treiberelektroden betreibbar verbunden sind, und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen aufweist, wobei jede der Mehrzahl von Abfühlschaltungen mit einer korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden betreibbar verbunden ist, wobei jede Abfühlschaltung einen Verstärkungskondensator, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist, einen ersten, einen zweiten, einen dritten, einen vierten, einen fünften und einen sechsten Schalter, einen Operationsverstärker, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, und einen ersten und einen zweiten Rückkopplungskondensator aufweist, wobei der erste Anschluss des Verstärkungskondensators mit der korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden ist, wobei der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators betreibbar mit dem ersten Schalter verbunden ist, wobei der positive Eingangsanschluss mit Masse verbunden ist, wobei der erste Schalter zwischen dem Verstärkungskondensator und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers liegt, wobei der zweite Schalter in einer Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers zwischen dem negativen Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss davon liegt, wobei der erste Rückkopplungskondensator einen ersten Anschluss aufweist, der mit dem negativen Eingang des Verstärkers und einem ersten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators verbunden ist, wobei der sechste Schalter zwischen einem zweiten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators und dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist, wobei ein zweiter Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators mit dem dritten und dem vierten Schalter verbunden ist, wobei der dritte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators und Masse liegt, wobei der vierte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers liegt, wobei der fünfte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators und Masse liegt, wobei während einer ersten Stufe der Verstärkungskondensator eine Ladung, die repräsentativ für gegenseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, akkumuliert bzw. ansammelt, wenn der erste, der zweite und der dritte Schalter geschlossen sind, der vierte, der fünfte und der sechste Schalter offen sind, und ein Treibersignal, das an zumindest eine der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist, und wobei die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator während der ersten Stufe angesammelt wird, zu dem ersten Rückkopplungskondensator während einer zweiten Stufe übertragen wird, wenn der zweite, der dritte, der fünfte und der sechste Schalter offen sind, der erste und der vierte Schalter geschlossen sind, und das Treibersignal niedrig ist, wobei der erste Schalter vorübergehend zwischen der ersten und der zweiten Stufe offen ist, wobei während einer dritten Stufe der Rückkopplungskondensator eine Ladung ansammelt, die repräsentativ für gegenseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, wenn der erste, der zweite und der fünfte Schalter geschlossen sind, der dritte, der vierte und der sechste Schalter geöffnet sind, und ein Treibersignal, das an zumindest eine der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist, und wobei die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator während der dritten Stufe angesammelt wird, zu dem zweiten Rückkopplungskondensator während einer vierten Stufe übertragen wird, wenn der zweite, der dritte, der vierte und der fünfte Schalter offen sind, der erste und der sechste Schalter geschlossen sind, und das Treibersignal niedrig ist, wobei der erste Schalter vorübergehend zwischen der dritten und der vierten Stufe offen ist.
Weitere Ausführungsformen werden hierein offenbart oder werden dem Fachmann nach dem Lesen und Verstehen der Beschreibung und den Zeichnungen hiervon ersichtlich werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Unterschiedliche Aspekte der verschiedenen Ausführungsformen werden aus der folgenden Beschreibung, den Zeichnungen und Ansprüchen ersichtlich werden, in denen:
1 eine Querschnittsansicht einer Ausführungsform eines kapazitiven Touchscreensystems zeigt;
2 ein Blockdiagramm eines kapazitiven Touchscreencontrollers zeigt;
3 eine Ausführungsform eines Blockdiagramms eines kapazitiven Touchscreensystems und einen Host-Controller zeigt;
4 ein schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform eines kapazitiven Touchscreensystems zeigt;
5 eine Ausführungsform einer einzelnen Abfühlleitung 200 zeigt, die betreibbar mit einer Ladungserfassungsschaltung und einer korrespondierenden Ladungsintegrator- oder Ausleseschaltung verbunden ist;
6 eine Ausführungsform einer Ausleseschaltung 301 zeigt;
7 eine andere Ausführungsform einer Ausleseschaltung 303 zeigt;
8 verschiedene simulierte Signale zeigt, die zu den Schaltungen von 6, 7 und 9 korrespondieren;
9 wiederum eine andere Ausführungsform einer Ausleseschaltung 305 zeigt;
10 analytische und simulierte Auslesekapazitätsantworten zeigt, die durch die Ausleseschaltung 305 von 9 bereitgestellt werden;
11 wiederum eine andere Ausführungsform einer Ausleseschaltung 307 zeigt;
12 verschiedene Steuersignale zeigt, die zu der Schaltung von 11 korrespondieren;
13 und 14 die Effekte von harmonischem Rauschen an den Ausgängen, die durch die Schaltung 307 von 11 bereitgestellt werden, darstellt und
15 analytische und simulierte Auslesekapazitätsantworten zeigt, die durch die Ausleseschaltung 307 von 11 bereitgestellt werden.
Die Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu. Ähnliche Nummern beziehen sich durch die Zeichnungen hindurch auf ähnliche Teile oder Schritte.
Detaillierte Beschreibungen mancher Ausführungsformen
Wie in 1 dargestellt besteht ein kapazitives Touchscreensystem 110 üblicherweise aus einem darunterliegenden LCD- oder OLED-Display bzw. -Bildschirm 112, einem darüberliegenden berührungssensitiven Panel bzw. Bedienfeld oder Touchscreen 90, einer schützende Abdeckung oder dielektrische Platte 95, die über dem Touchscreen 90 angeordnet ist, einem Touchscreencontroller, Mikroprozessor, anwendungsspezifischer integrierter Schaltung (application specific integrated circuit, „ASIC”) oder CPU 100. Man beachte, dass andere Bilddarstellungen als LCDs oder OLEDs unter dem Touchscreen 90 angeordnet sein können.
2 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Touchscreencontrollers 100. In einer Ausführungsform kann der Touchscreencontroller 100 ein Avago Technologies^TM AMRI-5000 ASIC oder Chip 100 sein, der gemäß den hierin dargestellten Lehren modifiziert ist. In einer Ausführungsform ist der Touchscreencontroller ein kapazitiver Niedrigenergietouchpanelcontroller (low-power capacitive touch-panel), der entworfen ist, um ein Touchscreensystem mit Hochgenauigkeits-, Bildschirmnavigation (high-accuracy, on-screen navigation) bereitzustellen.
Kapazitive Touchscreens (Berührungsbildschirm) oder Touchpanels (interaktives Bedienfeld bzw. Berührungsbedienfeld) 90, die in 3 und 4 gezeigt sind, können gebildet werden, indem ein leitendes Material wie Indiumzinnoxid (ITO) auf die Oberfläche(n) einer dielektrischen Platte angebracht wird, welche üblicherweise Glas, Kunststoff oder ein anderes geeignetes elektrisch isolierendes und vorzugsweise optisch durchlässiges Material aufweist, und welches üblicherweise in der Form eines Elektrodengitters eingerichtet ist. Die Kapazität des Gitters hält eine elektrische Ladung und Berühren des Panels mit einem Finger stellt einen Schaltungspfad bzw. eine Leiterbahn zu dem Körper des Benutzers dar, der eine Veränderung in der Kapazität verursacht.
Der Touchscreencontroller 100 erfasst bzw. fühlt ab und analysiert die Koordinaten dieser Veränderungen in der Kapazität. Wenn der Touchscreen 90 an einem Bildschirm mit einer graphischen Benutzeroberfläche befestigt ist, ist eine Bildschirmnavigation bzw. Navigation auf dem Bildschirm (on screen navigation) möglich, indem die Berührungskoordinaten verfolgt werden. Oft ist es notwendig, mehrere Berührungen zu detektieren. Die Größe des Gitters wird durch die gewünschte Auflösung der Berührungen gesteuert. Üblicherweise gibt es eine zusätzliche Abdeckungsplatte 95, um die obere ITO-Schicht des Touchscreens 90 zu schützen, um eine komplette Touchscreenlösung zu bilden (siehe zum Beispiel 1).
Eine Möglichkeit, einen Touchscreen 90 zu erzeugen, ist es, ein ITO-Gitter nur auf einer Seite einer dielektrischen Platte oder eines Substrats aufzubringen. Wenn der Touchscreen 90 mit einem Bildschirm zusammengefügt wird, gibt es kein Bedürfnis nach einer zusätzlichen schützenden Abdeckung. Dies hat den Vorteil, dass ein dünneres Display bzw. Anzeigesystem mit verbesserter Durchlässigkeit (> 90%) erzeugt wird, wodurch hellere und leichtere Handgeräte ermöglicht werden. Anwendungen für den Touchscreencontroller 100 beinhalten, aber sind nicht beschränkt auf, Smartphones, tragbare Medienplayer, mobile Internetvorrichtungen (MIDs) und GPS-Vorrichtungen.
Bezugnehmend nun auf 3 und 4 weist in einer Ausführungsform der Touchscreencontroller 100 ein analoges Frontend mit 9 Treibersignalleitungen und 16 Abfühlleitungen auf, die mit einem ITO-Gitter auf einem Touchscreen verbunden sind. Der Touchscreencontroller 100 legt eine Anregung wie ein Rechteckswellen-, Mäandersignal oder eine andere geeignete Art von Treibersignal an die Treiberelektroden bzw. Ansteuerelektroden an, das eine Frequenz aufweisen kann, die aus einem Bereich zwischen ungefähr 40 kHz und ungefähr 200 kHz ausgewählt ist. Das AC- bzw. Wechselstromsignal ist mit den Abfühlleitungen über gegenseitige Kapazität gekoppelt. Berühren des Touchscreens oder Touchpanels 90 mit einem Finger verändert die Kapazität an der Position der Berührung. Der Touchscreencontroller 100 kann mehrere Berührungen simultan auflösen und nachverfolgen. Eine hohe Aktualisierungs- bzw. Auffrischrate ermöglicht, dass der Host schnelle Berührungen und zusätzliche Bewegungen ohne nennenswerte Verzögerung nachverfolgt. Der eingebettete Prozessor filtert die Daten, identifiziert die Berührungskoordinaten und berichtet sie an den Host. Die eingebettete Firmware kann per Patchladen (patch loading) aktualisiert werden. Andere Zahlen von Treiber- und Abfühlleitungen sind natürlich beabsichtigt, wie 8 × 12 und 12 × 20 Felder.
Der Touchscreencontroller 100 weist mehrere Betriebsmodi mit verschiedenen Leveln bzw. Pegeln von Energieverbrauch auf. Im Ruhemodus (rest mode) schaut der Controller 100 periodisch nach Berührungen mit einer Rate, die durch die Ruheratenregister (rest rate register) programmiert ist. Es gibt mehrere Ruhemodi, jeder mit stufenweise niedrigerem Energieverbrauch. In der Abwesenheit einer Berührung für ein bestimmtes Intervall schaltet der Controller 100 automatisch zu dem nächstniedrigsten Energieverbrauchsmodus. Jedoch, da der Energieverbrauch reduziert ist, erhöht sich die Antwortzeit auf Berührungen.
Gemäß einer Ausführungsform und wie in 4 gezeigt, weist ein ITO-Gitter oder eine andere Elektrodenkonfiguration auf dem Touchscreen 90 Abfühlspalten (sense columns, Col) 20a–20p und Treiberreihen (drive rows) 10a–10i auf, wobei die Abfühlspalten 20a–20p betreibbar mit korrespondierenden Abfühlschaltungen verbunden sind und die Reihen 10a–10i betreibbar mit korrespondierenden Treiberschaltungen verbunden sind. Eine Konfiguration, um ITO oder andere Treiber- und Abfühlelektroden zu Leitungen zu dem Touchscreencontroller 100 zu führen, ist in 4 gezeigt.
Der Fachmann wird verstehen, dass andere Touchscreencontroller, Mikroprozessoren, ACICs, oder CPUs als ein modifizierter AMRI-5000 Chip oder Touchscreencontroller 100 in dem Touchscreensystem 110 verwendet werden können, und dass unterschiedliche Anzahlen von Treiber- und Abfühlleitungen und unterschiedliche Anzahlen und Konfigurationen von Treiber- und Abfühlelektroden, anders als die explizit hierin gezeigten, verwendet werden können, ohne von dem Schutzumfang oder dem Sinn der verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung abzuweichen.
Die verschiedenen Ausführungsformen von hierin offenbarten Ausleseschaltungen sind fähig, große Dynamikbereichssignale von dem kapazitiven Touchscreen oder Touchpanel 90 in der Anwesenheit von starker harmonischer elektromagnetischer Interferenz (electromagnetic interference, EMI) zu erfassen, indem die höchsten möglichen Erfassungsraten verwendet werden. Solche Ausleseschaltungen nehmen kleine Bereiche in integrierten Schaltungsimplementierungen ein und verbrauchen geringe Mengen an Energie. Wie oben diskutiert weist der kapazitive Touchscreen oder das Touchpanel 90 für gegenseitige Kapazitätsabfühlung üblicherweise zwei Sätze an Elektroden auf, die entlang orthogonaler (oder nicht-orthogonaler) Achsen angeordnet sind, wobei die elektrische Kapazität der überlappenden Bereiche der Elektroden (nämlich gegenseitige oder Pixelkapazität (mutual or pixel capacitance)) durch eine Anwesenheit eines Objekts wie eines Fingers, einer Hand oder eines Stifts verändert wird, das nahe an dem Bereich positioniert ist, wo sich die Elektroden überlappen. Wie oben diskutiert weist ein kapazitives Erfassungsnetzwerk bzw. Abfühlnetzwerk überlappende Elektrodenbereiche oder Pixel auf, um den Touchscreen oder das Touchpanel 90 zu bilden.
Ein weiter oder hoher dynamischer Bereich von Auslesesignalen ist wünschenswert, wenn unterschiedliche Arten von Touchscreens oder Touchpanels 90 erfolgreich mit einer einzelnen Art von Touchscreencontroller 100 verwendet werden sollen. In manchen Touchscreens oder Touchpanels 90 können Pixelkondensatoren mit hohen Werten mit Pixelkondensatoren gemischt werden, die niedrige Werte aufweisen. Mehrere Treiberleitungen können simultan angesteuert bzw. betrieben werden oder erhöhte Treibersignalspannungsschwingungen können verwendet werden, um eine höhere Ausleserauschimmunität des kapazitiven Touchpanels zu erhalten. Großflächige Kondensatoren, die in den Ladeintegratoren von herkömmlichen kapazitiven integrierten Sensorausleseschaltungen verwendet werden, sind mühselig in den Touchscreencontroller 100 zu implementieren. Es kann auch benötigt werden, dass viele Kanäle in dem Controller 100 simultan arbeiten. Aktive oder passive Touchpanelstromteilung, die Ladeintegratoren vorgeschaltet ist, kann auch verwendet werden, um den Signaldynamikbereich zu erhöhen. Solche Lösungen erfordern üblicherweise die Verwendung von zusätzlichen Verstärkern oder Widerständen, die weniger temperatur- und funktionsstabil sind als integrierte Kondensatoren.
Die korrelierten Doppelabtast(Correlated Double Sampling, CDS)-Ausleseschaltungen für kapazitive Touchscreens und Touchpanels 90, die hierin offenbart sind, ermöglichen das Verarbeiten von großen dynamikbereichskapazitiven Touchpanelsignalen und erfordern nicht, dass der Touchscreen oder das Touchpanel 90 nach jedem Abfühlzyklus zurückgesetzt (reset) wird. Die offenbarten Ausleseschaltungen erlauben ein Verdoppeln der Signalerfassungsrate mit Vorfiltern der erfassten Berührungs- bzw. Touchpanelsignale zur besseren harmonischen EMI-Immunität. Des Weiteren können Signalerfassung und temporäre Speicherung unter Verwendung derselben Kondensatoren ausgeführt werden.
5 zeigt eine Ausführungsform einer Abfühlleitung in einem kapazitiven Touchscreen oder Touchpanel 90. Jeder Überlappbereich für die Treiber- und Abfühlelektroden wird durch Pixel (Cpix_i)- und Selbstkapazitäts (Cself_i)-Kondensatoren bezeichnet. Oft wird beim Touchpanelbetrieb nur eine Leitung zu einer Zeit angesteuert, so dass beispielsweise, wenn Leitung i0 angesteuert wird, die Spannungsquelle Vi0 dann dem Treibersignal folgt, während Vi = 0 für ein beliebiges i, das nicht gleich i0 ist (das heißt, andere Treiberleitungen sind mit der Systemmasse bzw. Betriebserde (system ground) verbunden). Zusätzlich ist eine EMI-Quelle zwischen der Systemmasse gezeigt rechts unten von 5 und der Masse des elektrischen Feldes (electrical field mass) verbunden, die zu einem elektrischen Nullfeldpotential im Unendlichen korrespondiert (bezeichnet durch das leere Dreiecksymbol von 5). Das kapazitive Netzwerk gezeigt in 5 ist mit einer Ausleseschaltung verbunden. Eine Ausleseschaltung pro Abfühlleitung wird verwendet, um Signale von dem kapazitiven Touchscreen oder Touchpanel 90 auszulesen. Touchscreenverbinderkondensatoren Ccon und integrierte Schaltungspadkondensatoren Cpad sind Teile des kapazitiven Netzwerks korrespondierend zu der Abfühlleitung gezeigt in 5.
5 zeigt eine einzelne Abfühlleitungsschaltung 200. Pixel- bzw. Bildpunktladungen werden von der Abfühlleitung 200 mittels der Ausleseschaltungen 301 und 303 von 6 und 7 erfasst. 6 und 7 zeigen vereinfachte Modelle des kapazitiven Netzwerks von 5, wobei ein angesteuerter Pixelkondensator (driven pixel capacitance) von dem Rest des kapazitiven Netzwerks befreit ist, dargestellt durch Kondensator Cstray (der alle gegenseitigen und Selbstkapazitäten aufweist, sowie Verbinder- und Padkapazitäten (connector and pad capacitance)). Ein Zeitdiagramm für die Signale, die den Betrieb der Schaltungen von 6 und 7 steuern, ist in 8 gezeigt. Die Signalerfassung ist in zwei Phasen geteilt, die durch die logischen Zustände der Steuersignale bezeichnet φ1 und φ2 gesteuert werden. Schalter in 6 und 7 werden als geschlossen angenommen, wenn die korrespondierenden Steuersignale φ1 oder φ2 in einem logischen hohen Zustand sind.
Bezugnehmend nun auf 6 wird der Betrieb der Ausleseschaltung 301 wie folgt beschrieben. Schalter „sw1” und „sw2” in 6 sind geschlossen, wenn das Steuersignal φ1 bei einem logischen hohen Zustand ist. Der Übergang von φ1 von einem niedrigen zu einem hohen Zustand wird durch ein Zeitintervall Δ verzögert verglichen mit dem Übergang des Steuersignals Vdr von einem niedrigen zu einem hohen Pegel. Kondensator Cgain, der ein Teil der Ausleseschaltung 310 ist, wird geladen, während Vdr bei einem hohen Pegel ist und zu derselben Zeit, zu der Kondensator Cf kurzgeschlossen oder zurückgesetzt ist. Schalter „sw1” und „sw2” sind geöffnet, wenn das Steuersignal φ1 zu einem niedrigen Zustand geht. Dies tritt auf, bevor das Steuersignal zu einem niedrigen Pegel bei Δ Zeitintervall geht, wie in 8 gezeigt. Wenn das Treibersignal bei einem niedrigen Pegel ist, ist der Schalter „sw0” geschlossen, indem φ2 zu einem logischen hohen Zustand angesteuert ist, was das Laden des Rückkopplungskondensators Cf des Integrators mittels der Ladung, die in dem Kondensator Cgain gesammelt ist, erlaubt. Das Schließen des Schalters „sw0” wird durch ein vordefiniertes Zeitintervall in Bezug auf den Moment verzögert, an dem die Schalter „sw1” und „sw2” geöffnet sind. Ein solches Zeitintervall kann eine Dauer von 2Δ aufweisen, wie in 8 gezeigt. Im Allgemeinen trennen Zeitintervalle Δ von 8 unterschiedliche Signalübergangsflanken und können gleich sein oder nicht. An dem Ende der Ladungsneuverteilung stellt das Abfühlleitungssignal, das zu dem Integratorausgang übertragen wird, die Differenz zwischen aufeinanderfolgend abgetasteten Signalen dar, die in der Zeit korreliert sind, die dann zur weiteren Verarbeitung verfügbar gemacht wird; die Neuverteilungszeit ist hauptsächlich durch die Touchscreen- oder Touchpanelladungsumverteilungszeit und die inverse Integratorbandbreite begrenzt.
Bezugnehmend auf 6 und 8 ist der Betrieb einer Ausführungsform der Ausleseschaltung 301 von 6 des Weiteren für ein kapazitives Touchscreensystem beschrieben, das einen Touchscreen 90 aufweist, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Treiberelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind (zum Beispiel Treiberelektroden 10a–10i in 3 und 4), und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden aufweist, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, die in einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind (zum Beispiel Abfühlelektroden 20a–20p in 3 und 4), wobei gegenseitige Kapazitäten zwischen der ersten und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, an denen die erste und die zweite Mehrzahl von Elektroden sich schneiden. Solche gegenseitigen Kapazitäten verändern sich in der Anwesenheit von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die in Nähe dazu gebracht werden, und verstreute Kapazitäten sind mit jeder der zweiten Mehrzahl von Elektroden assoziiert. Bezugnehmend nun auf 3, 4, 6 und 8 sind ein oder mehrere Treiberschaltungen betreibbar mit der ersten Mehrzahl von Treiberelektroden verbunden und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen ist betreibbar mit korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden.
Wie in 6 gezeigt, weist jede Abfühlschaltung 301 einen Verstärkungskondensator, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist (Cgain), einen ersten Schalter (sw1), einen zweiten Schalter (sw0), einen dritten Schalter (sw2) und einen Operationsverstärker (300) auf, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist. Der erste Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain ist mit seiner korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden, und der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain ist betreibbar mit dem ersten Schalter (sw1) und dem zweiten Schalter (sw0) verbunden. Der positive Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 300 ist mit Masse verbunden. Der erste Schalter (sw1) liegt zwischen dem zweiten Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain und Masse, und der zweite Schalter (sw0) liegt zwischen dem zweiten Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 300. Der dritte Schalter (sw2) liegt in einer Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers 300 zwischen dem negativen Eingangs- und dem Ausgangsanschluss davon. Ein Rückkopplungskondensator Cf ist parallel in Bezug auf den dritten Schalter (sw2) in der Rückkopplungsschleife angeordnet.
Weiter Bezug nehmend auf 6 und 8 akkumuliert bzw. sammelt während einer ersten Stufe korrespondierend zu φ1 der Verstärkungskondensator Cgain eine Ladung, die repräsentativ für gegenseitige bzw. wechselseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, wenn der erste Schalter (sw1) geschlossen ist, der zweite Schalter (sw0) geöffnet ist, der dritte Schalter (sw2) geschlossen ist und ein Treibersignal Vdr, das zu zumindest einer der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist. Die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator Cgain während der ersten Stufe korrespondierend zu φ1 angesammelt wird, wird zu dem Rückkopplungskondensator Cf während einer zweiten Stufe korrespondierend zu φ2 übertragen, wenn der erste Schalter (sw1) geöffnet ist, der zweite Schalter (sw0) geschlossen ist, der dritte Schalter (sw2) geöffnet ist und das Treibersignal niedrig ist.
Man beachte, dass in einer Ausführungsform der Operationsverstärker 300 ein Transkonduktanzverstärker sein kann. Der Betrieb des ersten, des zweiten, und des dritten Schalters sw1, sw0 und sw2 kann durch einen Prozessor gesteuert werden, der betreibbar mit der Abfühl- oder Ausleseschaltung 301 verbunden ist. Wie in 8 gezeigt, kann ein solcher Prozessor gestaltet sein, um erste digitale Steuersignale φ1 zu dem ersten und dritten Schalter sw1 und sw2 bereitzustellen, die in einem logischen hohen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal Vdr hoch ist, und die in einem logischen niedrigen Zustand sind, wenn das Treibersignal niedrig ist. Der Prozessor kann des Weiteren gestaltet sein, um erste digitale Steuersignale φ1 zu dem ersten und dritten Schalter sw1 und sw2 bereitzustellen, die in einem logischen niedrigen Zustand nahe ansteigenden und abfallenden Flanken (leading and trailing edges) von jedem hohen Treibersignal sind (siehe 8). Zusätzlich kann der Prozessor gestaltet sein, um ein zweites digitales Steuersignal φ2 zu dem zweiten Schalter (sw0) bereitzustellen, das in einem logischen hohen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit ist, wenn das Treibersignal niedrig ist, und das in einem logischen niedrigen Zustand ist, wenn das Treibersignal Vdr hoch ist. Der Prozessor kann des Weiteren gestaltet sein, um ein zweites digitales Steuersignal φ2 zu dem zweiten Schalter sw2 bereitzustellen, das in einem logischen hohen Zustand nach fallenden Flanken (trailing edges) von einem hohen Treibersignals und vor ansteigenden Flanken (leading edges) eines folgenden hohen Treibersignals ist (siehe 8).
Eine andere Ausführungsform, die das oben beschriebene Erfassungsprinzip darstellt, kann unter Verwendung der Schaltung 303 von 7 implementiert werden. Das Steuersignalprotokoll von 8 kann dasselbe für die Schaltungen 301 und 303 gezeigt in 6 und 7 sein, wobei die Steuersignale φ1 und φ2 an den Schalter „sw0” eines nach dem anderen für die Schaltung 303 von 7 angelegt werden. Der Hauptunterschied zwischen der Schaltung 303 von 7 und der Schaltung 310 von 6 hängt mit dem Ladekondensator Cgain zusammen, wobei eine Spannung an dem „in” bzw. „hinein”-Knoten des Integrators in Schaltung 303 von 7 verwendet wird, statt ein Systemmassepotential wie in der Erfassungsphase, die durch φ1 in Schaltung 301 von 6 gesteuert wird, zu verwenden. Die Schaltung 303 von 7 ermöglicht eine Kompensation des internen Spannungsoffsets bzw. -versatzes des Operationsverstärkers 300 der Integratorschaltung.
9 zeigt die Schaltung 303 von 7 mit zusätzlichen Elementen, wobei die Beiträge von harmonischen EMI und Verstärkerspannungsoffsets an den Ausgang der Ausleseschaltung 305 bereitgestellt werden. Der größte Beitrag zu EMI kommt von dem Bereich des Touchscreens 90, wo EMI, die in einem menschlichen Körper durch externe elektrische Felder oder Spannungsvariationen der Systemmasse zu der elektrischen Feldmasse induziert wird, die Abführleitung durch einen menschlichen Finger lädt. Unter Annahme aller möglichen EMI-Quellen ist eine Vemi-Spannungsquelle, die einen Cemi-Kondensator ansteuert, mit der Abfühlleitung verbunden, wie in 9 gezeigt und wie in Übereinstimmung mit der detaillierten EMI-Analyse, die unten dargelegt ist.
Bezugnehmend nun auf 8 und 9 wird der Betrieb der Ausleseschaltung 305 von 9 für ein kapazitives Touchscreensystem beschrieben, das einen Touchscreen 90 aufweist, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Treiberelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sein (zum Beispiel Treiberelektroden 10a–10i in 3 und 4), und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden aufweist, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, die in einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind (zum Beispiel Abfühlelektroden 20a–20p in 3 und 4), wobei wechselseitige Kapazitäten zwischen der ersten und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, wo sich die erste und die zweite Mehrzahl von Elektroden schneiden. Solche wechselseitigen Kapazitäten verändern sich in der Anwesenheit von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die in Nähe dazu gebracht werden, und verstreute Kapazitäten sind mit jeder der zweiten Mehrzahl von Elektroden assoziiert. Bezugnehmend auf 3, 4, 8 und 9 sind eine oder mehrere Treiberschaltungen betreibbar mit der ersten Mehrzahl von Treiberelektroden verbunden, und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen ist betreibbar mit korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden.
Wie in 9 gezeigt weist jede Abfühlschaltung 305 einen Verstärkungskondensator Cgain, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist, einen ersten Schalter (sw0), einen zweiten Schalter (sw1A), einen dritten Schalter (sw1), einen vierten Schalter (sw2), und einen Operationsverstärker 300 auf, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist. Der erste Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain ist mit seiner korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden. Der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain ist betreibbar mit dem ersten Schalter (sw0) verbunden, der positive Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 300 ist mit Masse verbunden. Der erste Schalter (sw0) liegt zwischen dem Verstärkungskondensators (Cgain) und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 300. Der zweite Schalter (sw1A) liegt in einer ersten Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers 300 zwischen dem negativen Eingangs- und dem Ausgangsanschluss davon. Der Rückkopplungskondensator Cf weist einen ersten Anschluss auf, der mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 300 und einem ersten Anschluss des zweiten Schalters (sw1A) verbunden ist. Ein zweiter Anschluss des Rückkopplungskondensators Cf ist mit dem dritten Schalter (sw1) und dem vierten Schalter (sw2) verbunden. Der dritte Schalter (sw1) liegt zwischen dem zweiten Anschluss des Rückkopplungskondensators Cf und Masse, und der vierte Schalter (sw2) liegt zwischen dem zweiten Anschluss des Rückkopplungskondensators Cf und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 300.
Fortfahrend mit der Bezugnahme auf 8 und 9 akkumuliert während einer ersten Stufe korrespondierend zu φ1 der Kondensator Cgain eine Ladung, die repräsentativ für gegenseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, wenn der erste, der zweite und der dritte Schalter sw0, sw1A und sw1 geschlossen sind, der vierte Schalter sw2 geöffnet ist und das Treibersignal Vdr, das zu zumindest einer der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist. Die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator Cgain während der ersten Stufe korrespondierend zu φ1 akkumuliert wird, wird zu dem Rückkopplungskondensator Cf während einer zweiten Stufe korrespondierend zu φ2 übertragen, wenn der zweite und der dritte Schalter sw1A und sw1 geöffnet sind, der erste und der vierte Schalter sw0 und sw2 geschlossen sind, und das Treibersignal Vdr niedrig ist. Man beachte, dass der erste Schalter sw0 vorübergehend zwischen der ersten und der zweiten Stufe korrespondierend zu φ1 und φ2 geöffnet ist; siehe schmale Zeitintervalle 14a und 14b in 8.
Man beachte, dass in einer Ausführungsform der Operationsverstärker 300 ein Transkonduktanzverstärker sein kann. Bezugnehmend auf 8 und 9 kann der Betrieb des ersten, des zweiten, des dritten und des vierten Schalters sw0, sw1A, sw1 und sw2 durch einen Prozessor gesteuert werden, der betreibbar mit der Abfühlschaltung verbunden ist. Ein solcher Prozessor kann gestaltet sein, um erste digitale Steuersignale φ1 zu dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter sw0, sw1A und sw1 bereitzustellen, die in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal Vdr hoch ist, und die in einem niedrigen logischen Zustand sind, wenn das Treibersignal Vdr niedrig ist. Der Prozessor kann des Weiteren gestaltet sein, um erste digitale Steuersignale φ1 zu dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter sw0, sw1A und sw1 bereitzustellen, die in einem niedrigen logischen Zustand nahe steigenden und fallenden Flanken von jedem hohen Treibersignal Vdr sind. Der Prozessor kann auch gestaltet sein, um ein zweites digitales Steuersignal φ2 zu dem vierten Schalter sw2 bereitzustellen, das in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit ist, wenn das Treibersignal Vdr niedrig ist, und das in einem niedrigen logischen Zustand ist, wenn das Treibersignal Vdr hoch ist. Der Prozessor kann des Weiteren gestaltet sein, um ein zweites digitales Steuersignal φ2 zu dem vierten Schalter sw2 bereitzustellen, das in einem hohen logischen Zustand nach Rückflanken bzw. fallenden Flanken von einem hohen Treibersignal Vdr und vor steigenden Flanken eines folgenden hohen Treibersignals Vdr ist.
Elektrische Ladungen, die an einzelnen Kondensatoren des Netzwerks gezeigt in 9 während der Erfassungsphasen φ1 oder φ2 gesammelt werden, können in Gleichungen (1) bis (4) wie folgt ausgerückt werden:
wobei Vg die Spannung am Knoten „g” in 9 ist, Indizes φ1, φ2 zu den zwei Erfassungsphasen korrespondieren, und Vos die Offsetspannung des Verstärkers ist, der in dem Integrator verwendet wird. Die Bewahrung bzw. Erhaltung der Ladung erfordert, dass die Gesamtladung am Knoten „g” Null während irgendeiner Phase ist, da keine Quellen mit dem Knoten „g” verbunden sind, was durch Gleichung (5) wie folgt beschrieben werden kann: q_gain + q_emi + q_stray + q_pix = 0 (5)
Während irgendeiner Phase kann die Spannung am Knoten „g” durch die Gleichung (6) wie folgt ausgedrückt werden:
In ähnlicher Weise, da elektrische Ladung am Knoten „in” während des Übergangs von Phase φ1 zu Phase φ2 bewahrt wird (nachdem φ1 zu einem logischen niedrigen Zustand geht), kann der folgende Ausdruck erhalten werden:
wobei Vo2 die Integratorausgangsspannung an dem Ende von Phase φ2 ist, wobei ein idealer Operationsverstärker, der eine Offsetspannung Vos aufweist, angenommen wird. Aus dem Vorhergehenden kann die Ausgangsspannung des Integrators an dem Ende von Phase φ2 wie folgt ausgedrückt werden:
Das Ausgangssignal einer Ausleseschaltung der Art, wie sie in 9 gezeigt ist, für ein Touchpanel 90, das N-Treiberleitungen mit nur einer einzelnen i0-Treiberleitung, die angesteuert wird, aufweist, kann wie folgt ausgedrückt werden:
Die Signalumwandlung, die in Gleichung (8) oben beschrieben wurde, wurde mit Spectre^TM Schaltungssimulationssoftware verifiziert, die die folgenden Schaltungsparameter aufweist: Cf = 1 pF, Cgain = n·0,2 pF, Vdrφ1 = 1,8 V, Vdrφ2 = 0 V, Cstray = 20 Pf, Cemi = 0, Vemi = 0. Die Ergebnisse von Simulationen für Verstärkungseinstellwerte n = 4, 5, 6, 8 und 10 sind in 10 gezeichnet, wobei die Abhängigkeit der Ausgangsspannung Vout versus bzw. gegenüber dem Pixelkondensatorwert Cpix für Verstärkungen gezeigt ist, die progressiv höhere Werte von n aufweisen (siehe 10). 10 zeigt, dass die Spectre^TM-Simulationen (durchgezogene Kreise in 10) eng mit denen korrespondierend zu analytischen Berechnungen (Liniendarstellungen von 10) übereinstimmen.
Um die Schaltungsimmunität zu EMI zu erhöhen, können mehrere Rückkopplungskondensatoren verwendet werden, um Signale über eine Serie von K-Abtastungen zu erfassen, wobei die Schaltung 307 gezeigt in 11 verwendet wird. Die Schaltung von 11 verwendet das Steuersignalprotokoll gezeigt in 12. Kondensatoren, die in Erfassungszyklen mit einer Wiederholperiode von T geladen werden, werden gelesen, wenn die Kondensatoren Cf1, Cf2, ..., CfN mit dem Ausgang des Verstärkers 300 verbunden sind, indem alle Schalter, die durch φ_2,1, φ_2,2, ... φ_2,N gesteuert sind, geschlossen werden, die alle simultan auf einen logischen hohen Zustand angesteuert werden.
Fortfahrend mit der Bezugnahme auf 11 und 12 wird der Betrieb der Ausleseschaltung 307 von 11 für ein kapazitives Touchscreensystem beschrieben, das einen Touchscreen 90 aufweist, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Treiberelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind (zum Beispiel Treiberelektroden 10a–10i in 3 und 4), und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden aufweist, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, die bei einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind (zum Beispiel Abfühlelektroden 20a–20p in 3 und 4), wobei wechselseitige Kapazitäten zwischen der ersten und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, an denen sich die erste und die zweite Mehrzahl von Elektroden schneiden, und verstreute Kapazitäten mit jeder der zweiten Mehrzahl von Elektroden verbunden sind. Solche wechselseitigen Kapazitäten verändern sich in der Anwesenheit von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die in Nähe dazu gebracht werden. Bezugnehmend auf 3, 4, 11 und 12 sind ein oder mehrere Treiberschaltungen betreibbar mit der ersten Mehrzahl von Treiberelektroden verbunden, und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen ist betreibbar mit korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden.
Wie in 11 gezeigt, ist jede Abfühlschaltung 307 mit einer korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden. Jede Abfühlschaltung 307 weist einen Verstärkungskondensator Cgain, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist, einen ersten, einen zweiten, einen dritten, einen vierten, einen fünften und einen sechsten Schalter (jeweils 309, 311, 313, 315, 317 und 319), einen Operationsverstärker 300, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, und einen ersten und zweiten Rückkopplungskondensator 321 und 323 auf. Der erste Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain ist mit der korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden, und der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators Cgain ist mit dem ersten Schalter 309 betreibbar verbunden. Der positive Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 300 ist mit Masse verbunden. Der erste Schalter 309 liegt zwischen dem Verstärkungskondensator Cgain und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 300. Der zweite Schalter 311 liegt in einer Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers 300 zwischen dem negativen Eingang und dem Ausgangsanschluss davon. Der erste Rückkopplungskondensator 321 weist einen ersten Anschluss auf, der mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 300 und einem ersten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators 323 verbunden ist. Der sechste Schalter 319 ist zwischen einem zweiten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators 323 und dem Ausgang des Operationsverstärkers 300 verbunden. Ein zweiter Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators 321 ist mit dem dritten und vierten Schalter 313 und 315 verbunden. Der dritte Schalter 313 liegt zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators 321 und Masse. Der vierte Schalter 315 liegt zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators 321 und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 300. Der fünfte Schalter 317 liegt zwischen dem zweiten Anschluss des Rückkopplungskondensators 323 und Masse.
Bezugnehmend nun auf 11 und 12 akkumuliert der Verstärkungskondensator Cgain während einer ersten Stufe korrespondierend zu φ1,1, eine Ladung, die repräsentativ für wechselseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, wenn der erste, der zweite und der dritte Schalter 309, 311 und 313 geschlossen sind, der vierte, der fünfte und der sechste Schalter 315, 317 und 319 geöffnet sind, und das Treibersignal Vdr, das zu zumindest einer der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist. Die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator Cgain während der ersten Stufe korrespondierend zu φ1,1 akkumuliert wird, wird zu dem ersten Rückkopplungskondensator 321 während einer zweiten Stufe korrespondierend zu φ2,1 übertragen, wenn der zweite, der dritte, der fünfte und der sechste Schalter 311, 313, 317 und 319 geöffnet sind, der erste und der vierte Schalter 309 und 315 geschlossen sind, und das Treibersignal Vdr niedrig ist. Der erste Schalter 309 ist vorübergehend zwischen der ersten und der zweiten Stufe geöffnet (siehe 12). Während einer dritten Stufe korrespondierend zu φ1,2 akkumuliert der Verstärkungskondensator Cgain eine Ladung, die repräsentativ für wechselseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, wenn der erste, der zweite und der fünfte Schalter 309, 311 und 317 geschlossen sind, der dritte, der vierte und der sechste Schalter 313, 315 und 319 geöffnet sind, und das Treibersignal Vdr, das zu zumindest einer der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist. Die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator Cgain während der dritten Stufe korrespondierend zu φ1,2 akkumuliert wird, wird zu dem zweiten Rückkopplungskondensator 323 während einer vierten Stufe korrespondierend zu φ2,2 übertragen, wenn der zweite, der dritte, der vierte und der fünfte Schalter 311, 313, 315 und 317 geöffnet sind, der erste und der sechste Schalter 309 und 319 geschlossen sind, und das Treibersignal Vdr niedrig ist. Der erste Schalter 309 ist vorübergehend zwischen der dritten und der vierten Stufe geöffnet. Man beachte, dass in verschiedenen Ausführungsformen geeignet gestaltete Transkonduktanzverstärker und assoziierte Schaltkreise an die Stelle des Operationsverstärkers 300 gezeigt in 11 (und in 6, 7 und 9) gesetzt werden können.
Bezugnehmend auf 12 kann der Betrieb des ersten, zweiten, dritten, vierten, fünften und sechsten Schalters durch einen Prozessor gesteuert werden, der betreibbar mit der Abfühlschaltung in einer Weise verbunden ist, die dem Fachmann gut bekannt ist. Ein solcher Prozessor kann gestaltet sein, um erste digitale Steuersignale φ1,1 an dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter 309, 311 und 313 bereitzustellen, die in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal hoch ist, und die in einem niedrigen logischen Zustand sind, wenn das Treibersignal niedrig ist. Ein solcher Prozessor kann auch gestaltet sein, um erste digitale Steuersignale φ1,1 zu dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter 309, 311 und 313 bereitzustellen, die in einem niedrigen logischen Zustand nahe steigenden und fallenden Flanken von jedem hohen Treibersignal sind. Der Prozessor kann des Weiteren gestaltet sein, um ein zweites digitales Steuersignal φ1,2 zu dem ersten und vierten Schalter 309 und 315 bereitzustellen, die in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal niedrig ist, und die in einem niedrigen logischen Zustand sind, wenn das Treibersignal hoch ist. Man beachte, dass der Prozessor des Weiteren gestaltet sein kann, um andere Schalter der Schaltung 307 von 11 in Übereinstimmung mit den Betriebsprinzipien, die oben beschrieben und in 11 und 12 gezeigt sind, zu öffnen und zu schließen.
Fortfahrend mit der Bezugnahme auf 11 und 12 wird der Einfachheit halber angenommen, dass Vdr während der Phase φ1 = Vdr0 und dass Vdr während der Phase φ2 = 0, und dass ein Ausdruck für ein Ausgangssignal, das von dem Touchscreen oder Touchpanel 90 über K Erfassungszyklen erfasst wird, wie folgt ausgedrückt werden kann:
wobei V_emiφ1,k und V_emiφ2,k EMI-Spannungen sind, die an dem Ende einer Erfassungsphase eines K-ten Zyklus, der über eine Periode T erfasst wird, auftreten, und entsprechend durch Steuersignale φ1,k und φ2,k gesteuert werden. Die Filtereigenschaften der Erfassungsschaltung zeigt in 11 zur Erfassung über K-Zyklen mit einer Periode T können abgeleitet werden, indem angenommen wird, dass EMI ein Spektrum V_emi(ω) wie folgt hat:
Aus der obigen Gleichung (11) kann das Signal-zu-Rausch-(oder vielmehr Signal-zu-EMI)-Verhältnis („SNR”), das durch eine überlagernde harmonische Sinuswelle (interfering harmonic sine wave) mit einer Oszillationsfrequenz von ω0 über K Perioden von Erfassungszyklen verursacht wird, wobei jeder Zyklus eine Dauer T aufweist, in Gleichung (12) wie folgt abgeleitet werden:
Die Gleichung (12) zeigt, dass das SNR in dem Bereich von harmonischen EMI-Frequenzen (harmonic EMI frequencies) verbessert werden kann, indem die T und K Parameter für den Ausleseschaltungserfassungszyklus variiert werden, um zu erzielen, dass der Nenner der Gleichung (12) relativ klein wird.
Die Auswirkung von harmonischem Rauschen (harmonic noise) auf Ausgangssignale, dargestellt durch die Ausleseschaltung von 11, wobei die abgefühlten Ausgangssignale „gemittelt” oder gefiltert über K Zyklen sind, indem K geladene Kondensatoren mit dem Integratorausgang verbunden sind, ist in 13 für K = 1, 2 und 3 gezeigt. Die Ergebnisse gezeigt in 13 wurden unter Verwendung der folgenden Parameter für die Ausleseschaltung 307 von 11 erzeugt: Ein harmonisches EMI von 2V_emi0 = 15 V (pk – pk) wurde in die Schaltung 307 unter Verwendung von Cemi = 2 pF eingegeben; eine Treibersignalsamplitude von Vrd0 = 1,8 V wurde mit einer Pixelkapazität von Cpix = 2,218 pF zusammen mit einer Zyklusperiode von T = 30,2 μs (Mikrosekunden, μsec) und einem Verzögerungszeitintervall Δ = 50 ns (Nanosekunden) verwendet.
14 demonstriert SNR-Empfindlichkeit auf die Variation vom Wiederholungszyklus T. Während Δ = 50 ns und K = 1 gehalten wird, wurde ein harmonisches SNR für T = 0,5 × 30,2 μs, 30,2 μs und 2 × 30,2 μs simuliert. Die simulierten Ergebnisse, wobei T variiert wurde, sind in den gezeichneten Linien in 14 korrespondierend zu T = 15,1 μs, 30,2 μs, und 60,4 μs jeweils gezeigt. Die Antwort der Schaltung 307 von 11 auf die vorgehenden Pixel- und EMI-Parameter wurden dann unter Verwendung der Spectre^TM Software simuliert, um die Gleichung (12) zu verifizieren. Wie in 14 gezeigt, wird die Spitze-zu-Spitze-Amplitudenvariation (peak-to-peak amplitude variation) der Signalspannungen, die in den Integratorrückkopplungskondensatoren von Schaltung 307 nach der Beendigung jedes Erfassungszyklusses gespeichert sind, mit den Ausganssignalspitze-zu-Spitzevariationen (output signal peak-to-peak variations) ohne EMI-Oszillationen verglichen. 15 vergleicht das harmonische SNR, das durch die Spectre-Schaltungssimulationsergebnisse (durchgezogene Kreise in 15) vorhergesagt werden, mit denen, die durch die Gleichung (12) gegeben sind (durchgezogene Linie in 15). Wie in 15 gezeigt, entsprechen die Simulations- und analytischen Ergebnisse einander eng.
In den verschiedenen Ausführungsformen der Ausleseschaltungen, die hierin offenbart sind, verdoppelt sich, da kein Touchscreen- oder Touchpanelwiederaufladung benötigt wird, die Menge an Zeit, die für die Signalerfassung verfügbar ist, relativ zu den Touchscreen- oder Touchpanelausleseschaltungen des Stands der Technik. Des Weiteren werden die Spannungsoffsets der integrierenden Verstärker mittels Signalen kompensiert, die in den Ausleseschaltungskondensatoren gespeichert sind. In manchen Ausführungsformen erlauben solche Ausleseschaltungen ein Verdoppeln der Signalerfassungsrate und Vorfiltern von erfassten Touchpanelsignalen für eine verbesserte Immunität vor harmonischem EMI. Des Weiteren können Signalerfassung und temporäre Speicherung unter Verwendung derselben Kondensatoren in solchen Ausleseschaltungen durchgeführt werden. Wie oben erwähnt, können geeignet gestaltete Transkonduktanzverstärker und zugehörige Schaltkreise an die Stelle der Operationsverstärker gezeigt in 6, 7, 9 und 11 gesetzt werden.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen sollten als Beispiele der vorliegenden Erfindung betrachtet werden, statt als den Schutzumfang der Erfindung beschränkend. Zusätzlich zu den vorgehenden Ausführungsformen der Erfindung wird die Durchsicht der detaillierten Beschreibung und der begleitenden Zeichnungen zeigen, dass es andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gibt. Daher werden viele Kombinationen, Permutationen, Variationen und Modifikationen der vorgehenden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die nicht explizit hierin dargestellt wurden, nichtsdestotrotz unter den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung fallen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 5543588 [0003]
US 6879930 [0006]
US 5861875 [0007]

Claims

Ein kapazitives Touchscreensystem, aufweisend: einen Touchscreen, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Treiberelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden aufweist, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, die in einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind, wobei wechselseitige Kapazitäten zwischen der ersten und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, an denen sich die erste und die zweite Mehrzahl von Elektroden schneiden, wobei die wechselseitigen Kapazitäten sich in der Anwesenheit von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die in Nähe dazu gebracht werden, ändern, wobei verstreute Kapazitäten mit jeder der zweiten Mehrzahl von Elektroden assoziiert sind; eine oder mehrere Treiberschaltungen, die betreibbar mit der ersten Mehrzahl von Treiberelektroden verbunden sind, und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen, wobei jede der Mehrzahl von Abfühlschaltungen betreibbar mit einer korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden ist, wobei jede Abfühlschaltung einen Verstärkungskondensator, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist, einen ersten Schalter, einen zweiten Schalter, einen dritten Schalter und einen Operationsverstärker aufweist, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, wobei der erste Anschluss des Verstärkungskondensators mit der korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden ist, wobei der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators betreibbar mit dem ersten und dem zweiten Schalter verbunden ist, wobei der positive Eingangsanschluss mit Masse verbunden ist, wobei der erste Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des Verstärkungskondensators und Masse liegt, wobei der zweite Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des Verstärkungskondensators und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers liegt, wobei der dritte Schalter in einer Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers zwischen dem negativen Eingangs- und dem Ausgangsanschluss davon liegt, wobei der Rückkopplungskondensator parallel in Bezug auf den dritten Schalter in der Rückkopplungsschleife angeordnet ist; wobei während einer ersten Stufe der Verstärkungskondensator eine Ladung, die repräsentativ für wechselseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, akkumuliert, wenn der erste Schalter geschlossen ist, der zweite Schalter geöffnet ist, der dritte Schalter geschlossen ist, und ein Treibersignal, das zu zumindest einer der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist, und die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator während der ersten Stufe akkumuliert wird, zu dem Rückkopplungskondensator während einer zweiten Stufe übertragen wird, wenn der erste Schalter geöffnet ist, der zweite Schalter geschlossen ist, der dritte Schalter geöffnet ist, und das Treibersignal niedrig ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 1, wobei der Operationsverstärker ein Transkonduktanzverstärker ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 1, wobei der Betrieb des ersten, des zweiten und des dritten Schalters durch einen Prozessor gesteuert wird, der betreibbar mit der Abfühlschaltung verbunden ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 3, wobei der Prozessor gestaltet ist, um erste digitale Steuersignale zu dem ersten und dem dritten Schalter bereitzustellen, die in einem logischen hohen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal hoch ist, und die in einem logischen niedrigen Zustand sind, wenn das Treibersignal niedrig ist, insbesondere wobei der Prozessor des Weiteren gestaltet ist, um erste digitale Steuersignale zu dem ersten und dem dritten Schalter bereitzustellen, die in einem logischen niedrigen Zustand nahe steigenden und fallenden Flanken von jedem hohen Treibersignal sind.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 3, wobei der Prozessor gestaltet ist, um ein zweites digitales Steuersignal zu dem zweiten Schalter bereitzustellen, das in einem logischen hohen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit ist, wenn das Treibersignal niedrig ist, und das in einem logischen niedrigen Zustand ist, wenn das Treibersignal hoch ist, insbesondere wobei der Prozessor des Weiteren gestaltet ist, um ein zweites digitales Steuersignal zu dem zweiten Schalter bereitzustellen, das in einem logischen hohen Zustand nach fallenden Flanken eines hohen Treibersignals und vor steigenden Flanken eines folgenden hohen Treibersignals ist.
Ein kapazitives Touchscreensystem, aufweisend: einen Touchscreen, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Treiberelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden aufweist, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, die in einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind, wobei wechselseitige Kapazitäten zwischen der ersten und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, an denen sich die erste und die zweite Mehrzahl von Elektroden schneiden, wobei die wechselseitigen Kapazitäten sich in der Anwesenheit von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die dazu in Nähe gebracht werden, ändern, wobei verstreute Kapazitäten mit jeder der zweiten Mehrzahl von Elektroden assoziiert sind; eine oder mehrere Treiberschaltungen, die betreibbar mit der ersten Mehrzahl von Treiberelektroden verbunden sind, und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen, wobei jede der Mehrzahl von Abfühlschaltungen betreibbar mit einer korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden ist, wobei jede Abfühlschaltung einen Verstärkungskondensator, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist, einen ersten Schalter, einen zweiten Schalter, einen dritten Schalter, einen vierten Schalter und einen Operationsverstärker aufweist, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, wobei der erste Anschluss des Verstärkungskondensators mit der korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden ist, wobei der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators betreibbar mit dem ersten Schalter verbunden ist, wobei der positive Eingangsanschluss mit Masse verbunden ist, wobei der erste Schalter zwischen dem Verstärkungskondensator und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers liegt, wobei der zweite Schalter in einer ersten Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers zwischen dem negativen Eingangs- und Ausgangsanschluss davon liegt, wobei ein Rückkopplungskondensator einen ersten Anschluss aufweist, der mit dem negativen Eingang des Verstärkers und einem ersten Anschluss des zweiten Schalters verbunden ist, wobei ein zweiter Anschluss des Rückkopplungskondensators mit dem dritten Schalter und dem vierten Schalter verbunden ist, wobei der dritte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des Rückkopplungskondensators und Masse liegt, wobei der vierte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des Rückkopplungskondensators und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers liegt; wobei während einer ersten Stufe der Verstärkungskondensator eine Ladung, die repräsentativ für wechselseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, akkumuliert, wenn der erste, der zweite und der dritte Schalter geschlossen sind, der vierte Schalter geöffnet ist, und ein Treibersignal, das zu zumindest einer der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist, und die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator während der ersten Stufe akkumuliert wird, zu dem Rückkopplungskondensator während einer zweiten Stufe, übertragen wird, wenn der zweite und der dritte Schalter geöffnet sind, der erste und der vierte Schalter geschlossen sind, und das Treibersignal niedrig ist, wobei der erste Schalter vorübergehend zwischen der ersten und der zweiten Stufe geöffnet ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 6, wobei der Operationsverstärker ein Transkonduktanzverstärker ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 6, wobei der Betrieb des ersten, des zweiten, des dritten und des vierten Schalters durch einen Prozessor gesteuert wird, der betreibbar mit der Abfühlschaltung verbunden ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 8, wobei der Prozessor gestaltet ist, um erste digitale Steuersignale zu dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter bereitzustellen, die in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal hoch ist, und die in einem niedrigen logischen Zustand sind, wenn das Treibersignal niedrig ist, insbesondere wobei der Prozessor des Weiteren gestaltet ist, um erste digitale Steuersignale zu dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter bereitzustellen, die in einem niedrigen logischen Zustand nahe steigenden und fallenden Flanken von jedem hohen Treibersignal sind.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 8, wobei der Prozessor gestaltet ist, um ein zweites digitales Steuersignal zu dem vierten Schalter bereitzustellen, das in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit ist, wenn das Treibersignal niedrig ist, und das in einem niedrigen logischen Zustand ist, wenn das Treibersignal hoch ist insbesondere wobei der Prozessor des Weiteren gestaltet ist, um das zweite digitale Steuersignal zu dem vierten Schalter bereitzustellen, das in einem hohen logischen Zustand nach fallenden Flanken eines hohen Treibersignals und vor steigenden Flanken eines folgenden hohen Treibersignals ist.
Ein kapazitives Touchscreensystem, aufweisend: einen Touchscreen, der eine erste Mehrzahl von elektrisch leitenden Treiberelektroden, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, und eine zweite Mehrzahl von elektrisch leitenden Abfühlelektroden aufweist, die in Reihen oder Spalten angeordnet sind, die in einem Winkel mit Bezug auf die Reihen oder Spalten der ersten Mehrzahl von Elektroden angeordnet sind, wobei wechselseitige Kapazitäten zwischen der ersten und der zweiten Mehrzahl von Elektroden an Positionen existieren, an denen sich die erste und die zweite Mehrzahl von Elektroden schneiden, wobei die wechselseitigen Kapazitäten sich in der Anwesenheit von einem oder mehreren Fingern oder Berührungsvorrichtungen, die in Nähe dazu gebracht werden, verändern, wobei verstreute Kapazitäten mit jeder der zweiten Mehrzahl von Elektroden assoziiert sind; eine oder mehrere Treiberschaltungen, die betreibbar mit der ersten Mehrzahl von Treiberelektroden verbunden sind, und eine Mehrzahl von Abfühlschaltungen, wobei jede der Mehrzahl von Abfühlschaltungen betreibbar mit einer korrespondierenden der zweiten Mehrzahl von Abfühlelektroden verbunden ist, wobei jede Abfühlschaltung einen Verstärkungskondensator, der einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist, einen ersten, einen zweiten, einen dritten, einen vierten, einen fünften und einen sechsten Schalter, einen Operationsverstärker, der einen positiven und einen negativen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, und einen ersten und einen zweiten Rückkopplungskondensator aufweist, wobei der erste Anschluss des Verstärkungskondensators mit der korrespondierenden Abfühlelektrode verbunden ist, wobei der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators betreibbar mit dem ersten Schalter verbunden ist, wobei der positive Eingangsanschluss mit Masse verbunden ist, wobei der erste Schalter zwischen dem Verstärkungskondensator und dem negativen Eingangsanschluss des Operationsverstärkers liegt, wobei der zweite Schalter in einer Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers zwischen dem negativen Eingangs- und dem Ausgangsanschluss davon liegt, wobei der erste Rückkopplungskondensator einen ersten Anschluss aufweist, der mit dem negativen Eingang des Verstärkers und einem ersten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators verbunden ist, wobei der sechste Schalter zwischen einem zweiten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators und dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist, wobei ein zweiter Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators mit dem dritten und dem vierten Schalter verbunden ist, wobei der dritte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators und Masse liegt, wobei der vierte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Rückkopplungskondensators und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers liegt, wobei der fünfte Schalter zwischen dem zweiten Anschluss des zweiten Rückkopplungskondensators und Masse liegt; wobei der Verstärkungskondensator während einer ersten Stufe eine Ladung, die repräsentativ für wechselseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, akkumuliert, wenn der erste, der zweite und der dritte Schalter geschlossen sind, der vierte, der fünfte und der sechste Schalter geöffnet sind, und ein Treibersignal, das an zumindest eine der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist, und die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator während der ersten Stufe akkumuliert wird, zu dem ersten Rückkopplungskondensator während einer zweiten Stufe übertragen wird, wenn der zweite, der dritte, der fünfte und der sechste Schalter geöffnet sind, der erste und der vierte Schalter geschlossen sind, und das Treibersignal niedrig ist, wobei der erste Schalter vorübergehend zwischen der ersten und der zweiten Stufe geöffnet ist, wobei der Verstärkungskondensator während einer dritten Stufe eine Ladung, die repräsentativ für wechselseitige Kapazitäten und verstreute Kapazitäten in der Abfühlelektrode, die dazu korrespondiert, ist, akkumuliert, wenn der erste, der zweite und der fünfte Schalter geschlossen sind, der dritte, der vierte und der sechste Schalter geöffnet sind, und ein Treibersignal, das an zumindest eine der Treiberelektroden bereitgestellt wird, hoch ist, und die Ladung, die in dem Verstärkungskondensator während der dritten Stufe akkumuliert wird, zu dem zweiten Rückkopplungskondensator während einer vierten Stufe übertragen wird, wenn der zweite, der dritte, der vierte und der fünfte Schalter geöffnet sind, der erste und der sechste Schalter geschlossen sind, und das Treibersignal niedrig ist, wobei der erste Schalter vorübergehend zwischen der dritten und der vierten Stufe geöffnet ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 11, wobei der Operationsverstärker ein Transkonduktanzverstärker ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 11, wobei der Betrieb des ersten, zweiten, dritten, vierten, fünften und sechsten Schalters durch einen Prozessor gesteuert wird, der betreibbar mit der Abfühlschaltung verbunden ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 13, wobei der Prozessor gestaltet ist, um erste digitale Steuersignale an den ersten, den zweiten und den dritten Schalter bereitzustellen, die in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal hoch ist, und die in einem niedrigen logischen Zustand sind, wenn das Treibersignal niedrig ist, insbesondere wobei der Prozessor des Weiteren gestaltet ist, um erste digitale Steuersignale zu dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter bereitzustellen, die in einem niedrigen logischen Zustand nach fallenden Flanken von einem hohen Treibersignal und vor steigenden Flanken eines folgenden hohen Treibersignals sind.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 13, wobei der Prozessor gestaltet ist, um ein zweites digitales Steuersignal zu dem fünften Schalter bereitzustellen, das in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit ist, wenn das Treibersignal niedrig ist, und das in einem niedrigen logischen Zustand ist, wenn das Treibersignal hoch ist, insbesondere wobei der Prozessor des Weiteren gestaltet ist, um das zweite digitale Steuersignale zu dem vierten Schalter bereitzustellen, das in einem hohen logischen Zustand nach fallenden Flanken von einem hohen Treibersignal und vor steigenden Flanken eines folgenden hohen Treibersignals ist.
Das Touchscreensystem gemäß Anspruch 15, wobei der Prozessor gestaltet ist, um dritte digitale Steuersignale zu dem ersten, dem zweiten und dem fünften Schalter bereitzustellen, die in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal niedrig ist, und die in einem niedrigen logischen Zustand sind, wenn das Treibersignal hoch ist, insbesondere wobei der Prozessor gestaltet ist, um vierte digitale Steuersignale zu dem ersten und dem sechsten Schalter bereitzustellen, die in einem hohen logischen Zustand über zumindest Teilbereiche der Zeit sind, wenn das Treibersignal niedrig ist, und die in einem niedrigen logischen Zustand sind, wenn das Treibersignal hoch ist.