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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zum Steuern der Schaltzustände von Leistungstransistoren, die in einer Transistor-Halbbrücke angeordnet sind.
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Die
DE 10 2004 037 543 A1 beschreibt eine Vorrichtung zum Schutz einer Halbbrückenschaltungsanordnung, die eine Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Transistors aufweist, vor einem Kurzschluss über einer Last. Die Vorrichtung umfasst Detektoren zur jeweiligen Erkennung einer Überlast in einem der beiden Zweige der Halbbrücke. Die Detektoren sind mit einer Steuerlogik verbunden, die bei Feststellung einer Überlast in einem Zweig der Halbbrücke zunächst diesen Zweig abschaltet. Wird innerhalb einer vorgegebenen Zeitdauer, in welcher der eine Zweig abgeschaltet ist, eine Überlast auch am anderen Zweig festgestellt, so wird auch dieser andere Zweig abgeschaltet. Die
DE 295 21 105 U1 beschreibt eine Schaltungsanordnung der Leistungselektronik mit integrierter potentialfreier Strommessung. Die darin beschriebene Schaltungsanordnung umfasst einen berührungslosen Stromsensor, der einen Sicherheitsmechanismus aufweist, der beide Transistoren im Falle eines Überstromereignisses abschaltet.
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Transistor-Halbbrücken sowie sogenannte H-Brücken werden häufig in Anwendungen zum Ansteuern von Gleichstrommotoren (DC-Motoren) verwendet. Wenn induktive Lasten geschaltet werden sollen, weist die Ansteuerschaltung (Treiberschaltung) einen Freilauf-Strompfad (über eine Freilaufdiode) auf, um die Transistoren in den Halbbrücken zu schützen. Sofern gewöhnliche MOSFETs als Schalttransistoren verwendet werden, dient die in den MOSFETS vorhandene intrinsische (und im Normalbetrieb in Sperrrichtung vorgespannte) Diode (Reverse-Diode) quasi „automatisch“ als Freilaufdiode. Wenn andere Transistortypen verwendet werden, wie z.B. IGBTs, müssen externe Freilaufdioden parallel zu den Laststrompfaden der Transistor geschaltet werden. Eine Ansteuerschaltung mit (intrinsischen oder externen) zu den Laststrompfaden der Transistoren parallel geschalteten Freilaufdioden implementiert ein sogenanntes „passives Freilaufen“.
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Wenn induktive Lasten angesteuert werden sollen, beispielsweise im PWM-Betrieb (PWM, kurz für Pulsweitenmodulation), kann die dissipierte Verlustleistung signifikant reduziert werden, indem der Transistor, der parallel zu einer intrinsischen Freilaufdiode liegt, während des Freilaufens eingeschaltet wird. Eine Ansteuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, während des Freilaufens den parallel zu der betreffenden Freilaufdiode liegenden Transistor einzuschalten, implementiert ein sogenanntes „aktives Freilaufen“. Ein aktives Freilaufen ist in gegenwärtig verfügbaren H-Brücken-Ansteuerschaltungen bereits integriert, wie z.B. in Infineons TLE 6209R und STMicroelektronics L99H01.
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Beim Ansteuern kapazitiver Lasten, wie z.B. DC-Motoren mit parallel geschaltetem Kondensator kann ein aktives Freilaufen ungeeignet sein, da sich der Kondensator über den Strompfad des aktiv eingeschalteten Transistors entladen kann. Folglich ist in derartigen Situationen ein passives Freilaufen nützlicher.
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Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, vielseitig verwendbare Ansteuerschaltungen zum Steuern der Schaltzustände von in einer Halbbrücke angeordneten Leistungstransistoren zur Verfügung zu stellen, wobei die Ansteuerschaltungen beide der oben genannten Arten von Freilauf nützen können sollen.
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Diese Aufgabe wird durch die Schaltung gemäß Anspruch 1 und 7 gelöst. Unterschiedliche Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Ein Beispiel der Erfindung betrifft eine Schaltung zum Ansteuern einer Transistorhalbbrücke welche eine Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Transistors aufweist, wobei parallel zu beiden Transistoren jeweils eine intrinsische oder eine externe Freilaufdiode gekoppelt ist. Die Schaltung zum Ansteuern der Transistorhalbbrücke weist auf: Eine Überstromdetektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, einen Überstrom zu signalisieren, wenn ein durch den ersten Transistor fließender Laststrom einen ersten Schwellwert übersteigt; eine Schutzschaltung, die mit der Überstromdetektorschaltung gekoppelt ist und die dazu ausgebildet ist, als Reaktion auf ein detektiertes Überstromereignis eine Aktivierung des ersten Transistors zu verhindern und die Aktivierung des ersten Transistors wieder zu ermöglichen, nachdem ein erstes Zeitintervall, das auf das detektierte Überstromereignis folgt, abgelaufen ist; und eine Auswerteschaltung, die mit der Überstromdetektorschaltung gekoppelt und die dazu ausgebildet ist, zu überprüfen, ob ein Überstrom innerhalb eines zweiten Zeitintervalls detektiert wird, welches auf das erste Zeitintervall folgt. Ein aktives, durch Aktivierung des Transistors bewirktes Freilaufen wird verhindert, wenn ein Überstrom innerhalb des zweiten Zeitintervalls detektiert wird und, während eines ersten Zeitintervalls, das auf ein künftig auftretendes Überstromereignis folgt, wird ein aktives, durch Aktivierung des Transistors bewirktes Freilaufen freigegeben, wenn kein Überstrom innerhalb des zweiten Zeitintervalls detektiert wird.
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Weitere Beispiele der Erfindung betreffen ein korrespondierendes Verfahren.
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Die Erfindung wird im Folgenden anhand der Abbildungen sowie der zugehörigen Beschreibung näher erläutert. Die in den Figuren dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise eineinschränkend zu verstehen, sondern dienen vielmehr dazu, das der Erfindung zugrunde liegende Prinzip zu beschreiben. In den Abbildungen zeigen:
- 1 einen Schaltplan einer Halbbrückentreiberschaltung gemäß einem Beispiel der Erfindung; und
- 2 die Funktion des Beispiels aus 1 anhand eines Zeitdiagramms.
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In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Komponenten bzw. Signale mit gleicher bzw. ähnlicher Bedeutung.
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1 zeigt eine beispielhafte Implementierung einer Schaltung zum Ansteuern einer Transistorhalbbrücke gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung. Es ist anzumerken, dass ein Fachmann ohne Weiteres eine beliebige Anzahl gleicher oder äquivalenter Schaltungen finden kann, die im Wesentlichen die gleiche Funktion erfüllen, ohne den Anwendungsbereich der Erfindung dabei zu verlassen. Des Weiteren sei angemerkt, dass eine tatsächliche Implementierung viele zusätzliche Merkmale aufweisen kann, die im Zusammenhang von Treiberschaltungen zur Transistoransteuerung nützlich sind, obwohl aus Gründen der Einfachheit und Prägnanz die hier dargestellten Beispiele lediglich manche dieser Merkmale beinhalten, nämlich jene, die für die folgende Diskussion notwendig sind.
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1 zeigt eine Halbbrückenschaltung, die einen High-Side-Halbleiterschalter THS und einen Low-Side-Halbleiterschalter TLS aufweist. Der High-Side-Schalter THS ist zwischen einen ersten Versorgungsknoten, der auf einem oberen Versorgungspotential VDD liegt, und einen Ausgangsknoten geschaltet. Der Low-Side-Halbleiterschalter TLS ist zwischen den Ausgangsknoten und einen zweiten Versorgungsknoten, der auf einem unteren Versorgungspotential, z.B. Massepotential GND liegt, geschaltet. Die Potentialdifferenz zwischen dem Potential an dem Ausgangsknoten und dem Massepotential GND ist die Ausgangsspannung VOUT. Jeder Halbleiterschalter THS, TLS hat eine zugehörige Freilaufdiode DHS, DLS welche parallel zur Laststrecke des jeweiligen Transistors geschaltet ist und welche im Falle von MOS-Transistoren eine intrinsische Diode sein kann.
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Eine Last ist mit dem Ausgangsknoten verbunden und wird folglich mit der Ausgangsspannung VOUT versorgt. Im vorliegenden Beispiel wird die Last durch eine Parallelschaltung eines Gleichstrommotors M und eines Kondensators CL, der zur Eliminierung von Störungen dient, repräsentiert.
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1 zeigt des Weiteren Schaltungsteile, welche zum Ansteuern der Steuerelektroden (z.B. die Transistor-Gates im Falle von MOSFETs oder IGBTs) der Halbleiterschalter THS, TLS sowie zum Schutz vor Überströmen verwendet werden. Die Treibersignale VGHS, VGLS werden den Gates der Transistoren THS und TLS zugeführt und sind von einem Eingangssteuersignal ONHS abgeleitet, wobei im vorliegenden Beispiel das Treibersignal VGHS für den High-Side-Transistor THS im Wesentlichen dem Steuersignal ONHS folgt, wohingegen das Treibersignal VGLS für den Low-Side-Transistor TLS im Wesentlichen eine invertierte Version (siehe Inverter L3) des Steuersignals ONHS ist. In praktischen Implementierungen können Schaltungsteile notwendig sein zum Zwecke des Einfügens von zeitlichen Verzögerungen zwischen den Flanken der Treibersignale VGHs und VGLS, um so Brückenkurzschlusseffekte zu verhindern. Ein derartiger Schutz vor Brückenkurzschlüssen ist jedoch bekannt und wird im Folgenden der Einfachheit halber nicht weiter diskutiert.
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Des Weiteren umfasst die Schaltung aus 1 eine Überstromdetektorschaltung, welche im vorliegenden Beispiel eine Strommesseinheit A sowie einen Komparator X1 umfasst. Die Strommesseinheit A stellt ein Strommesssignal VM zur Verfügung, welches den Laststrom iL durch den High-Side-Transistor THS repräsentiert, und der Komparator X1 ist dazu ausgebildet, das Strommesssignal VM mit einem Referenzsignal VREF zu vergleichen und an seinem Ausgang zu signalisieren, ob der tatsächliche Laststrom iL einen vorgegebenen Schwellwert, der durch das Referenzsignal VREF definiert ist, überschreitet. Das Ausgangssignal des Komparators X1 wird mit OC bezeichnet.
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Das Ausgangssignal des Komparators X1 (d.h. das Überstromsignal OC) ist einer Schutzschaltung zugeführt, die dazu ausgebildet ist, die Aktivierung (durch ein geeignetes Steuersignal ONHS) des High-Side-Transistors THS als Reaktion auf einen detektierten Überstrom zu blockieren und die Aktivierung des High-Side-Transistors THS (erst) wieder freizugeben (d.h. die Blockade aufzuheben) sobald ein erstes Zeitintervall tCLS abgelaufen ist. Dieses Zeitintervall tCLS kann durch das Schaltungsdesign vorgegeben sein oder durch den Benutzer abhängig von der jeweiligen Anwendung definiert werden.
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Blockieren und Freigeben der Aktivierung des High-Side-Transistors als Reaktion auf einen detektierten Überstrom kann z.B. durch ein Gatter L1 erreicht werden, das dazu ausgebildet ist, das Steuersignal ONHS auszutasten, welches dem Gate des High-Side-Transistors (als Treibersignal VGHS) zugeführt ist, um diesen leitend oder sperrend anzusteuern. Im vorliegenden Beispiel ist das Gatter L1 ein UND-Gatter und dazu ausgebildet, das Steuersignal ONHS während des Zeitintervalls tCLS auszutasten, nachdem das Vorliegen eines Überstroms (d.h. ein „Überstromereignis“) detektiert wurde. Folglich wird der High-Side-Transistor THS während des Zeitintervalls tCLS ausgeschaltet. Im vorliegenden Beispiel wird das Austastsignal Q („NICHT Q“) durch den invertierenden Ausgang eines RS-Flip-Flops FF1 bereitgestellt. Um einen geeigneten (niedrigen) Logik-Pegel („Low-Pegel“) als Ausgangssignal zu erzeugen, muss das RS-Flip-Flop FF1 im Falle eines Überstromereignisses gesetzt und nach Ablauf des erste Zeitintervalls tCLS zurückgesetzt werden. Dazu wird das Überstromsignal OC einem Set-Eingang S des RS-Flip-Flops FF1 zugeführt. Ein geeignetes Zurücksetz-Signal VR wird dem Reset-Eingang R des RS-Flip-Flops FF1 am Ende des Zeitintervalls tCLS mit Hilfe eines Verzögerungselements D1 (Delay-Element) zugeführt. Die Funktion des Verzögerungselements D1 und anderer Schaltungskomponenten wird später unter Bezugnahme auf das Zeitdiagramm aus 2 erläutert.
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Um die obigen Erläuterungen zusammenzufassen, die Schutzschaltung gewährleistet die Funktion des Blockierens der Aktivierung des High-Side-Transistors THS für eine Zeitspanne tCLS als Reaktion auf ein detektiertes Überstromereignis durch Austasten des jeweiligen Aktivierungssignals, d.h. des Steuersignals ONHS. Diese Funktion kann mit Hilfe eines Gatters L1 implementiert werden sowie mit Hilfe einer Zeitsteuerschaltung (timing circuit), welche das RS-Flip-Flop FF1 und das Verzögerungselement D1 umfasst. Die Bool'sche Funktion, die durch das UND-Gatter L1 implementiert wird, kann beschrieben werden als VGHS = ONHS UND Q, wobei Q nur während des Zeitintervalls tCLS einen niedrigen Logikpegel (Low-Pegel) annimmt.
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Die Schaltung aus 1 umfasst des Weiteren eine Auswerteschaltung, die dazu ausgebildet ist, zu bestimmen, ob ein aktives Freilaufen oder ein passives Freilaufen während einer Überstromabschaltung des High-Side-Transistors THS (d.h. während des Zeitintervalls tCLS) verwendet werden soll. Die Auswerteschaltung ist mit der Überstromdetektiorschaltung gekoppelt und dazu ausgebildet, zu prüfen, ob ein weiteres Überstromereignis detektiert wird innerhalb eines zweiten Zeitintervalls tobserver, welches dem ersten Zeitintervall tCLS folgt. Ein aktives Freilaufen durch Aktivierung des Low-Side-Transistors TLS während des Zeitintervalls tCLS wird (künftig) blockiert, wenn ein weiteres Überstromereignis innerhalb des zweiten Zeitintervalls tobservs detektiert wird. Andernfalls (d.h. wenn kein weiteres Überstromereignis innerhalb des zweiten Zeitintervalls tobserve detektiert wird) wird das aktive Freilaufen während des ersten Zeitintervalls tCLS freigegeben.
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Zur Implementierung dieser Funktion kann die Auswerteschaltung ein weiteres Verzögerungselement D2 umfassen, dem das Reset-Signal VR, welches auch dem Reset-Eingang R des RS-Flip-Flops FF1 zugeführt ist, zugeführt ist. Das Reset-Signal VR zeigt das Ende des ersten Zeitintervalls tCLS an, und triggert somit den Beginn des darauf folgenden zweiten Zeitintervalls tobserve. Das zweite Zeitintervall tobserve definiert ein „Zeitfenster“ in dem das weitere Verzögerungselement D2 das Überstromsignal OC überwacht und so beobachtet, ob ein weiteres Überstromereignis innerhalb dieses Zeitfensters tobserve auftritt. Wenn ein weiteres Überstromereignis innerhalb dieses Zeitintervalls tobserve beobachtet wird nach dem Wiederfreischalten der Aktivierung des Transistors THS, dann wird ein passives Freilaufen während einer darauf folgenden Überstromabschaltung verwendet. Andernfalls wird ein aktives Freilaufen verwendet und der Low-Side-Transistor TLS wird während des nachfolgenden Zeitintervalls tCLS aktiviert.
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Im letzteren Fall wird ein aktives Freilaufsignal AFW, welches durch das Verzögerungselement D2 bereitgestellt wird, auf folgenden Wert gesetzt
Andernfalls wird AFW gesetzt auf
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Gemäß der Bool'schen Gleichung (1) ist das aktive Freilaufsignal AFW „high“ (d.h. aktiv) während des ersten Zeitintervalls tCLS, wenn aktives Freilaufen verwendet werden soll. Um den Low-Side-Transistor TLS zu aktivieren und um einen niederohmigen Strompfad parallel zu der Freilaufdiode DLS zu erzeugen, wird das aktive Freilaufsignal AFW mit dem invertierten Steuersignal ONHS kombiniert, so dass das resultierende Low-Side-Steuersignal VGLS ergibt: VGLS = (NOT ONHS) ODER AFW. Im vorliegenden Beispiel werden die Signale ONHS und AFW kombiniert mit Hilfe des ODER-Gatters L2 wie in 1 dargestellt.
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Es ist anzumerken, dass die Logikpegel (Low-Pegel, High-Pegel) austauschbar sind, wenn die Logikschaltungen geringfügig entsprechend adaptiert werden. Beispielsweise können der Inverter L3 und das ODER-Gatter L2 durch ein NAND-Gatter ersetzt werden, dem das Steuersignal ONHS und das aktive Freilaufsignal AFW zugeführt sind. In diesem Fall zeigt ein Low-Pegel des Signals AFW die Zeitspanne tCLS an, während der der Low-Side-Transistor zum aktiven Freilauf aktiviert wird.
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Die Funktion der beispielhaften Schaltung aus 1 wird in der Folge zusammengefasst und unter Bezugnahme auf die Zeitdiagramme aus 2 näher erläutert. Eine Schaltung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung implementiert ein Verfahren zum Ansteuern einer Transistorhalbbrücke, welche eine Serienschaltung von Transistoren THS und TLS umfasst, parallel zu denen jeweils eine Freilaufdiode geschaltet ist wie in 1 gezeigt.
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Das Verfahren umfasst das Detektieren, ob ein durch den High-Side-Transistor THS fließender Laststrom iL einen ersten Schwellwert (z.B. definiert durch eine Referenzspannung VREF) überschreitet. Eine derartige Überschreitung zeigt ein Überstromereignis an und ein Überstromsignal OC kann auf einen entsprechenden Logikpegel (z.B. High-Pegel) gesetzt werden um das Überstromereignis zu signalisieren. Dies wird in dem Zeitdiagramm aus 2c dargestellt, wo jeder Puls in dem Signal OC ein Überstromereignis anzeigt.
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Das Verfahren umfasst weiter das Blockieren einer Aktivierung des Transistors THS als Reaktion auf ein detektiertes Überstromereignis. Dies ist in dem Zeitdiagramm aus 2a dargestellt, in dem das Ausgangssignal Q des RS-Flip-Flops (welches als Austastsignal entsprechend der obigen Beschreibung verwendet wird) auf einen Low-Pegel gesetzt wird als Reaktion auf einen Puls in dem Überstromsignal OC (welches als Set-Signal für das RS-Flip-Flop FF1 verwendet wird). Des Weiteren wird nach Ablauf eines ersten Zeitintervalls tCLS das Gate des High-Side-Transistors THS freigegeben und die die Aktivierung des Transistors wird wieder ermöglicht. Dies ist in dem Zeitdiagramm aus 2a zu sehen, indem das Austastsignal Q auf einen High-Pegel zurückgesetzt wird nach Ablauf des Zeitintervalls tCLS. Das Zeitdiagramm aus 2b zeigt des korrespondierenden Reset-Puls des Reset-Signals VR, welches dem RS-Flip-Flop FF1 zugeführt ist.
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Um zu entscheiden, ob ein aktives Freilaufen verwendet werden soll oder nicht, umfasst das Verfahren weiter das Prüfen, ob ein weiteres Überstromereignis innerhalb eines Beobachtungszeitintervalls tobserve detektiert wird, welches auf das erste Zeitintervall tCLS folgt. Das durch das Beobachtungszeitintervall tobserve definierte Zeitintervall ist in dem Zeitdiagramm gemäß 2c dargestellt.
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Im Folgenden werden zwei Fälle unterschieden:
- Fall 1: Wenn ein Überstromereignis detektiert wird innerhalb des Beobachtungszeitintervalls tobserve, dann wird ein aktives Freilaufen durch Aktivierung des Low-Side-Transistors TLS verhindert und ein Freilaufen kann nur passiv über die Freilaufdiode DLS stattfinden (siehe Zeitdiagramm gemäß 2c) .
- Fall 2: Wenn kein Überstromereignis innerhalb des Beobachtungszeitintervalls tobserve erkannt wird, dann wird das aktive Freilaufen freigegeben.
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Obwohl unterschiedliche Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben wurden, ist es für einen Fachmann augenscheinlich, dass zum Erreichen einiger Vorteile der vorliegenden Erfindung unterschiedliche Änderungen und Modifikationen gemacht werden können, ohne dabei von der Grundidee und dem Anwendungsbereich der Erfindung abzuweichen. Ebenso ist es für einen Fachmann augenscheinlich, dass gewisse Komponenten durch andere Komponenten, welche die gleiche Funktion erfüllen ausgetauscht werden können. Des Weiteren können die erfindungsgemäßen Verfahren einerseits durch Software, durch Hardwareimplementierungen oder durch eine Kombination von Soft- und Hardware implementiert werden.
