DE102010044134B4

DE102010044134B4 - Radarsendesignalerzeuger und Verfahren zur Radarsendesignalerzeugung

Info

Publication number: DE102010044134B4
Application number: DE102010044134.1A
Authority: DE
Inventors: Rainer Sommer; Alfred Wahlen; Dr. Tessmann Axel; Jörn Wilcke; Ingmar Kallfass
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2010-11-18
Filing date: 2010-11-18
Publication date: 2015-10-01
Anticipated expiration: 2030-11-19
Also published as: DE102010044134A1

Abstract

Radarsendesignalerzeuger (110) zur Erzeugung eines Radarsignals im Millimeterwellenbereich, umfassend: einen Signalmustererzeuger (114) mit einem Taktsignaleingang; einen Taktgeber (112) zur Erzeugung eines Taktsignals an einem Taktsignalausgang, der mit dem Taktsignaleingang des Signalmustererzeugers (114) direkt oder indirekt verbunden ist; einen Signalmischer (116) zum Mischen eines von dem Signalmustererzeuger (114) erzeugten Mustersignals mit dem Taktsignal oder einem auf dem Taktsignal basierenden Modulationssignal zur Erzeugung eines modulierten Signals als Zwischenprodukt für die Radarsendesignalerzeugung, wobei das modulierte Signal kohärent zu dem Mustersignal ist; einen ersten Frequenzvervielfacher (319) zum Vervielfachen der Frequenz des modulierten Signals und zur Erzeugung eines frequenzvervielfachten modulierten Signals; und einen zweiten Frequenzvervielfacher (219) zum weiteren Vervielfachen der Frequenz des frequenzvervielfachten Signals zu einem Radarsendefrequenzbereich; wobei der erste Frequenzvervielfacher (319) einer Zwischenfrequenzbaugruppe zugeordnet ist und der zweite Frequenzvervielfacher (219) einer Hochfrequenzbaugruppe zugeordnet ist, und wobei die Frequenzvervielfacherstufen (219, 319) so ausgebildet sind, dass keine unerwünschten Mischprodukte in das Nutzsignal eingefaltet werden.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Erzeugung eines Radarsendesignals und insbesondere auf Techniken zum Erreichen eines gewünschten Frequenzbereichs für das Radarsendesignal.
Der stetig zunehmende Bedarf an hochauflösenden Sensoren führte zur Entwicklung von leistungsfähigen Radarsystemen, die z. B. in modernen Automobilen, Flugzeugen, Drohnen, Eisenbahnen oder anderen Fahrzeugen zum Einsatz kommen. Diese Entwicklung hält nach wie vor an. In zunehmendem Maße werden auch Radarsysteme nachgefragt und entwickelt, die kompakt und preiswert sind sowie einen möglichst niedrigen Aufwand in der Herstellung, Wartung und während des Betriebs erfordern.
Während die ersten Radarsysteme und auch ein Großteil der heute noch eingesetzten Radarsysteme die Aufgabe haben, die Entfernung und/oder die Richtung einzelner Objekte zu bestimmen, werden seit den frühen 1990er Jahren vermehrt auch sogenannte bildgebende Radarsysteme entwickelt. In der Veröffentlichung „Recent Advances in 94 GHz FMCW Imaging Radar Development” (IEEE IMS 2009, Seiten 77–80) beschreiben D. S. Goshi u. a. von Honeywell International, Torrance, USA, dass in den frühen 1990er Jahren künstliche Sichtsysteme (synthetic vision systems) entwickelt wurden, die sowohl eine 35 GHz-Impulsradartechnik als auch eine 94 GHz FMCW-Radartechnik (Frequency Modulated Continuous Wave) verwendeten zum Anzeigen eines Echtzeitbilds einer Start-/Landebahn als Head-up-Display beim Landen unter schlechten Sichtbedingungen. Das von D. S. Goshi u. a. in der genannten Veröffentlichung vorgeschlagene Radarsystem ist ein Radarsystem im Millimeterwellenlängenbereich (mmW). Das Radarsystem arbeitet bei einer Frequenz von 94 GHz und ist ein Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW) Radarsystem. Der sogenannte FMCW-Exciter basiert auf einem direkt-digitalen Synthesizer (Direct Digital Synthesizer: DDS). Der DDS erzeugt ein Signal, das im X-Band des Radarsystems angeordnet ist und eine hohe Linearität hat. Der Exciter umfasst seinen eigenen, eingebauten Taktgeber. Der DDS empfängt seine Steuersignale jedoch von einem Rechnermodul in Form eines Industrie-PCs.
Slawomir Plata vom Telecommunications Research Institute, Gdansk Division, Polen beschreibt in der Veröffentlichung PLATA, S.: FMCW Radar Transmitter based an DDS synthesis. In: International Conference an Microwave, Radar & Wireless Communications, MIKON 2006, S. 1179–1183, einige Aspekte des Aufbaus eines FMCW-Radartransmitters, der auf einem DDS basiert. Gemäß dieser Veröffentlichung sind signifikante Parameter dieser Radarsysteme eine Fähigkeit zur Detektion kleiner Ziele, kleine Auflösungszellgrößen und hohe Entfernungsauflösung. Die Implementierung derartiger Radarsysteme erfordere der Plata-Veröffentlichung zufolge die Lösung eines Problems der Erzeugung von Mikrowellensignalen mit exzellenter linearer Frequenzmodulation und sehr gutem Phasenrauschverhalten. Das Grundprinzip besteht auch hier darin, das von dem DDS erzeugte Signal mittels eines Quadraturmodulators zum Frequenzmodulieren in einem Zwischenfrequenzbereich (nachfolgend und in den Figuren auch durch die Abkürzung IF für „intermediate frequency” gekennzeichnet) und das modulierte Signal einem Frequenzvervielfacher zuzuführen, mit dessen Hilfe das Signal in den gewünschten Sendefrequenzbereich transferiert wird.
Wie erwähnt werden zur Erreichung einer guten Genauigkeit des Radarsystems hohe Anforderungen an die Linearität und das Phasenrauschverhalten des Radarsystems und insbesondere des Sendeteils gestellt. Daneben lässt sich die Genauigkeit des Radarsystems auch durch eine Ausnutzung einer eventuell vorhandenen Kohärenz von bestimmten Signalen erhöhen, die innerhalb des Radarsystems vorkommen bzw. erzeugt werden. Beispielsweise kann durch derartige Maßnahmen das Auftreten eines systematischen oder zufälligen Phasenfehlers im Zuge einer Frequenzmodulation verringert oder verhindert werden, der ohne Berücksichtigung der Kohärenz zwischen dem Nutzsignal (beispielsweise erzeugt von einem DDS) und dem Modulationssignal entstehen könnte.
Kohärenz bedeutet hier und im Folgenden, dass der Phasenbezug zwischen zwei oder mehr Signalen, z. B. dem Nutz- und Modulationssignal, stabil und bekannt ist. Bei einem idealen kohärenten Radargerät ist in diesem Zusammenhang zu beachten, dass die Periodendauern aller vorkommenden Wiederholraten der Phasengleichheit ganzzahlige Vielfache der Periodendauer der PRF-Periode (Pulse Repetition Frequency) sind.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Radarsystem hinsichtlich seiner Genauigkeit zu verbessern. Eine alternative Aufgabe oder eine ergänzende Aufgabe besteht darin, aufwendige Vorkehrungen zur Erzielung einer hohen Genauigkeit durch einfachere und/oder kostengünstigere Maßnahmen zu ersetzen bzw. zu ergänzen.
Zumindest eine der genannten Aufgaben und/oder eventueller weiterer Aufgaben wird durch einen Radarsendesignalerzeuger nach Patentanspruch 1 oder ein Verfahren zur Radarsendesignalerzeugung nach Patentanspruch 14 oder ein Computerprogramm nach Patentanspruch 15 gelöst.
Das erfindungsgemäße Konzept zur Erzeugung eines Radarsendesignals basiert darauf, dass ein Taktsignal sowohl für eine Erzeugung eines Mustersignals im Basisband wie auch für eine Frequenzmodulation dieses Mustersignals verwendet wird. Frequenzaufbereitungsverfahren, die auf das Mustersignal einwirken, werden von einer einzigen hochstabilen Taktfrequenz abgeleitet, die auch bei der Erzeugung des Mustersignals verwendet wird. Aufgrund dieser Beziehung sind entsprechende Hoch- und Zwischenfrequenzsignale, die in einem derartigen Radarsystem vorkommen, zueinander kohärent. Dies ermöglicht es, kohärente Radarmessungen durchzuführen. Ein Radarsystem mit einem Radarsendesignalerzeuger gemäß der hierin offenbarten Lehren arbeitet somit voll kohärent.
Im Vergleich zu klassischen Radaranwendungen erfordern neuartige Radaranwendungen wie bildgebende Radarsysteme oder Nahbereichsradar eine höhere Qualität des Radarmustersignales (Impulse, Impulsfolgen oder Chirpsignal), da bereits geringste Abweichungen von der idealen Signalform des Mustersignales zu hohen Ungenauigkeiten und Fehlern in der Auswertung des detektierten Radarsignales führen können.
Vorzugsweise kann das modulierte Signal einer Frequenzvervielfachung zugeführt werden, so dass am Ausgang eines entsprechenden Frequenzvervielfachers ein frequenzvervielfachtes Signal vorliegt, welches das modulierte Signal hinsichtlich seiner Signalform genau abbildet. Durch die Frequenzvervielfachung unterscheidet sich das frequenzvervielfachte Signal nicht nur hinsichtlich der Lage im Frequenzbereich von dem modulierten Signal, sondern auch hinsichtlich der Bandbreite. Die Bandbreite wird bei einer reinen Frequenzmultiplikation mit demselben Faktor vervielfacht wie die Lage im Frequenzbereich.
Das modulierte Signal kann bei einer Zwischenfrequenz der Radarsendesignalerzeugung vorliegen, bei welcher Signalverarbeitungsvorgänge vorgenommen werden können (z. B. Filterung, Seitenbandauswahl, etc.). Bei üblichen Zwischenfrequenzen lassen sich diese Signalverarbeitungsmaßnahmen mittels standardmäßig erhältlichen Komponenten erreichen, ohne auf spezielle Hochfrequenztechniken zurückgreifen zu müssen.
In der Regel ist es erforderlich, das Radarsendesignal von der Zwischenfrequenz in den Hochfrequenzbereich umzusetzen bzw. zu verlagern, bei dem das Radarsystem arbeiten soll. Diese Frequenzumsetzung kann mittels eines Frequenzvervielfachers erfolgen, der ein Hochfrequenzbauteil sein kann. Bei der Frequenzvervielfachung im HF-Bereich können monolithisch integrierte Millimeterwellenkomponenten (MMICs) zum Einsatz kommen.
Der Frequenzvervielfacher kann einen Phassenregelkreis (engl.: Phase Locked Loop, PLL) umfassen. Ein auf der Grundlage eines Phasenregelkreises aufgebauter Frequenzvervielfacher verfügt typischerweise über einen Frequenzteiler in einem Rückkopplungszweig des Phasenregelkreises. Der Phasenregelkreis sorgt dafür, dass die Phase des rückgekoppelten Ausgangssignals im Wesentlichen mit der Phase des Eingangssignals übereinstimmt. Wird das Ausgangssignal im Rückkopplungszweig frequenzgeteilt, so versucht der Phasenregelkreis das Ausgangssignal derart zu generieren, dass dessen frequenzgeteilte Version hinsichtlich seiner Phasenlage im Wesentlichen mit dem Eingangssignal übereinstimmt. Typischerweise sorgt der Phasenregelkreis für eine Übereinstimmung der Phasenlagen zwischen Eingangssignal und rückgekoppeltem, ggf. frequenzgeteilten Ausgangssignal innerhalb eines Toleranzbereichs. Typischerweise ist dieser Toleranzbereich relativ eng, beispielsweise ±5 Grad oder ±10 Grad. Somit lässt sich ein hohes Maß an Kohärenz auch bei Frequenzvervielfachungsvorgängen beibehalten.
Der Signalmustererzeuger kann ein direkt-digitaler Synthesizer (Direct Digital Synthesizer, DDS) sein. Die direkte digitale Synthese (DDS) ist eine Technik zur Verwendung digitaler Datenverarbeitungsblöcke als ein Mittel, um ein frequenz- und phaseneinstellbares Ausgangssignal zu erzeugen, das auf eine Präzisionstaktquelle mit fester Frequenz bezogen ist. Im DDS wird die Referenzfrequenz in der Art zur Generierung des Ausgangssignals verwandt, in dem in zeitlich gleichen Intervallabständen Amplitudenwerte bereitgestellt werden. Die Intervallabstände stehen dabei in einem festen Verhältnis zur Periodendauer, der der DDS Referenztaktfrequenz entspricht Die so generierten Amplitudenwerte beschreiben ihrerseits in ihrer zeitlichen Abfolge das vom DDS generierte Ausgangssignal.
Ein DDS kann typischerweise in drei Blöcke unterteilt werden: einen Phasenakkumulator, einen Phase-zu-Sinus-Konvertierer und einen Digital-zu-Analog-Umsetzer. Die ersten zwei Blöcke sind bei einem DDS digitale Schaltkreise. Der Phasenakkumulator ist im Grunde ein Addierer mit einer programmierbaren Schrittweite (ΔPhase), die den Phasenschritt darstellt, der von dem Ausgangssignal während eines jeden oder während einer festen Anzahl von Taktzyklen durchlaufen wird Bei jedem Taktzyklus stellt der Phasenakkumulator die Phase der Ausgangssinuswelle dar. Dieses von dem Phasenakkumulator ausgegebene Signal ist eine digitale Rampenfunktion mit einer Frequenz, die gleich der Frequenz der Ausgangssinuswelle ist, sofern der Phase-zu-Sinus-Konverter keine Symmetrieeigenschaften der generierten Sinusschwingung nutzt. Der Phase-zu-Sinus-Konvertierer ermittelt das Ausgangssignal des Phasenakkumulator und stellt eine Sinusamplitudenausgabe in Bitdarstellung bereit. Diese Funktion kann durch eine in einem Speicher gespeicherte Tabelle (Look-up Table) durchgeführt werden, oder die Sinuswerte können durch einen digitalen Algorithmus berechnet werden. Der Phasenakkumulator und der Phase-zu-Sinus-Konvertierer bilden zusammen ein DDS-System mit einer digitalen Ausgabe. Die digitale Ausgabe ist nützlich in vielen Anwendungen als eine Frequenzreferenz (digitale Demodulation als ein Beispiel), aber die meisten Anwendungen von direkt-digitalen Synthesizern erfordern eine Transformation der digitalen Sinuswelle in eine analoge Frequenzreferenz. Wird die Phasenschrittweite (ΔPhase), mit welcher der Phasenakkumulator inkrementiert bzw. dekrementiert wird, zeitlich variiert, so entsteht ein Chirpsignal. Diese Variation der Phasenschrittweite (ΔPhase) kann z. B. durch einen Frequenzakkumulator erzielt werden, der dem Phasenakkumulator vorangestellt ist. Der Wert des Frequenzakkumulators, der ebenfalls periodisch mit dem Referenztakt vom DDS, oder einem festen Vielfachen der Periodendauer des Referenztaktes, aktualisiert wird, dient dabei dem Phasenakkumulator als Schrittweite. Wird die Frequenzschrittweite (ΔFrequenz) vom Frequenzakkumulator mit einem konstanten Wert inkrementiert bzw. dekrementiert, so entsteht ein linearer Chirp. Die Phasenvariation für den Phasenakkumulator kann aber auch in einem Speichermedium abgelegt sein, der auch seine variierenden Speicherwerte zyklisch an den Phasenakkumulator ausgibt und so die veränderliche Phasenschrittweite vorgibt. Die zyklische Speicherwertausgabe ist dabei über ein festes Verhältnis auf den Referenztakt des DDS bezogen. In beiden zuvor beispielhaften benannten Variationsarten der Phasenschrittweite (ΔPhase) würde ein kompletter Zyklus des Mustersignals einem einmaligen Durchlaufen des Chirpmusters entsprechen, d. h. von der unteren Startfrequenz bis zur oberen Endfrequenz und/oder in entgegengesetzter Richtung. Auch andere Signalformen können von dem DDS generiert werden, wie z. B. beliebige Impulsfolgen.
Mit neuartigen DDS-Chips wurde es möglich, die hierin offenbarten Lehren auszuführen. Aufgrund des gemeinsam verwendeten Takts sind die wesentlichen Signale kohärent innerhalb des Radarsystems. Die Kombination aus Vervielfachung und Hinzumischung, abgeleitet aus einer einzigen Taktfrequenz, erzeugt ein Signal, das durch weitere Vervielfachung bis in den Millimeterwellenbereich aufgrund der Phasenstabilität und Linearität für Anwendungen geeignet ist, die hohe Signaltreue und Kohärenz erfordern, insbesondere für SAR(Synthetic Aperture Radar) und ISAR-(Inverse Synthetic Aperture Radar)-Anwendungen.
In einem Radarsendesignalerzeuger gemäß der hierin offenbarten Lehre kann weiter eine Verteilungsstruktur für das Taktsignal vorgesehen sein, die ausgelegt ist, das vom Taktgeber generierte Taktsignal kohärent an zumindest den Signalmustererzeuger und den Signalmischer zu verteilen. Die Verteilungsstruktur kann beispielsweise derart ausgelegt sein, dass Laufzeitunterschiede zwischen einer Schnittstelle zum Signalmustererzeuger und einer Schnittstelle zum Signalmischer möglichst gering oder zumindest genau bekannt sind. Dies kann auch auf weitere Schnittstellen zu weiteren Komponenten des Radarsendesignalerzeugers bzw. des gesamten Radarsystems ausgedehnt werden. Um Längenunterschiede der verschiedenen Äste der Verteilungsstruktur auszugleichen, können kürzere Äste z. B. mit einem Verzögerungselement oder einer Verzögerungsleitung ausgestattet sein. Der Taktgeber und die Verteilungsstruktur sind typischerweise digitale Bauelemente, die jedoch die Anforderungen der von dem Radarsendesignalerzeuger verarbeiteten analogen Signale bereits berücksichtigen, typischerweise insbesondere im Hinblick auf die Phasenlage und -beziehung.
Weiterhin kann vorgesehen sein, dass das Modulationssignal durch einen Modulationssignalfrequenzvervielfacher verarbeitet wird, der zwischen einem Ausgang des Taktgebers für das Taktsignal und einem Taktsignaleingang des Signalmischers angeordnet ist. Dadurch lässt sich das Modulationssignal durch Umformung oder Verarbeitung des Taktsignals so gestalten, dass das Modulationssignal bei einer Frequenz vorliegt, die für die erwünschte Frequenzmodulation des Mustersignals durch den Signalmischer vorgesehen ist. Da wie oben beschrieben durch den Vorgang der Frequenzvervielfachung wenn überhaupt nur ein geringer Phasenfehler eingeführt wird, der in der Regel vernachlässigt werden kann, wird die gewünschte Kohärenz des Modulationssignals mit anderen in dem Radarsendesignalerzeuger vorkommenden Signalen so gut wie nicht beeinträchtigt. Auf diese Weise kann ein Modulationssignal bei der benötigten Frequenz erzeugt werden, das im Wesentlichen bzw. in hohem Malte kohärent ist mit dem Taktsignal.
In Ausführungsbeispielen kann der Radarsendesignalerzeuger weiterhin eine Vielzahl von örtlich verteilten Frequenzvervielfachern umfassen. Die örtlich verteilten Frequenzvervielfacher sind jeweils in räumlicher Nähe zu einem zugeordneten Radarantennenelement angeordnet. Weiterhin kann die Radarsendesignalerzeugung eine Zwischenproduktverteilung zur Verteilung des modulierten Signals an die Vielzahl der örtlich verteilten Frequenzvervielfacher umfassen. Diese Zwischenproduktverteilung kann beispielsweise auf der Basis von Koaxialkabeln und passenden Verbinder bzw. Verteilern (Y-Verteiler, T-Verteiler, etc.) basieren. Manche Radarsysteme, die beispielsweise derzeit für die Automobilindustrie entwickelt werden, verwenden mehrere Radarantennenelemente, die an verschiedenen Stellen des Fahrzeugs angeordnet sind, jedoch von einem gemeinsamen Radarsendesignal gespeist werden. Die Einspeisung des Radarsendesignals bei den verschiedenen Antennenelementen kann entweder gleichzeitig erfolgen oder in zyklisch abwechselnder Weise, wobei im letzteren Fall die Signalpfade zu den einzelnen Antennenelementen einzeln steuerbar sind, d. h. ein- und ausgeschaltet werden können. Eine oder mehrere letzte Stufen der Frequenzumsetzung finden erst in räumlicher Nähe zu dem jeweiligen Antennenelement statt, um die Übertragung von hochfrequenten Radarsendesignalen über relativ lange Strecken (bezogen auf die Wellenlänge) zu vermeiden. Eine ggf. erforderliche Verstärkung kann entweder durch die jeweiligen Frequenzvervielfacher oder einen zusätzlichen Leistungsverstärker erfolgen. Ebenso kann ein Filter vorgesehen sein, um das frequenzvervielfachte Signal zu filtern. Eine koaxiale Zwischenfrequenzverteilung beispielsweise bei einer Mittenfrequenz von 7,833 GHz für die kosteneffiziente Realisierung von räumlich verteilten 94 GHz Systemen lasst sich so einfach durchführen. Die Zwischenproduktverteilung kann auch ein Signal zu der Vielzahl von örtlich verteilten Frequenzvervielfachern verteilen, die bereits ein Ergebnis einer Frequenzvervielfachung des modulierten Signals ist. Der Begriff des modulierten Signals umfasst dementsprechend nicht nur ein direkt von dem Signalmischer ausgegebenes Signal, sondern auch ein darauf basierendes, bereits weiter verarbeitetes Signal, wie es z. B. durch eine Frequenzvervielfachung entstehen kann. Mit anderen Worten kann das modulierte Signal bereits vor der Verteilung durch die Zwischenproduktverteilung eine Frequenzvervielfachung durchlaufen haben, um dann durch die Vielzahl der örtlich verteilten Frequenzvervielfacher einer zweiten Frequenz-Vervielfachung unterzogen zu werden bis zur gewünschten Radarsendefrequenz. Ebenso kann das modulierte Signal vor der Einspeisung in die Zwischenproduktverteilung einer Filterung unterzogen werden, ohne dass dadurch grundlegend etwas an seiner Eigenschaft als moduliertes Signal geändert wird.
Gemäß Ausführungsformen kann der Radarsendesignalerzeuger weiter zumindest ein Bandpassfilter zum Filter von zumindest einem Signal umfassen, wobei das zu filtende Signal ausgewählt ist aus einer Gruppe, die die folgenden Signale umfasst: das Taktsignal, das Modulationssignal, das modulierte Signal und das Frequenz-vervielfachte Signal. Weitere Bandpassfilter und sonstige Filter können je nach Bedarf in dem Radarsendesignalerzeuger vorgesehen sein. Es kann vorteilhaft sein, das Radarsendesignal bei einer Frequenz im Zwischenfrequenzbereich oder in einem mittleren Frequenzbereich zu filtern, da im Zwischenfrequenzbereich die Bandbreite des Radarsendesignals kleiner ist als im Hochfrequenzbereich. Eine Bandpassfilterung im Hochfrequenzbereich würde ein Bandpassfilter mit großer Bandbreite in Form eines Hochfrequenzbauteils erfordern.
Gemäß Ausführungsformen kann der Radarsendesignalerzeuger weiterhin einen ersten Frequenzvervielfacher zum Vervielfachen der Frequenz des modulierten Signals und zur Erzeugung eines frequenzvervielfachten modulierten Signals umfassen. Er kann auch einen zweiten Frequenzvervielfacher zum weiteren Vervielfachen der Frequenz des frequenzvervielfachten Signals zu einem Radarsendefrequenzbereich umfassen. Der erste Frequenzvervielfacher kann einer Zwischenfrequenzbaugruppe zugeordnet sein und der zweite Frequenzvervielfacher kann einer Hochfrequenzbaugruppe zugeordnet sein. Durch diesen zweistufigen Aufbau der Frequzvervielfachung von dem Frequenzbereich des modulierten Signals bis zum Radarsendefrequenzbereich kann ein Teil der Frequenzvervielfachung noch im Zwischenfrequenzbereich mit der dort einsetzbaren Technologie erfolgen. Erst die zweite Stufe, die in der Hochfrequenzbaugruppe implementiert ist, greift auf typischerweise teurere Hochfrequenztechnik und -komponenten zurück. Die im Zwischenfrequenzbereich agierende erste Frequenzvervielfachungsstufe kann z. B. hinsichtlich des Frequenzvervielfachungsfaktors variabel und steuerbar sein, so dass unterschiedliche Frequenzvervielfachungsbetriebsarten durch entsprechende Steuerbefehle oder Konfigurationen realisierbar sind. Die Hochfrequenzbaugruppe kann dagegen eine fest vorgegebene, nicht veränderte Frequenz-Vervielfachung vorsehen, ohne dass dies zwingend notwendig ist.
Die Zwischenfrequenzbaugruppe und die Hochfrequenzbaugruppe können gemeinsam in planerer Chiptechnologie ausgeführt sein. Das Zusammenführen der beiden Baugruppen im Zwischenfrequenz- und Hochfrequenzbereich kann zu einem hochintegrierten Sensorsystem in planerer Chiptechnologie auf wenigen Quadratzentimetern führen.
Der erste Frequenzvervielfacher kann eine Vervielfachung der Frequenz um einen ganzzahligen Faktor zwischen 2 und 6 vornehmen. Der zweite Frequenzvervielfacher kann eine (weitere) Vervielfachung der Frequenz um einen ganzzahligen Faktor zwischen 4 und 30 vornehmen. Ein typischer Faktor für den ersten Frequenzvervielfacher ist 4 und ein typischer Faktor für den zweiten Frequenzvervielfacher ist 12, wodurch sich eine gesamte Frequenzvervielfachung von 48 ergibt. Die Anordnung zur Frequenzvervielfachung im Zwischenfrequenzbereich (also gewissermaßen die Übergabe von erstem Frequenzvervielfacher zu zweitem Frequenzvervielfacher) ist so gewählt, dass sie für eine Vielzahl von Radarsystemen für beliebige Frequenzbereiche oberhalb von 1 GHz einsetzbar ist. So lassen sich die wichtigen Frequenzbereiche 10 GHz, 35 GHz, 78 GHz, 94 GHz und 210 GHz abbilden.
In Ausführungsformen eines Radarsendesignalserzeugers bzw. eines entsprechenden Verfahrens gemäß den hierin offenbarten Lehren liegt das Mustersignal in einem Frequenzbereich bis 1 GHz vor und das modulierte Signal in einem Frequenzbereich von ca. 1 GHz bis ca. 30 GHz.
Ein Verfahren zur Radarsendesignalerzeugung umfasst gemäß der hierin offenbarten technischen Lehre: Erzeugung eines Taktsignals, Erzeugung eines Mustersignal unter Verwendung des Taktsignals und Mischen des Mustersignals und des Taktsignals zum Erhalten eines modulierten Signals. Das Verfahren zur Radarsendesignalerzeugung kann durch solche technische Merkmale weiter spezifiziert werden, die im Zusammenhang mit dem Radarsendesignalerzeuger offenbart und beansprucht sind.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
1 ein schematisches Blockschaltbild eines Radarsystems mit einem Radarsendesignalerzeuger gemäß den hierin offenbarten Lehren;
2 ein schematisches Blockschaltbild eines Radarsystems mit einem alternativen Ausführungsbeispiel eines Radarsendesignalerzeugers gemäß den hierin offenbarten technischen Lehren;
3 ein schematisches Blockschaltbild eines Radarsystems mit noch einem weiteren Ausführungsbeispiel eines Radarsendesignalerzeugers gemäß den hierin offenbarten technischen Lehren;
4 ein schematisches Blockschaltbild eines Radarsystems ähnlich zu 3 mit spezifischen beispielhaften Frequenzwerten;
5 ein Frequenzbereichsdiagramm zur Veranschaulichung der in 4 vorgenommen Frequenzaufbereitungsverfahren;
6 ein Diagramm, das die Frequenz eines beispielhaften Chirpsignals in Abhängigkeit von der Zeit darstellt;
7 veranschaulicht einen Zyklus eines Chirpsignals;
8 zeigt ein schematisches Flussdiagramm eines Verfahrens zur Radarsendesignalerzeugung gemäß einer Ausführungsform der hierin offenbarten technischen Lehre;
9 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Verteilungsstruktur für das Taktsignal; und
10 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels mit örtlich verteilten Frequenzvervielfachern und zugeordneten Antenneelementen.
1 zeigt ein Radarsystem 100 mit einem Radarsendesignalgenerator 110, einem Empfänger bzw. Empfangsteil 140 und einer Radarauswertungseinheit 160. Das Radarsystem 100 umfasst auch eine Sendeantenne 122 und eine Empfangsantenne 123, die jedoch auch als eine Einheit zusammengefasst sein können und physikalisch aus einer einzelnen Antenne oder Antennenordnung bestehen kann. Das Radarsystem 100 ist dazu ausgelegt, über die Sendeantenne 122 ein Radarsignal auszusenden und ein von dem ausgesendeten Radarsignal verursachtes Echo mittels der Empfangsantenne 123 zu empfangen Das empfangene Radarecho wird in dem Empfänger 140 aufbereitet, also insbesondere verstärkt. Das aufbereitete Radarecho wird dann der Radarauswertungseinheit 160 zugeführt. Die Radarauswertungseinheit 160 empfängt auch ein Abbild des Radarsendesignals, wie es von der Sendeantenne 122 abgestrahlt wird. Zu diesem Zweck ist eine Signalauskopplung 124 in der Signalzuleitung zu der Sendeantenne 122 angeordnet, die einen Teil des Radarsendesignals abgreift und der Radarauswertungseinheit 160 zuführt. In der Radarauswertungseinheit 160 wird das empfangene Radarecho mit dem Radarsendesignal verglichen und zwar insbesondere im Hinblick auf eine Verzögerung des empfangenen Radarechos bezüglich des Radarsendesignals und/oder einer Frequenzverschiebung. Eine Frequenzverschiebung zwischen dem ursprünglichen Radarsendesignal und dem empfangenen Radarecho deutet auf eine Bewegung eines entfernten Objekts hin, an dem das Radarsignal reflektiert wurde. Aus dem Wert der Frequenzverschiebung kann die Geschwindigkeit des entfernten Objekts bestimmt werden, was bei Radarsystemen ausgenutzt wird, die auf dem Dopplereffekt beruhen.
Der Radarsendesignalgenerator 110 umfasst einen Taktgeber 112 (Abkürzung CLK für ”Clock). Ein von dem Taktgeber 112 generiertes Taktsignal wird einem Signalmustererzeuger 114 (Abkürzung SG für ”Signal Generator”) zugeführt. Der Signalmustererzeuger 114 erzeugt charakteristische Mustersignale, die zeitlich so getaktet sind, dass sie der Vorgabe des Taktsignals entsprechen. Der Signalmustererzeuger generiert in der Regel einen sich zyklisch wiederholenden Signalabschnitt.
Das erzeugte Mustersignal wird über einen entsprechenden Ausgang des Signalmustererzeugers 114 an einen Mischer 116 übergeben. Ein optionales Bandpassfilter 113 filtert das Taktsignal bei Bedarf und sofern dies gewünscht ist derart, dass im Wesentlichen nur die Grundfrequenz des Taktsignals in Form einer Sinuswelle verbleibt, Anstelle eines Bandpassfilters kann das Filter 113 auch ein Tiefpassfilter sein. Der Mischer 116 empfängt an einem zweiten Signaleingang das von dem Taktgeber 112 ausgegebene Taktsignal. Der Mischer 116 moduliert das Mustersignal mit dem Taktsignal, wobei das Taktsignal typischerweise eine höhere Frequenz aufweist als das Mustersignal. Ein von dem Mischer 116 generiertes moduliertes Signal durchläuft eine optionale weitere Signalaufbereitung 118, in welcher es für die Zwecke als Radarsendesignal umgeformt wird. Obwohl es in der Regel üblich ist, dass das von dem Mischer 116 ausgegebene modulierte Signal zumindest frequenzumgesetzt und verstärkt wird, könnte es die optionale weitere Signalaufbereitung 118 auch ohne Modifikation durchlaufen.
Die zwei dem Mischer 116 als Eingangssignale zugeführten Signale, nämlich das Mustersignal und das Taktsignal, gehen indirekt oder direkt auf den Referenztaktgeber 112 zurück. Dadurch sind sie in hohem Maße kohärent zueinander und auch das durch den Mischer 116 erzeugte Produkt in Form des modulierten Mustersignals ist kohärent zu dem Taktsignal. Sofern es in dem Mustersignalerzeuger 114 zu einer systematischen, bekannten Verzögerung bei der Verarbeitung des Taktsignals kommt, kann in der Verbindung von dem Taktgeber 112 zum Mischer 116 ein Verzögerungselement angeordnet sein, das diese bekannte Verzögerung berücksichtigt. Auf den optionalen Charakter dieses Verzögerungselementes wird in der Beschreibung zur 9 eingehender hingewiesen.
Wie bereits vorab erwähnt, ist das Hauptmerkmal der Dreiecksanordnung vom Mischer 116, Signalmustererzeuger 114 zusammen mit dem Referenztaktgeber 112 die, dass beide dem Mischer 116 zugeführten Eingangssignal indirekt oder direkt aus dem Signal des Referenztaktgebers 112 abgeleitet werden. Mit „direkt” ist in diesem Zusammenhang gemeint, dass das Signal des Referenztaktgebers 112 ohne weitere Frequenzumsetzung dem Signalmustererzeuger 114 und/oder Mischer 116 zugeführt wird. Mit „indirekter” Zuführung ist in diesem Zusammenhang gemeint, dass der Referenztakt einen oder mehrere Frequenzvervielfacher und/oder Frequenzteiler durchläuft, bevor es dem Signalmustererzeuger 114 und/oder dem Mischer 116 zugeführt wird. Dabei kann der Faktor der Frequenzumsetzung im Zweig zwischen dem Referenztaktgeber 112 und dem Signalmustererzeuger 114 einen unterschiedlichen oder identischen Wert aufweisen, wie der Faktor der Frequenzumsetzung im Zweig zwischen dem Referenztaktgeber 112 und dem Mischer 116 (siehe beispielsweise 3 und 4). Kombinationen aus der „direkten” und „indirekten” Zuführung sind ebenfalls möglich. So kann z. B. der Referenztakt vom Referenztaktgeber dem Mischer 116 ohne zusätzliche Frequenzumsetzung zugeführt werden. Gleichzeitig durchläuft das Referenztaktsignal für den Signalmustererzeuger 114 aber noch einen Frequenzteiler. Bei jeder vorgenommenen Frequenzumsetzung wird hier stillschweigend unterstellt, dass eine der Frequenzumsetzung entsprechende Filterung der umgesetzten Signale durchgeführt werden kann. Ebenso wird unterstellt, dass der Signalmustererzeuger 114 ein Signal bereitstellt, welches bereits keine Spiegelfrequenzen mehr beinhaltet.
2 zeigt ein ähnliches schematisches Blockschaltbild wie 1. Der Radarsendesignalerzeuger 110 ist hier unterteilt in eine Zwischenfrequenzsektion (IF) und eine Hochfrequenzsektion (HF). Die Zwischenfrequenzsektion umfasst den Taktgeber 112, den Mustersignalerzeuger 114 und den Mischer 116. Die Hochfrequenzsektion 218 umfasst einen Frequenzvervielfacher 219, der das von dem Mischer 116 ausgegebene modulierte Signal so umformt, dass sämtliche in dem modulierten Signal vorkommenden Frequenzen mit einem Frequenzvervielfachungsfaktor M₃ multipliziert werden. Das Spektrum des modulierten Signals wird also gemäß dem Frequenzvervielfahungsfaktor M₃ zu höheren Frequenzen hin verschoben, wobei auch die Bandbreite des modulierten Signals entsprechend vergrößert wird. Der Frequenzvervielfältigungsfaktor M₃ ist in der Regel eine ganzzahlige, positive Zahl. Rationalzahlige Frequenzvervielfältigungsfaktoren lassen sich, sofern diese gewünscht und/oder erforderlich sind, durch eine aufeinanderfolgende Ausführung einer Frequenzvervielfachung und einer Frequenzteilung implementieren.
Häufig gilt im Zusammenhang mit Radarsystemen die Konvention, dass alle Frequenzen oberhalb von 20 GHz als Hochfrequenz (HF) sowie alle darunterliegenden Frequenzen als Zwischenfrequenz (ZF) bezeichnet werden. Da das von dem Signalmustererzeuger 114 generierte Mustersignal ein Frequenzspektrum umfasst, das zumeist im Megahertzbereich angesiedelt ist und keinen Gleichanteil (0 Hz) aufweist, kann der Signalmustererzeuger 114 als eine Komponente im Zwischenfrequenzbereich angesehen werden. Entsprechendes gilt für den Taktgeber 112.
In 2 umfasst die Radarsignalauswertung 160 einen Sende-/Empfangskorrelierer 162 und ein Hochpassfilter 164. Der Sende-/Empfangskorrelierer 162 empfängt das von der Signalauskopplung 124 ausgekoppelte Radarsendesignal und das von dem Empfänger 140 aufbereitete Radarecho. Diese zwei Signale werden verglichen, wobei eine große Übereinstimmung typischerweise auf eine kurze Signallaufzeit zwischen den Antennen 122, 123 und dem entfernten Objekt hinweist. Dies führt typischerweise zu einem hohen Ausgangswert des Sende-(Empfangskorrelierers 162. Wenn als Mustersignal ein Chipsignal verwendet wird, so leitet sich die Ähnlichkeit zwischen dem Sendesignal und dem Radarecho aus dem Unterschied der momentanen Frequenzen der zwei Signale ab.
3 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels. Der Signalmustererzeuger 114 empfängt neben dem Taktsignal f_CLK auch Steuerinformationen von einer Steuereinheit 306. Die Steuereinheit 306 empfängt ihrerseits Kontrollsignale von einer übergeordneten Einrichtung, beispielsweise einem Betriebsmoduswähler. Die Steuereinheit 306 weist in diesem Ausführungsbeispiel auch einen USB-Anschluss (Universal Serial Bus) auf, über den die Steuereinheit 306 konfiguriert und/oder programmiert werden kann. Die von der Steuereinheit 306 an den Signalmustererzeuger 114 übermittelten Steuersignale können verschiedene Parameter zum Inhalt haben, die für die Mustersignalerzeugung benötigt werden, wie z. B. untere und obere Grenzfrequenz eines Chirpsignals, eine grundlegende Signalform (Sinus, Rechteck, Sägezahn, etc.), Dauer eines Mustersignalzyklus. Anhand dieser Vorgaben generiert der Signalmustererzeuger 114 das Mustersignal, welches an dem oberen Signalausgang des Signalmustererzeugers 114 an ein Tiefpassfilter 311 ausgegeben wird. Am Ausgang des Tiefpassfilters liegt das Mustersignal in einer gefilterten Version vor, die im Wesentlichen einen Frequenzbereich von f_B1 bis f_B2 einnimmt. Dieses Signal wird durch einen Verstärker 312 verstärkt und anschließend dem Mischer 116 zugeführt.
Wie im Zusammenhang mit der Beschreibung zu 1 und 2 bereits erläutert, empfängt der Signalmustererzeuger 114 auch das Taktsignal mit der Taktfrequenz f_CLK von dem Taktgeber 112, so dass die Erzeugung des Mustersignals mit dem Taktsignal synchronisiert werden kann.
Ausgehend von dem Taktgeber 112 wird das Taktsignal auch einem Taktfrequenzvervielfacher 313 zugeführt. Der Taktfrequenzvervielfacher 313 führt eine Frequenzvervielfachung auf dem Taktsignal durch gemäß einem Frequenzvervielfältigungsfaktor M₁. Mittels eines Bandpassfilters 314 werden eventuelle unerwünschte Frequenzanteile aus dem frequenzvervielfachten Taktsignal entfernt. Das so gefilterte Taktsignal mit der Frequenz M₁·f_CLK wird ebenfalls dem Mischer 116 zugeführt. Optional kann das Taktsignal für den Signalmustererzeuger 114 auch hinter dem Bandpassfilter 314 und vor dem Mischer 116 teilweise ausgekoppelt werden, wenn dies z. B. Vorteile im Bezug auf die standardmäßigen Einstellungen des Signal 114 beinhaltet.
Das auf diese Weise modulierte Mustersignal wird durch ein weiteres Bandpassfilter 317 mit einem Durchlassbereich von f_IF1 bis f_IF2 gefiltert. Je nach Reinheit der Mischprodukte des Mischers kann das Bandpassfilter 317 auch als Hochpass oder Tiefpass ausgelegt werden, um so eines der Seitenbänder des Mischers zu separieren. Ein zweiter Frequenzvervielfältiger 319 führt zu einer Frequenzvervielfältigung des modulierten Signals mit einem Frequenzvervielfältigungsfaktor M₂. Diese Frequenzvervielfältigung findet noch im Zwischenfrequenzbereich statt; das sich ergebende frequenzvervielfältigte modulierte Signal ist somit gemäß obiger Konvention in dem Frequenzbereich bis 20 GHz. In 3 sind die zum Zwischenfrequenzbereich gehörenden Baugruppen, Komponenten und Teile durch den gestrichelten Rahmen 301 zusammengefasst. Ein weiteres Bandpassfilter 320 filtert das aus dem zweiten Frequenzvervielfältiger 319 kommende Ausgangssignal, so dass im Wesentlichen nur Signalbestandteile in dem Frequenzbereich von M₂·f_IF1 bis M₂·f_IF2 durchgelassen werden. An dieser Stelle wird das von dem Bandpass 320 gefilterte Signal von der Zwischenfrequenzbaugruppe bzw. der Signalmustererzeugungsplatine 301 an einen Hochfrequenzblock 302 übergeben.
Innerhalb des Hochfrequenzblocks 302 findet eine weitere Frequenzvervielfältigung statt mittels des bereits aus 2 bekannten Frequenzvervielfachers 219. Der zugehörige Frequenzvervielfältigungsfaktor ist M₃. Durch den Frequenzvervielfacher 219 wird das ursprüngliche Mustersignal nun in den vorgesehenen Sendefrequenzbereich des Radar gebracht Ein Leistungsverstärker 321 verstärkt das so erzeugte Radarsendesignal, welches anschließend über die Sendeantenne 122 abgestrahlt wird. Der von dem Radarsendesignal in Anspruch genommene Frequenzbereich erstreckt sich von f_HF1 bis f_HF2.
Ebenfalls als Hochfrequenzkomponenten ausgeführt und dann zum Hochfrequenzblock 302 gehörend sind die Empfangsantenne 123 (ggf. mit der Sendeantenne 122 zusammenfallend), ein rauscharmer Verstärker 340 (LNA: Low Noise Amplifier) und der Sende-/Empfangskorrelierer 162. Der Sende-/Empfangskorrelierer 162 ist über die Signalauskopplung 124 auch mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers 321 verbunden. Ein für die Radarauswertung interessierender Teilbereich des Spektrums eines Ausgangssignals des Sende-/Empfangskorrelierers 162 befindet sich im Zwischenfrequenzbereich. Dieses interessierende Teilspektrum wird mittels des Hochpassfilters 164 herausgefiltert und durch einen Verstärker 366 verstärkt. Ein Ausgangssignal des Verstärkers 366 kann sodann einer nachgeschalteten Radarauswertung zugeführt werden.
4 entspricht im Wesentlichen dem Blockschaltbild aus 3, wobei jedoch beispielhafte Frequenzbereiche angegeben wurden, um die Funktionsweise des Radarsendesignalgenerators 110 und insbesondere der darin erfolgenden Frequenzaufbereitung zu veranschaulichen. Der Taktgeber 112 gibt das Taktsignal aus, welches eine Frequenz von 916,5 MHz hat. Der Taktgeber 112 und das Taktsignal sind bezüglich der Frequenz hochstabil. Der Signalmustererzeuger 114 ist in dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel als direkt-digitaler Synthesizer (DDS) ausgeführt. Der DDS 114 erzeugt einen Chirp digital im Zwischenfrequenzbereich. Der verwendete DDS kann ein kommerziell erhältliches Bauteil sein. Das erzeugte Mustersignal wird wie zuvor von dem Tiefpassfilter 311 gefiltert, wodurch sich ein Frequenzbereich von 87 MHz bis 164 MHz ergibt.
Das Taktsignal bei 916,5 MHz wird durch den Frequenzvervielfältiger 313 verdoppelt auf 1833 MHz. Das Bandpassfilter 314 hat typischerweise seine Mittenfrequenz dementsprechend bei ungefähr 1833 MHz. Für die Mittenfrequenz des Bandpassfilters 314 kann ein Toleranzbereich von z. B. 3 MHz oder 5 MHz vorgesehen sein, so dass das Bandpassfilter 314 auch bei relativ geringfügigen Abweichungen von der doppelten Taktfrequenz des Taktgebers 112 seine Filteraufgabe erfüllen kann. Am Ausgang des Filters 314 liegt das Taktsignal im Wesentlichen als Sinusschwingung bei der doppelten ursprünglichen Taktfrequenz vor, also als Sinusschwingung bei der Frequenz 1833 MHz.
Das durch den optionalen Verstärker 312 verstärkte Mustersignal und das frequenzvervielfältigte Taktsignal werden in dem Mischer 116 gemischt. Dadurch wird das Mustersignal mit dem im Wesentlichen sinusförmigen Taktsignal doppelter Frequenz moduliert. Eines der entstehenden Modulationsprodukte deckt einen Frequenzbereich von 1920 MHz bis 1997 MHz ab. Dieses Modulationsprodukt wird mittels des Bandpassfilters 317 herausgefiltert zur weiteren Signalverarbeitung. Der Frequenzvervielfacher 319 implementiert eine Frequenzvervielfältigung um den Faktor 4. Das Ausgangssignal deckt einen Frequenzbereich von 7,68 GHz bis 7,99 GHz ab. Dieser Frequenzbereich liegt noch im Zwischenfrequenzbereich.
Mit dem nächsten Signalverarbeitungsschritt wird das Radarsendesignal aus dem Zwischenfrequenzbereich in den Hochfrequenzbereich übersetzt. Dies geschieht innerhalb des Hochfrequenzblocks 302 insbesondere mittels eines weiteren Frequenzvervielfachers 219. Der entsprechende Frequenzvervielfältigungsfaktor M₃ beträgt in dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel 12. Der Leistungsverstärker 321 ist in 4 als ”High Power Amplifier” (HPA) gekennzeichnet.
Die Signalauskopplung 124 koppelt ein um 25 dB geringeres Signal für den Sende-/Empfangskorrelierer aus, als das durch den „High Power Amplifier” bereitgestellte Signal besitzt. Der absolute Signalpegel beträgt ca. +21 dBm am Eingang der Sendeantenne 122. Der von dem Radarsendesignal abgedeckte Frequenzbereich erstreckt sich von 92,2 GHz bis 96,0 GHz, d. h. die Mittenfrequenz liegt ungefähr bei 94,0 GHz.
In dem in 4 dargestellten Radarsendesignalgenerator können große Teile der Frequenzaufbereitung des Radarsendesignals im Zwischenfrequenzbereich und somit auf der Chirpplatine 301 mittels handelsüblichen Komponenten erfolgen. Lediglich der letzte Frequenzvervielfältigungsschritt mit dem Frequenzvervielfältigungsfaktor von 12 erfordert eine Implementierung mittels Komponenten aus der Hochfrequenztechnik.
Das hier beschriebene Radarsystem kann beispielsweise nach dem FMCW-Verfahren (Frequency Modulated Continuous Wave) arbeiten oder auch nach anderen Radarverfahren (z. B. als Dopplerradar, Puls-Doppler-Radar, etc.). Das vorgestellte Verfahren führt zu modernen, kleinen und leichten Radargeräten, die ohne komplexe und uneffiziente Pulsgeneratoren auskommen und ihre Sendeleistung als Dauerleistung abgeben.
Insbesondere können die hierin beschriebenen technischen Lehren bei einem Radarsensor zum Einsatz kommen, der bei einer Frequenz von 94 GHz arbeitet Ein im Zwischenfrequenzbereich durch den DDS 114 digital erzeugter Chirp wird durch die hierin beschriebene neuartige Aufbereitung frequenzvervielfacht und durch eine weitere Frequenzvervielfachung im HF-Bereich wird ein Radarsensor mit hoher Bandbreite bei 94 GHz geliefert.
Die niederfrequente Chirperzeugung geschieht digital durch dem DDS 114. Der DDS 114 erzeugt einen linearen Chirp von 87 MHz bis 164 MHz Zu diesem Signal wird die von einem im Taktgeber 112 vorgesehenen Referenzoszillator erzeugte Festfrequenz von 1833 MHz hinzugemischt und bei 1960 MHz gefiltert. Die Festfrequenz von 1833 MHz entsteht durch die Verdopplung der Clockfrequenz f_CLK von 916,5 MHz, die dem DDS 114 als Takt zur Verfügung gestellt wird. Anschließend wird das Signal frequenzvervierfacht und die Ausgangsfrequenz zwischen 7,686 GHz und 7,994 GHz mit einem Bandpass gefiltert. Alle benötigten Bauteile bis 10 GHz können in SMD-Technik (Surface-Mounted Device) eingesetzt werden. Die Radar-Chirpaufbereitung im Zwischenfrequenzbereich ist so gewählt, dass eine speziell für diesen Ansatz konzipierte Frequenz-Verzwölffacherstufe zum Einsatz kommt und direkt ein Signal mit einer Mittenfrequenz von 94 GHz mit einer Bandbreite von 3,7 GHz liefert. Die speziell konzipierte Frequenz-Verzwölffacherstufe weist dabei neben der erforderlichen hohen Bandbreite auch einen hohen Konversionsgewinn (Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsleistung) auf, so dass auf aufwändige zusätzliche Verstärkungsstufen am Ein- und Ausgang des Frequenzverzwölffachers verzichtet werden kann. Die speziell konzipierte Frequenz-Verzwölffacherstufe ist als voll monolithisch integrierte Schaltung (MMIC) ausgeführt, wodurch u. a. eine extrem kompakte Bauform des gesamten Hochfrequenzteils möglich wird.
Gemäß einem bereits implementierten Ausführungsbeispiel beträgt die Größe der gefertigten Chirpplatine 301 weniger als 18 cm². Die Platine verfügt über eine USB-Schnittstelle. Hierüber lassen sich beliebige Chirpformen programmieren und einspeichern. Für den Radarbetrieb stehen dann 16 freie wählbare Signalformen zu Verfügung.
Grundsätzlich kann die Chirpplatine über einen Synchronisationsmechanismus verfügen, der aus frei programmierbaren Logikausgängen (Markersignale) besteht, die softwaremäßig gesteuert in Abhängigkeit zur Signalerzeugung durch den Signalmastergenerator 114 ihre Signalpegel ändern. Ebenfalls zum Synchronisationsmechanismus zählt ein differentieller Taktsignalausgang, dessen Taktsignal über softwaremässige variierbare Frequenzteilerverhältnisse aus dem Referenzsignal des Taktgebers 112 abgeleitet ist.
Des Weiteren kann die Chirpplatine einen optional nutzbaren Triggerungseingang besitzen, sowie einen Signaleingang über den im laufenden Betrieb Einfluss auf die Signalgenerierung genommen werden kann.
Die Anordnung zur Frequenz-Vervielfachung im Zwischenfrequenzbereich ist so gewählt worden, dass sie für eine Vielzahl von Radarsystemen für beliebige Frequenzbereiche oberhalb von 1 GHz einsetzbar ist. So lassen sich die wichtigen Frequenzbereiche 10 GHz, 35 GHz, 78 GHZ und 210 GHz zusätzlich zu dem oben beschriebenen 94 GHz System abbilden.
Beispiele:
35 GHz System: Durch Änderung der Taktfrequenz f_CLK und der Filter lässt sich eine Ausgangsfrequenz mit einer Mittenfrequenz von 8,75 GHz an der Schnittstelle zwischen dem Zwischenfrequenzbereich und dem Hochfrequenzbereich einstellen. Eine anschließende Frequenz-Vervierfachung ergibt ein Radarsystem bei einer Mittenfrequenz von 35 GHz mit einer realisierbaren Bandbreite im Bereich von mehreren GHz.
Theoretisch kann eine Filterbandbreite von 8,8 GHz erzielt werden, ohne dass die unterschiedlichen Mischprodukte des Frequenzvervielfachers über den Betrachtungszeitraum einer kompletten Chirpperiode sich frequenzmäßig überlagern. Dieser theoretische Wert setzt jedoch ideale Filter voraus, die in der Realität nicht existieren. Ebenfalls schränkt die maximale Taktfrequenz der zur Zeit auf dem Markt erhältlichen direkt-digitalen Synthesizer (DDS) die real erzielbare Bandbreite ein bzw. die damit einhergehende maximale Ausgangssignalbandbreite des vom DDS generierten Ausgangssignals.
Frequenzbandbreiten von 4 GHz sind bei einer Mittenfrequenz von 35 GHz mit der hiervor gestellten technischen Lehre und mit den z. Z. auf dem Markt erhältlichen Bauteilen ohne Probleme bereits jetzt zu realisieren.
78 GHz System: Durch Ausnutzung des unteren Seitenbandes im bereits vorgestellten 94 GHz System kann durch einfache Anpassung einer Filterstufe und des Chirpgenerators ein Radarsystem bei einer Mittenfrequenz von 78 GHz und einer HF-Bandbreite von z. B. 3,8 GHz erstellt werden. Größere Frequenzbandbreiten sind möglich. Ein bei 78 GHz betriebenes Radarsystem könnte insbesondere in dem zunehmend wachsenden KFZ-Radarmarkt mit hohem Innovationspotenzial zum Einsatz kommen.
210 GHz System: Eine weitere Variante besteht in der Möglichkeit, eine erzeugte Frequenz von 8,75 GHz an den Eingang des Frequenz-Verzwölffachers zu legen. Es entsteht ein Nutzsignal bei einer Mittenfrequenz von 105 GHz. Eine nachgeschaltete Frequenzverdopplung führt zu einem Radarsystem mit einer Mittenfrequenz von 210 GHz. Die dabei erreichbaren Frequenzbandbreite liegt im Bereich zweistelligem GHZ-Bereich.
Gemäß einem optionalen Aspekt der hierin vorgestellten technischen Lehre wird in allen Stufen darauf geachtet, dass keine unerwünschten Mischprodukte in das Nutzsignal eingefaltet werden. Trotz der Frequenzvervielfachung in den Zwischenfrequenz- und Hochfrequenzbereichen entsteht ein System mit sehr geringem Phasenrauschen, welches Messungen sowohl im Nahbereich als auch Messungen bis zu einem Kilometer Entfernung mit guter Dynamik zulässt.
Die Entstehung unerwünschter Mischprodukte und Phasenrauschen wird in den Frequenzvervielfacherstufen dadurch vermiden, dass erstens an seinem Ausgang neben der Frequenzkomponente beim gewollten Vervielfachungsfaktor keine weiteren Frequenzkomponenten bei anderen Vervielfachungsfaktoren oder generell anderen harmonischen Frequenzen des Eingangssignales entstehen, und zweitens das Phasenrauschen am Eingang des Frequenzvervielfachers an seinem Ausgang nur um den prinzipiell unvermeidbaren Faktor von 20·log(Vervielfachungsfaktor) verschlechtert wird, das heißt vom Frequenzvervielfacher kein zusätzliches Phasenrauschen hinzugefügt wird.
Die unterschiedliche Aufteilung der Vervielfachungsfaktoren im Zwischenfrequenzbereich (Faktor 4) und Hochfrequenzbereich (Faktor 12 bei 78 GHz und 94 GHz, bzw. Faktor 4 bei 35 GHz) ermöglicht einen sehr großen Anwendungsbereich. Mit dieser Art der Aufbereitung lassen sich ebenfalls sogenannte MIMO (Multiple Input Multiple Output) Systeme realisieren, welche den gleichzeitigen Betrieb von mehreren Sende- und Empfangsmodulen voraussetzen. Insbesondere für den zukünftigen Einsatz in der KFZ-Radar-Technik lassen sich so flexible Systeme aufbauen, deren Anwendungsgebiet aufgrund der hohen Hochfrequenzbandbreite weiter über den Einsatzbereich im Abstandswarnradar hinan gehen und die beliebige Objekte vor oder neben dem Fahrzeug identifizieren können. Die Betriebsspannung beträgt bei dem bereits realisierten Ausführungsbeispiel 5 V für alle Komponenten, so dass das gesamte System mit einer einzelnen Versorgungsspannung betrieben werden kann.
5 stellt einige der in 4 vorkommenden Signale schematisch im Frequenzbereich dar. Unter der Annahme, dass der DDS 114 ein Chirpsignal zwischen der unteren Grenzfrequenz 87 MHz und der oberen Grenzfrequenz 164 MHz erzeugt, nimmt dieses relativ niederfrequente Mustersignal einen entsprechenden Frequenzbereich im Spektrum ein, wobei jedoch aufgrund der dem Chirpsignal zugrunde liegenden Sinuseigenschaft im Wesentlichen nur eine Frequenz gleichzeitig vorliegt, die sich während der Dauer eines Chirp-Zyklus innerhalb des Frequenzbereich von 87 MHz bis 164,5 MHz oder in umgekehrter Richtung bewegt. Mit dieser Definition hat das Chirpsignal am Ausgang des DDS 114 eine Bandbreite von 77,5 MHz.
Die von dem Mischer 116 durchgeführte Modulation führt zum Entstehen eines Modulationsspektrums mit einer Bandbreite von ebenfalls 77,5 MHz, das sich von 1920 MHz bis 1997,5 MHz erstreckt. Die Frequenz von 1833 MHz des frequenzverdoppelten Taktsignals ist zur Veranschaulichung ebenfalls in 5 dargestellt.
Das modulierte Signal wird dann in dem Frequenzvervielfacher 319 mit dem Vervielfachungsfaktor 4 auf einen Frequenzbereich von 7,68 GHz bis 7,99 GHz übertragen. Die entsprechende Bandbreite beträgt 0,31 GHz. Diese bis hierher beschriebenen Frequenzaufbereitungsverfahren finden im Zwischenfrequenzbereich statt.
Ein weiteres Frequenzaufbereitungsverfahren findet mm im Hochfrequenzbereich statt. Es handelt sich um eine weitere Frequenzvervielfachung um den Faktor 12, um das endgültige Radarsendesignal zu erhalten, welches einen Frequenzbereich zwischen 92,2 GHz und 96,0 GHz in der Form eines Chirpsignals abdeckt. Die Bandbreite beträgt 3,72 GHz. Im Vergleich zur ursprünglichen Bandbreite von 77,5 MHz, die vom DDS 114 geliefert wird, ist die Bandbreite des endgültigen Radarsendesignals um den Faktor 48 größer.
6 zeigt beispielhaft den Verlauf der Frequenz des Chirpsignals über der Frequenz. Die Frequenz steigt linear an von der unteren Grenzfrequenz f_B1 bis zur oberen Grenzfrequenz f_B2. Dies wiederholt sich zyklisch mit einer Periode T_CS.
7 veranschaulicht ein mögliches Ausgangssignal des DDS 114 in Form eines Chirpsignals, normiert auf den Bereich [–1; 1]. 7 ist nicht notwendigerweise maßstabsgetreu hinsichtlich des in den 4 und 5 angegebenen Frequenzbereichs von 87 MHz bis 164,5 MHz.
8 zeigt ein schematisches Flussdiagramm eines Verfahrens zur Radarsendesignalerzeugung. Das in 8 dargestellte Verfahren kann kontinuierlich bzw. wiederholt ablaufen Die dargestellten Vorgänge müssen nicht unbedingt sequenziell abgearbeitet werden, sondern können im Wesentlichen gleichzeitig von unterschiedlichen Komponenten eines entsprechenden Radarsendesignalgenerators 110 durchgeführt werden.
Nach dem Beginn des Verfahrens wird zunächst ein Taktsignal erzeugt, wie in dem mit dem Bezugszeichen 802 gekennzeichneten Block angegeben. Das erzeugte Taktsignal wird dann, bei 804, für die Mustersignalerzeugung verwendet, Das Taktsignal wird des Weiteren auch im Rahmen des Mischen des Taktsignals und des Mustersignals verwendet, welches im mit dem Bezugszeichen 806 bezeichneten Kasten des Flussdiagramms repräsentiert wird. Das modulierte Signal wird dann einer Frequenzvervielfachung zugeführt, was in 8 durch den mit dem Bezugszeichen 808 gekennzeichneten Kasten dargestellt ist. Schließlich wird das erhaltene Radarsendesignal bei 810 ausgesendet bzw. abgestrahlt.
Aus dem Flussdiagramm ist zu erkennen, dass das Resultat der Taktsignalerzeugung 802 sowohl für die Mustersignalerzeugung 804 als auch für das Mischen des Taktsignals und des Mustersignals bei 806 verwendet wird.
In 9 ist eine Verteilungsstruktur 910 für das Taktsignal von dem Taktgeber 112 zum Signalmustergenerator 114 und zum Mischer 116 schematisch als Blockschaltbild dargestellt. Die Verteilungsstruktur umfasst in der dargestellten Ausführungsform ein Verzögerungselement 915 in dem Zweig, der von dem Taktgeber 112 zum Mischer 116 verläuft. Das Verzögerungselement 915 verzögert das Taktsignal in diesem Zweig um einen Wert τ, durch den eine durch den Signalmustergenerator 114 eingeführte Verzögerung im Wesentlichen ausgeglichen wird. Das Verzögerungselement 915 ist jedoch lediglich optional und muss daher nicht zwingend vorgesehen sein. Da das Taktsignal ohnehin typischerweise periodisch ist, kann der Signalmustergenerator 114 das generierte Mustersignal auch im nächsten, übernächsten usw. Zyklus des Taktsignals an seinem Ausgang bereitstellen. Zum Beispiel kann der Signalmustergenerator 114 über ein Ausgangsregister (z. B. ein „Latch”) verfügen, welches synchron zum Taktsignal seine Registerinhalte aktualisiert, d. h. die neuen Registerinhalte lädt.
10 zeigt schematisch ein Kraftfahrzeug in der Draufsicht. Das Kraftfahrzeug umfasst ein Radarsystem, das eine zentrale Baugruppe 301 und örtlich verteilte Antennen 122-1 bis 122-6. Die zentrale Baugruppe kann, wie durch das Bezugszeichen angedeutet, im wesentlichen der Zwischenfrequenzbaugruppe 301 entsprechen, die in den 3 und 4 dargestellt ist. Die örtlich verteilten Antennen 122-1 bis 122-6 sind am Umfang des Kraftfahrzeugsverteilt, wobei drei Antennen 122-1 bis 122-3 an der Fahrzeugfront angeordnet sind, zwei Antennen 122-4 und 122-5 an den Seiten und eine Antenne 122-6 am Fahrzeugheck. Diese Anordnung ist rein beispielhaft; andere Anordnungen mit mehr oder weniger örtliche verteilten Antenne sind denkbar.
Die zentrale Baugruppe 301 umfasst den Taktgeber 112, den Signalmustergenerator 114 und den Mischer 116, die jedoch aus Platzgründen in 10 nicht gezeigt sind Desweiteren umfasst die zentrale Baugruppe 301 den Frequenzvervielfacher 319, der das modulierte Signal in einen Zwischenfrequenzbereich versetzt. Das von dem Frequenzvervielfacher 319 ausgegebene Signal verlässt die zentrale Baugruppe und wird über eine kohärente Verteilungsstruktur 1010 an die örtlich verteilten Antennen 122-1 bis 122-6 verteilt. In der Nähe zu jeweils einer der örtlich verteilten Antenne 122-1 bis 122-6 ist jeweils ein weiterer Frequenzvervielfacher 219-1 bis 219-6 angeordnet und mit dem jeweiligen Antennenelement 122-1 bis 122-6 verbunden. Der jeweilige weitere Frequenzvervielfacher 219-1 bis 219-6 vervielfacht die Frequenz des von der zentralen Baugruppe 301 bereitgestellten modulierten Signals um den Faktor M₃, so dass der für den Betrieb des Radarsystems vorgesehen Frequenzbereich erreicht wird, beispielsweise 94 GHz. Die jeweiligen weiteren Frequenzvervielfacher 219-1 bis 219-6 können als Teil einer jeweiligen Hochfrequenzbaugruppe 302-1 bis 302-6 ausgebildet sein. Des Weiteren kann das jeweilige Antennenelement 122-1 bis 122-6 ebenfalls in der entsprechenden Hochfrequenzbaugruppe 302-1 bis 302-6 integriert sein. Nicht dargestellt sind in 10 die Signalauskopplungen, die in den 1 bis 4 dem Bauteil mit dem Bezugszeichen 124 entsprechen. Die Hochfrequenzbaugruppen 302-1 bis 302-6 können auch jeweils einen Sende-/Empfangskorrelierer 162 und LNA 340 umfassen (beide nicht dargestellt in 10).
Sofern erforderlich können Laufzeitunterschiede, die in den verschiedenen Zweigen der Verteilungsstruktur 1010 auftreten, durch Verzögerungselemente 320-1 bis 320-6 weitgehend ausgeglichen werden.
Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar. Einige oder alle der Verfahrensschritte können durch einen Hardware-Apparat (oder unter Verwendung eines Hardware-Apparats), wie zum Beispiel einen Mikroprozessor, einen programmierbaren Computer oder eine elektronische Schaltung realisiert sein. Bei einigen Ausführungsbeispielen können einige oder mehrere der wichtigsten Verfahrensschritte durch einen solchen Apparat ausgeführt werden.
Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Erfindung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenwirken können oder zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Deshalb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein.
Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird.
Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode dahin gehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abläuft.
Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert sein.
Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist.
Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufgezeichnet ist.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Datenstrom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstellen. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahin gehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, transferiert zu werden.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahin gehend konfiguriert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung umfasst eine Vorrichtung oder ein System, die bzw. das ausgelegt ist, um ein Computerprogramm zur Durchführung zumindest eines der hierin beschriebenen Verfahren zu einem Empfänger zu übertragen. Die Übertragung kann beispielsweise elektronisch oder optisch erfolgen. Der Empfänger kann beispielsweise ein Computer, ein Mobilgerät, ein Speichergerät oder eine ähnliche Vorrichtung sein. Die Vorrichtung oder das System kann beispielsweise einen Datei-Server zur Übertragung des Computerprogramms zu dem Empfänger umfassen.
Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (beispielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA oder ein programmierbares Logik-Device, ein PLD) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feldprogrammierbares Gaterarray mit einem Mikroprozessor zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell einsetzbare Hardware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei.

Claims

Radarsendesignalerzeuger (110) zur Erzeugung eines Radarsignals im Millimeterwellenbereich, umfassend: einen Signalmustererzeuger (114) mit einem Taktsignaleingang; einen Taktgeber (112) zur Erzeugung eines Taktsignals an einem Taktsignalausgang, der mit dem Taktsignaleingang des Signalmustererzeugers (114) direkt oder indirekt verbunden ist; einen Signalmischer (116) zum Mischen eines von dem Signalmustererzeuger (114) erzeugten Mustersignals mit dem Taktsignal oder einem auf dem Taktsignal basierenden Modulationssignal zur Erzeugung eines modulierten Signals als Zwischenprodukt für die Radarsendesignalerzeugung, wobei das modulierte Signal kohärent zu dem Mustersignal ist; einen ersten Frequenzvervielfacher (319) zum Vervielfachen der Frequenz des modulierten Signals und zur Erzeugung eines frequenzvervielfachten modulierten Signals; und einen zweiten Frequenzvervielfacher (219) zum weiteren Vervielfachen der Frequenz des frequenzvervielfachten Signals zu einem Radarsendefrequenzbereich; wobei der erste Frequenzvervielfacher (319) einer Zwischenfrequenzbaugruppe zugeordnet ist und der zweite Frequenzvervielfacher (219) einer Hochfrequenzbaugruppe zugeordnet ist, und wobei die Frequenzvervielfacherstufen (219, 319) so ausgebildet sind, dass keine unerwünschten Mischprodukte in das Nutzsignal eingefaltet werden.
Radarsendesignalerzeuger (110) gemäß Anspruch 1, wobei der Frequenzvervielfacher (219; 319) einen Eingang für das modulierte Signal zur Erzeugung eines frequenzvervielfachten Signals aufweist.
Radarsendesignalerzeuger (110) gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der zweite Frequenzvervielfacher (219) ein Hochfrequenzbauteil ist.
Radarsendesignalerzeuger (110) gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei der Frequenzvervielfacher (219; 319) einen Phasenregelkreis umfasst.
Radarsendesignalerzeuger (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das modulierte Signal bei einer Zwischenfrequenz der Radarsendesignalerzeugung vorliegt.
Radarsendesignalerzeuger (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalmustererzeuger (114) ein direkt-digitaler Synthesizer ist.
Radarsendesignalgenerator (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, weiter umfassend eine kohärente Verteilungsstruktur für das Taktsignal, ausgelegt das vom Taktgeber erzeugte Taktsignal an zumindest den Signalmustererzeuger (114) und den Signalmischer (116) zu verteilen.
Radarsendesignalgenerator (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, weiter umfassend einen Modulationssignalfrequenzvervielfacher (313), angeordnet zwischen dem Taktsignalausgang des Taktgebers (112) und einem Taktsignaleingang des Signalmischers (116).
Radarsendesignalgenerator (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin umfassend eine Vielzahl von örtlich verteilten Frequenzvervielfachern, die jeweils in räumlicher Nähe zu einem zugeordneten Radarantennenelement angeordnet sind, und eine kohärente Zwischenproduktverteilung zur Verteilung des modulierten Signals an die Vielzahl der örtlich verteilten Frequenzvervielfacher.
Radarsendesignalgenerator (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin umfassend zumindest ein Bandpassfilter zum Filtern von zumindest einem Signal ausgewählt aus dem Taktsignal, dem Modulationssignal, dem modulierten Signal und dem frequenzvervielfachten Signal.
Radarsendesignalgenerator (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Zwischenfrequenzbaugruppe und die Hochfrequenzbaugruppe gemeinsam in planarer Chiptechnologie ausgeführt sind.
Radarsendesignalgenerator (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Frequenzvervielfacher (319) eine Vervielfachung der Frequenz um einen ganzzahligen Faktor zwischen 2 und 4 einschließlich vornimmt und der zweite Frequenzvervielfacher (219) eine Vervielfachung der Frequenz um einen ganzzahligen Faktor zwischen 4 und 30 einschließlich vornimmt.
Radarsendesignalgenerator (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Mustersignal im Wesentlichen in einem Frequenzbereich bis 1 GHz vorliegt und wobei das modulierte Signal im Wesentlichen in einem Frequenzbereich von 1 GHz bis 30 GHz vorliegt.
Verfahren zur Radarsendesignalerzeugung eines Radarsignals im Millimeterwellenbereich, umfassend: Erzeugung (802) eines Taktsignals; Erzeugung (804) eines Mustersignals unter Verwendung des Taktsignals; und Mischen (806) des Mustersignals mit dem Taktsignal oder einem auf dem Taktsignal basierenden Modulationssignal zum Erhalten eines modulierten Signals, wobei das modulierte Signal kohärent zu dem Mustersignal ist; Vervielfachen der Frequenz des modulierten Signals mittels eines ersten Frequenzvervielfachers, der einer Zwischenfrequenzbaugruppe zugeordnet ist, zur Erzeugung eines frequenzvervielfachten modulierten Signals; und weiteres Vervielfachen des frequenzvervielfachten modulierten Signals zu einem Radarsendefrequenzbereich mittels eines zweiten Frequenzvervielfachers, der einer Hochfrequenzbaugruppe zugeordnet ist, wobei die Frequenzvervielfachungen so durchgeführt werden, dass keine unerwünschten Mischprodukte in das Nutzsignal eingefaltet werden.
Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 14, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.