DE102008025347B4

DE102008025347B4 - Elektronischer Verstärker

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Publication number: DE102008025347B4
Application number: DE102008025347.2A
Authority: DE
Inventors: Patentinhaber gleich
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2007-12-22
Filing date: 2008-05-27
Publication date: 2015-07-09
Anticipated expiration: 2028-05-28
Also published as: DE102008025347A1; US8269557B2; WO2009086798A1; US20100271127A1

Abstract

Elektronischer Verstärker, der eine Spannungsverstärkung (UY/UE) größer 1 ermöglicht, bestehend aus einer ersten, von einer Eingangsspannung (UE) gesteuerten, spannungsverstärkenden Stufe (1) und einer zweiten, impedanzwandelnden und eine Ausgangsspannung (UY) liefernden Stufe (2), dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsspannung der ersten Stufe (1) auf positiven und/oder negativen Potentialen (V1+, V1A–) liegt, die in Bezug auf die Eingangsspannung (UE) stets konstant sind, und weiterhin dass die Betriebsspannung der zweiten Stufe (2), die von einer von der ersten Stufe (1) gelieferten Spannung gesteuert wird, auf positiven und/oder negativen Potentialen (V5+, V5A–) liegt, die in Bezug auf die von der ersten Stufe (1) gelieferte Spannung, auch bei einer Spannungsverstärkung (UY/UE) größer 1, stets konstant sind (2.1).

Description

Die Erfindung betrifft einen elektronischen, insbesondere linearen Verstärker.
Ein derartiger Verstärker ist bekannt, wie beispielsweise 1 zeigt. Er besteht dort aus einer eine Eingangsspannung UE verstärkenden Stufe 1 mit drei Transistoren Q1, Q2 und Q3, einer Treiberstufe 2 mit zwei Transistoren Q4 und Q4A sowie einer eine Lastimpedanz ZL treibenden Endstufe 3 mit zwei Transistoren Q5 und Q5A.
In der Verstärkerstufe 1 bilden zwei Transistoren Q1 und Q2 einen Differenzverstärker, dessen Ruhestrom durch eine Konstantstromquelle I1 bestimmt wird. I1 ist hierbei eine Stromquelle mit dem Namen I1, die einen konstanten Strom der Stärke I1 führt. (Diese Nomenklatur soll im Folgenden entsprechend auch für alle anderen Quellen gelten).
Ein in Basisschaltung arbeitender Transistor Q3 und eine Konstantstromquelle I2 erweitern die Verstärkerstufe 1 mit dem Transistor Q2 zu einer Umkehr-Kaskodeschaltung. Eine Konstantstromquelle I3 dient als Kollektor- bzw. Arbeitsimpedanz für die Umkehr-Kaskodeschaltung. Eine Spannungsquelle V1 und der Spannungsabfall über einer Z-Diode D1 dienen der Einstellung von Arbeitspunkten bzw. Ruheströmen der Transistoren Q4 und Q4A der Treiberstufe 2 sowie der Transistoren Q5 und Q5A der Endstufe 3.
Die Treiberstufe 2 enthält zwei Transistoren Q4 und Q4A, die als Emitterfolger arbeiten und als Treiber für die Steuereingänge der Endstufe 3 dienen. Die Endstufe 3 ist aus zwei Transistoren Q5 und Q5A gebildet, die ebenfalls als Emitterfolger arbeiten, der Impedanzumsetzung dienen und die Lastimpedanz ZL treiben, an der die Ausgangsspannung UA abfällt.
Alle drei Stufen des Verstärkers werden aus zwei Spannungsquellen VB+ und VB– gespeist, die auf ein ruhendes Massepotential 0 bezogen sind, das heißt, sie sind direkt mit diesem ruhenden Massepotential 0 verbunden.
Dieser bekannte Verstärker nach 1 arbeitet wie folgt:
Bei steigender Eingangsspannung UE an der Basis des Transistors Q1 steigt auch dessen Kollektorstrom, so dass, erzwungen durch die Konstantstromquelle I1, in etwa gleichem Maße der Kollektorstrom des Transistors Q2 sinkt. Dadurch steigt, erzwungen durch die Konstantstromquelle I2, um einen etwa gleichen Betrag der Emitterstrom des Transistors Q3. Als Folge davon steigen auch die Spannungen an den Basen der Transistoren Q4 und Q4A der Treiberstufe 2 und an den Basen der Transistoren Q5 und Q5A der Endstufe 3 sowie folglich auch die an der Lastimpedanz ZL abfallende Ausgangsspannung UA.
Dieser bekannte Verstärker nach 1 enthält nur eine spannungsverstärkende Umkehr-Kaskodeschaltung und arbeitet stabil und breitbandig, da im Regelkreis vergleichsweise wenige phasendrehende Tiefpässe in Serie wirken. Die mit diesem Verstärker erzielbare Differenzverstärkung AD = UA/UD ist jedoch begrenzt, und die Nichtlinearitäten der Transistoren Q5 und Q5A der Endstufe 3 werden nur unvollständig ausgeregelt. Die Schaltung wird daher nicht zu vernachlässigende Verzerrungen produzieren, vor allem dann, wenn die zu treibende Lastimpedanz ZL niederohmig ist.
Die erzielbare Differenzverstärkung des Verstärkers nach 1 wird im Einzelnen durch folgende Mechanismen begrenzt:

1. Bei steigender Eingangsspannung UE an der Basis des Transistors Q1 steigt der Spannungsabfall an der Konstantstromquelle I1 und damit auch ihr Strom I1, weil sie in der realen Schaltung einen endlichen Innenwiderstand hat. Dieser Stromanstieg wirkt jedoch einer Abnahme des Kollektorstromes des Transistors Q2 und somit einer hohen Differenzverstärkung entgegen;
2. bei steigender Ausgangsspannung UA sinken die Beträge der Kollektor-Emitter-Spannungen der Transistoren Q3 und Q4 und damit aufgrund des Early-Effektes auch deren Stromverstärkung, so dass deren Basisströme steigen, wobei auch dieser Stromanstieg einer hohen Differenzverstärkung entgegenwirkt;
3. bei steigender Ausgangsspannung UA steigt auch der Spannungsabfall an der Konstantstromquelle I3 und damit auch ihr Strom I3, weil sie in der realen Schaltung einen endlichen Innenwiderstand hat. Auch dieser Stromanstieg wirkt einer hohen Differenzverstärkung entgegen;
4. sollen die Verlustleistung und die Eingangskapazität des Differenzverstärkers Q1/Q2 in günstigen Grenzen gehalten werden, so sind die Kollektorströme der Transistoren Q1 und Q2 und damit die Steilheit des Differenzverstärkers Q1/Q2 begrenzt, was ebenfalls einer hohen Differenzverstärkung entgegenwirkt.

Um die vorstehend aufgezählten Nachteile zu vermeiden, könnte der Verstärker nach 1 durch weitere spannungsverstärkende Stufen ergänzt und die Gegenkopplungsschleife über mehrere Stufen hinweg ausgeführt werden, um die Differenzverstärkung zu erhöhen. Eine Gegenkopplung über mehrere Stufen hinweg wäre jedoch wegen der zunehmenden Phasendrehungen in der Regelschleife mit erheblichen Stabilitätsproblemen verbunden, die wiederum durch Einfügen eines dominanten Tiefpasses mit niedriger Eckfrequenz vermieden werden könnten, was aber zu einer geringeren Bandbreite des Verstärkers führen würde.
Außerdem kommt hinzu, dass bei einem Leistungsverstärker im Allgemeinen ein guter Wirkungsgrad gefordert wird. Die Transistoren Q5 und Q5A der Endstufe 3 müssten daher im AB-Betrieb und somit in einem Kennlinienbereich arbeiten, der starke Nichtlinearitäten zur Folge hätte.
Aus der Publikation „Electronic Letters”, Vol. 30, No 22, page 1826, vom 27. Oktober 1994 mit dem Titel „New architecture high performance voltage follower” von W. J. Su und F. J. Lidgey ist eine impedanzwandelnde Spannungsfolgerschaltung bekannt, deren Betriebsspannungen für die Regelschaltung in Bezug auf die Eingangsspannung stets kontant sind. Mit dieser Lösung nach dem Stand der Technik ist jedoch kein Spannungsgewinn erzielbar.
Aus der DE 103 60 347 A1 ist eine Verstärkerschaltung mit schwimmenden Quellen bekannt. Diese Druckschrift offenbart Verstärkerbauelemente, die aus Spannungsquellen gespeist werden, die wiederum mit dem Ausgang weiterer Verstärker verbunden sind.
Der Erfindung liegt die erste Aufgabe zu Grunde, die Linearität und die Verzerrungsarmut eines Verstärkers der eingangs beschriebenen Art deutlich zu steigern, ohne die Anzahl von Verstärkerstufen innerhalb einer Regelschleife zu erhöhen.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass entsprechend dem Kennzeichen des Anspruchs 1 die Betriebsspannungen nahezu aller im Signalweg liegenden Verstärkerstufen auf positiven und/oder negativen Potentialen liegen, die in bezug auf das Eingangssignal stets konstant sind (vom Erfinder als „schwimmende Quellen” bezeichnet, da sie auf der Eingangsspannung schwimmen und sich relativ zu ihr nicht ändern, selbst wenn sich im Zuge von Signalaussteuerung Potentiale innerhalb der Schaltung verschieben).
Diese Aufgabe wird ferner durch die Kennzeichen der Ansprüche 6, 9 und 10 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass durch die außerordentlich große Differenzverstärkung die Linearität so stark vergrößert und dadurch die durch den Verstärker verursachte Signalverzerrung so stark verringert wird, dass diese messtechnisch nicht mehr nachweisbar ist.
Einige Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der 1 bis 14 im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen
1 die Schaltungsanordnung eines bekannten Verstärkers mit einer spannungsverstärkenden Stufe, einer Treiberstufe und einer Endstufe,
2 die Schaltungsanordnung eines erfindungsgemäßen Verstärkers in zwei Hälften (2.1 und 2.2),
3 die Schaltungsanordnung eines weiteren erfindungsgemäßen Verstärkers in zwei Hälften (3.1 und 3.2),
4 die Schaltungsanordnung einer bekannten Verstärkerstufe in Emitterschaltung,
5 die Schaltungsanordnung einer bekannten Verstärkerstufe in zu einer Kaskodeschaltung erweiterten Emitterschaltung,
6 die Schaltungsanordnung einer bekannten Konstantstromquelle in Kaskodeanordnung,
7 die Schaltungsanordnung einer erfindungsgemäß zu einer „Superkaskodeschaltung” erweiterten Kaskodeschaltung,
8 die Schaltungsanordnung eines unter der Bezeichnung „Goldbergschaltung” bekannten invertierenden, aus zwei Operationsverstärkern gebildeten breitbandigen Verbundverstärkers,
9 die Schaltungsanordnung eines nicht invertierenden, aus zwei Operationsverstärkern gebildeten breitbandigen Verbundverstärkers,
10 die Schaltungsanordnung des Verbundverstärkers nach 9, jedoch mit aufgetrennter Rückkopplungsschleife,
11 die Schaltungsanordnung eines erfindungsgemäßen breitbandigen Verbundverstärkers mit „schwimmenden Quellen”,
12 die Schaltungsanordnung eines weiteren erfindungsgemäßen breitbandigen Verbundverstärkers mit „schwimmenden Quellen”,
13 die Schaltungsanordnung eines erfindungsgemäßen aktiven Netzfilters zum Erzeugen einer oberwellen- und gleichspannungsfreien sinusförmigen Speisespannung für die Verstärkerschaltungen und
14 die Schaltungsanordnung eines Verstärkers nach 2.1, bei dem die Betriebsspannung der spannungsverstärkenden Stufe den Ausgängen zweier Hilfsverstärker entnommen wird, die durch „schwimmende Quellen” gesteuert werden.
Die erfindungsgemäßen Lösungen weisen Verstärkerschaltungen mit im Vergleich zum Stand der Technik deutlich gesteigerter Spannungsverstärkung und Linearität auf. Wesentlich ist hierbei die Verwendung einer den Early-Effekt eliminierenden „Superkaskodeschaltung”, sowie das Prinzip der „schwimmenden Quellen”, worunter in diesem Zusammenhang verstanden werden soll, dass die Betriebsspannungsquellen nicht, wie nach dem Stand der Technik üblich, mit ruhendem Massepotential, sondern mit einem schwankenden Potential verbunden sind, was beispielsweise das Eingangs- oder Ausgangspotential einer Verstärkerstufe sein kann.
Die Schaltungsanordnung, die auf die 2.1 und 2.2 verteilt dargestellt ist, ähnelt von der Grundstruktur her der Schaltungsanordnung gemäß 1, ist jedoch erfindungsgemäß erweitert und modifiziert. Die 2.1 und 2.2 zeigen eine Verstärkerschaltung, die „schwimmende Quellen”, Hilfsverstärker sowie eine den Early-Effekt eliminierende „Superumkehrkaskodeschaltung” aufweist und somit die erfinderischen Kerngedanken enthält. Die Stromlaufpläne nach den 2.1 und 2.2 sind über die Kontakte VB+, VB– und UY miteinander verbunden und verwenden die gleiche Bezugsmasse.
Die Eingangsspannung UE wird dem Eingang eines Hilfsverstärkers, hier beispielsweise durch einen Operationsverstärker OP1 dargestellt, und der Basis des Transistors Q1 zugeführt, dessen Ruhestrom durch die Konstantstromquelle I1 bestimmt wird und die beide aus zwei Spannungsquellen V2 und V2A gespeist werden, die auf das Ausgangspotential des Operationsverstärkers OP1 und somit näherungsweise auf das Eingangspotential UE bezogen sind, also auf diesem „schwimmen”, und erlaubt einen Betrieb des Transistors Q1 mit im Vergleich zu den Betriebsspannungen VB+, VB– verminderter Kollektor-Emitter-Spannung von näherungsweise konstantem Betrag und erhöhtem Kollektorstrom bei gegebener Verlustleistung. Selbst bei voller Aussteuerung sind der Spannungsabfall an und der Stromfluss durch die Konstantstromquelle I1 annähernd konstant, selbst dann, wenn diese durch eine Stromquelle mit endlichem Innenwiderstand oder nur durch einen ohmschen Widerstand gebildet wird.
Die Transistoren Q1 und Q2 sind als Differenzverstärker geschaltet, zwischen dessen Basen die Spannung UD anliegt.
Im Emitterkreis des Transistors Q2 befindet sich eine Serienschaltung aus zwei Konstantstromquellen I2 und I3. Der Ruhestrom des Transistors Q2 wird durch die Konstantstromquelle I2 bestimmt und fließt über eine Spannungsquelle V3 zu dessen Kollektor, die mit einem Pol mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden in Serie liegenden Konstantstromquellen I2 und I3 und mit dem anderen Pol mit dem Kollektor des Transistors Q2 verbunden ist.
Eine Konstantstromquelle I4 und ein Transistor Q3 erweitern die Anordnung um den Transistor Q2 zu einer Umkehrkaskodeschaltung. Der Transistor Q4 eliminiert den Einfluss der durch den Early-Effekt bedingten Basisstromänderung des Transistors Q3 bei Aussteuerung, wenn sich dessen Kollektor-Emitter-Spannung ändert. Ohne die Anwesenheit des Transistors Q4 würde eine Änderung des Basisstromes im Transistor Q3 die Spannungsverstärkung dUY/dUD verringern. Der Emitter des Transistors Q4 ist mit der Basis des Transistors Q3 und der Kollektor des Transistors Q4 ist mit dem Emitter des Transistors Q3 verbunden.
Zwei Transistoren Q3A und Q4A und eine Konstantstromquelle I5 bilden zusammen eine Konstantstromquelle (bzw. Konstantstromsenke) in Kaskodeschaltung, wobei der Transistor Q4A den Einfluss der durch den Early-Effekt bedingten Basisstromänderung des Transistors Q3A bei Aussteuerung eliminiert, wenn sich dessen Kollektor-Emitter-Spannung ändert. Ohne den Transistor Q4A würde eine Änderung des Basisstromes im Transistor Q3A die Spannungsverstärkung der Anordnung verringern. Der Emitter des Transistors Q4A ist mit der Basis des Transistors Q3A und der Kollektor des Transistors Q4A ist mit dem Emitter des Transistors Q3A verbunden. Die Arbeitspunkte der Transistoren Q4 und Q4A werden durch Spannungsquellen V4 und V4A und durch eine Konstantstromquelle I6 eingestellt.
Die gesamte spannungsverstärkende Stufe 1 wird aus Spannungsquellen V1 und V1A gespeist, die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP1 verbunden sind, so dass sie auf dem Potential dieses Ausgangs und damit auch auf dem Potential des Eingangssignals UE „schwimmen”. Durch diese Maßnahme wird die Konstantstromquelle I3 bei konstantem Spannungsabfall betrieben. Im Gegensatz zur Schaltung nach dem Stand der Technik bleibt der Strom der Konstantstromquelle I3 auch bei Aussteuerung konstant, selbst dann, wenn diese einen endlichen Innenwiderstand hat.
An die Verstärkerstufe 1 schließt sich ein Impedanzwandler 2 an, der durch zwei Transistoren Q5, Q6 und zwei Konstantstromquellen I7, I8 gebildet und aus Spannungsquellen V5 und V5A gespeist wird, die mit dem Ausgang eines weiteren Hilfsverstärkers, beispielsweise ein Operationsverstärker OP2, verbunden sind, der ebenfalls mit dem Eingangssignal UE angesteuert wird und dieses bevorzugt mit dem gleichen Verstärkungsfaktor verstärkt wie die Verstärkerstufe 1 (R2/R1 = R8/R7), so dass die Konstantstromquellen I7 und I8 mit annähernd konstantem Spannungsabfall und die Transistoren Q5 und Q6 mit annähernd konstanter Kollektor-Emitter-Spannung betrieben werden. Der Early-Effekt und die Miller-Kapazität wirken sich demnach nicht aus.
Da die Spannungsquellen V5 und V5A im Vergleich zu den Betriebsspannungsquellen VB+ und VB– verminderte Spannungen haben, können die Transistoren Q5 und Q6 vergleichsweise klein sein und mit geringer Basiskapazität und mit hoher Treiberleistung arbeiten.
Wählt man die Ströme der Konstantstromquellen I4 = I3 + I5, so fließt zwischen den Emittern der Transistoren Q1 und Q2 im nicht ausgesteuerten Zustand kein Strom.
Wählt man die Ströme I2 >> I3, so kann der Transistor Q2 bei im Vergleich zu den Transistoren Q3 und Q3A erhöhtem Kollektorstrom und somit erhöhter Übertragungssteilheit S = dIc/dUbe = Ic/U_T betrieben werden. Aus Symmetriegründen wird bevorzugt I1 = I2 gewählt. Mit I1 = I2 >> I3 weist der Differenzverstärker erhöhte Übertragungssteilheit auf, so dass kleine Spannungsänderungen dUD zu vergleichsweise großen Kollektorstromänderungen in dem Transistor Q2 führen. Da der Transistor Q3 mit kleinerem Kollektorstrom als der Transistor Q2 betrieben wird, kann für ihn ein Transistor mit kleiner Chipfläche und geringen parasitären Kapazitäten verwendet werden. Da vergleichsweise große Kollektorstromänderungen in dem Transistor Q2 sehr kleine parasitäre Kapazitäten laden, ist mit dieser Anordnung gute Dynamik und ein extrem hohes Verstärkungs-Bandbreite-Produkt erzielbar.
Die Z-Diode D1 verschiebt das Potential zwischen dem Emitter des Transistors Q3 und dem Kollektor des Transistors Q2, der somit bei deutlich verringerter Kollektor-Emitter-Spannung betrieben werden kann im Vergleich zu den Betriebsspannungen VB+ und VB–. Bevorzugt wählt man die Zenerspannung der Z-Diode D1 so, dass die Kollektor-Emitter-Spannungen der Transistoren Q1 und Q2 einander gleich sind.
Die gesamte spannungsverstärkende Stufe 1 wird aus zwei Spannungsquellen V1 und V1A gespeist, die auf dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP1 „schwimmen”, so dass somit die Spannungsabfälle an den Konstantstromquellen I3, I4 und I5 auch bei Aussteuerung konstant bleiben.
Die Operationsverstärker OP1 und OP2 können aus den Spannungsquellen VB+ und VB– gespeist werden, die Betriebsspannungsquellen sind, welche die gesamte Anordnung speisen und denen die zur Speisung der Lastimpedanz ZL benötigte Energie entnommen wird.
Am Emitter des Transistors Q6 liegt die Spannung UY, die amplitudengleich mit der Ausgangsspannung UA ist, die über der Lastimpedanz ZL abfällt. Die Spannung UY dient nur als Signal und wird nicht mit der Lastimpedanz ZL belastet, die, wie nachstehend erläutert, durch eine Kombination aus zwei Leistungsendstufen 3, 4 gespeist wird.
Die Signalspannung UY wird dem nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP3 zugeführt, welcher die Basis eines Transistors Q7 steuert, der gemeinsam mit der Stromquelle I10 eine lineare, analoge Treiberstufe 3a bildet, die aus zwei Spannungsquellen V7, V7A gespeist wird. Ein Spannungsabfall über D2 stellt Arbeitspunkte ein und erzeugt die nötige Vorspannung für die Basen der Transistoren Q8, Q8A. Die Leistungsstufe 3b arbeitet im AB-, B- oder C-Betrieb, wird aus zwei Transistoren Q8, Q8A gebildet und von der Treiberstufe 3a gesteuert. Der Transistor Q7 und die Stromquelle I10 werden aus Quellen V7, V7A gespeist, die mit dem Ausgang der Stufe 3b verbunden sind, also auf dem Ausgangspotential dieser Stufe schwimmen. Somit wird der Transistor Q7 bei näherungsweise konstanter Kollektor-Emitter-Spannung und die Stromquelle I10 bei näherungsweise konstantem Spannungsabfall betrieben. Der Early-Effekt und die Miller-Kapazität wirken sich demnach nicht aus.
Die Transistoren Q8, Q8A werden aus den Betriebsspannungsquellen VB+ und VB– gespeist, welche die gesamte Anordnung versorgen und denen die zur Speisung der Lastimpedanz ZL benötigte Energie entnommen wird.
Die Schaltungsstufen 3a und 3b bilden gemeinsam die stromverstärkende Leistungsverstärkerstufe 3. Aus den auf dem Ausgangspotential der Stufe 3b schwimmenden Spannungsquellen V7, V7A wird die im A-Betrieb arbeitende Verstärkerstufe 4 gespeist, die hier beispielsweise in single-ended-Konfiguration ausgeführt ist und die Lastimpedanz ZL treibt. Da diese Stufe 4 im A-Betrieb arbeitet, wird die über der Lastimpedanz ZL anliegende Spannung UA nicht mit Signaloberwellen verunreinigt, welche von Übernahmeverzerrungen herrühren. Die Spannungen der Spannungsquellen V7 und V7A sind kleiner als die der Betriebsspannungsquellen VB+ und VB–, so dass die Stufe 4 mit kleiner Spannung, hohem Ruhestrom und moderater Verlustleistung betrieben werden kann.
Die Stufe 3b arbeitet im AB-, B- oder C-Betrieb mit kleinem Ruhestrom und gutem Wirkungsgrad. Die Stufe 3 produziert somit Übernahmeverzerrungen, welche die Lastimpedanz ZL jedoch nur in deutlich vermindertem Maße erreichen, da diese durch die Stufe 4 gedämpft werden. Die Anordnung weist somit die Verzerrungsarmut einer im A-Betrieb arbeitenden Stufe und näherungsweise den Wirkungsgrad einer im AB-Betrieb arbeitenden Stufe auf.
Die 3.1 und 3.2 zeigen eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in symmetrischer Ausgestaltung. Die Funktion ist analog zu der Schaltungsanordnung gemäß den 2.1 und 2.2, nur sind alle Stufen in Pusch-Pull-Konfiguration ausgeführt. Die Stromlaufpläne nach den 3.1 und 3.2 sind über die Kontakte VB+, VB–, V5+, V5A– und über UY miteinander verbunden und verwenden die gleiche Bezugsmasse.
Auch die Stufe 4 ist in Pusch-Pull-Anordnung konzipiert und arbeitet vorzugsweise im A-Betrieb.
Im Gegensatz zu der 2.1 bilden in der 3.1 die Bausteine Q3A, Q4A, I4A in Verbindung mit Q2A eine weitere Umkehrkaskodeschaltung. Vorzugsweise wählt man in der 3.1 folgende Dimensionierung: I1 = I1A = I2 = I2A >> I4 = I4A = 2 × I3 = 2 × I3A.
Zur mathematischen Berechnung der erfindungsgemäßen ”Superkakodeschaltung” wird zunächst die in 4 gezeigte einfache Verstärkerstufe in Emitterschaltung betrachtet. Die Kleinsignalverstärkung im Arbeitspunkt wird durch differentiell wirkende Impedanzen bestimmt und beträgt:
Selbst wenn R sehr groß ist, begrenzt der Early-Effekt die Spannungsverstärkung:
Im Transistor-Ersatzschaltbild nach Gummel-Poon befindet sich parallel zur Transistorstromsenke zwischen Kollektor und Emitter ein differentieller Widerstand r_CE. Durch diesen fließt bei Kollektor-Emitter-Spannungsänderung ein Strom, der die Spannungsverstärkung reduziert.
Man kann den Einfluss des Early-Effektes verringern, wenn die Emitterschaltung zu einer Kaskodeschaltung erweitert wird, wie 5 zeigt. Dabei wird der untere Transistor QBot bei näherungsweise konstanter Kollektor-Emitter-Spannung betrieben, so dass sich der Early-Effekt kaum bemerkbar macht. Mit der Kaskodeschaltung ist daher eine deutlich größere Spannungsverstärkung erzielbar. Jedoch ist die Spannungsverstärkung auch hier begrenzt, selbst bei einem unendlich großen Widerstand R, weil mit schwankender Kollektor-Emitterspannung des oberen Transistors QTop, durch den Early-Effekt verursacht, dessen Basisstrom schwankt, selbst wenn dessen Emitterstrom konstant bleibt.
Die maximal erreichbare Spannungsverstärkung dU2/dU1 wird durch den Ausgangswiderstand der Kaskode bestimmt. Um den maximal erreichbaren Ausgangswiderstand der Anordnung zu bestimmen, definiert man R = ∞, U1 = konstant, U2 = variabel. Die Kaskodestufe wird zur Konstantstromquelle, und es ergibt sich die Schaltung nach 6. Dabei gilt:
Eine Basisstromänderung bei einer Kollektor-Emitter-Spannungsänderung in dem oberen Transistor QTop bewirkt eine Reduzierung des Ausgangswiderstandes und der Spannungsverstärkung der Verstärkerstufe. Wenn der Emitterstrom I_E ideal konstant bleibt und R = ∞ ist, wird der Ausgangswiderstand r_A nur durch die Basisstromänderung bestimmt:
Die Verstärkung der Verstärkerstufe in Kaskodeschaltung nach 5 berechnet sich dann wie folgt:
Man könnte im oberen Teil der Kaskode nach 5 an Stelle des Bipolartransistors QTop einen Feldeffekttransistor einsetzen. Bei quasistatischen Änderungen der Spannung U2 fließt kein Gatestrom. Bei dynamischer Änderung dieser Spannung U2 wird aber über die Drain-Gate-Kapazität ein Gatestrom fließen, und es tritt das gleiche Problem auf wie bei einem Bipolartransistor.
Wird ein noch größerer Verstärkungsfaktor gefordert, muss der Einfluss des Basisstromes des oberen Transistors QTop verringert werden. Dies kann durch die Verwendung der erfinderischen „Superkaskodeschaltung” nach 7 erfolgen.
Ein PNP-Transistor QP in 7 leitet eine Basisstromänderung des oberen Transistors QTop zum Kollektor des unteren Transistors QBot, der als gesteuerte Stromsenke arbeitet. Steigt die Spannung U2, so steigt auch die Kollektor-Emitterspannung des oberen Transistors QTop. Durch den Early-Effekt bedingt, steigt auch dessen Stromverstärkung B, sein Basisstrom sinkt. Da die Kollektor-Emitterspannung des unteren Transistors QBot auch bei Betragsänderungen der Spannung U2 näherungsweise konstant bleibt, bleibt auch der Kollektorstrom des unteren Transistors QBot in guter Näherung konstant. Da der Transistor QP den Betrag der Verminderung des Basisstromes des oberen Transistors QTop zum Kollektor des unteren Transistors QBot leitet, muss sich um den selben Betrag der Emitterstrom des oberen Transistors QTop verringern. Somit bleibt der Kollektorstrom im oberen Transistor QTop auch bei Schwankungen der Spannung U2 näherungsweise konstant. Theoretisch kann durch diese Maßnahme der Ausgangswiderstand r_A nochmals um den Faktor B₀ vergrößert werden. Die Stromquelle I stellt den Ruhestrom für den Transistor QP ein.
Mit diesem Schaltungstrick kann eine Verstärkerstufe oder eine Konstantstromquelle mit sehr großem Ausgangswiderstand realisiert werden. Die Kombination von Verstärkerstufe und Konstantstromquelle in genannter Ausgestaltung bildet eine einstufige Verstärkeranordnung mit sehr großer Spannungsverstärkung.
In 2.1 ist solch eine Verstärkerstufe durch die Transistoren Q2, Q3, Q4 mit der Konstantstromquelle Q3A, Q4A, I5 dargestellt.
8 zeigt eine Verstärkerschaltung, die aus der Literatur (Manfred Seifart, Analoge Schaltungen, Verlag Technik, Berlin) unter der Bezeichnung Goldbergschaltung bekannt ist, zwei Verstärker im Verbund aufweist und als invertierender Verbundverstärker dargestellt ist.
Diese Schaltungsanordnung weist einen Verstärkungsfaktor UA/UE ≈ –R2/R1 sowie eine Differenzverstärkung auf, die dem Produkt der Differenzverstärkungen der beiden Operationsverstärker OP1, OP2 entspricht. Nachteilig ist, dass nur der invertierende Eingang zur Verfügung steht.
Die Schaltungsanordnung nach 9 zeigt zwei Verstärker im Verbund mit nichtinvertierender Verstärkung. Der Verstärkungsfaktor beträgt hier UA/UE ≈ 1 + R2/R1.
Die Schaltungsanordnung nach 10 zeigt den nicht invertierenden Verbundverstärker nach 9 mit aufgetrennter Rückkopplungsschleife und dient der Berechnung der Differenzverstärkung, wobei A1 die Differenzverstärkung des Verstärkers OP1 und A2 die Differenzverstärkung des Verstärkers OP2 ist. Die Differenzverstärkung UA/UD1 berechnet sich dann wie folgt: UX = UD1·A1 UA = UD2·A2 ⇒ UD2 = UA / A2 UD2 = UX – UD1 / R3 + R4·R3 + UD1 UA / A2 = UD1·A1 – UD1 / R3 + R4·R3 + UD1 UA / A2 = UD1·(A1 – 1) / R3 + R4·R3 + UD1 UA / A2 = UD1·[(A1 – 1)· R3 / R3 + R4 + 1] UA / UD1 = A2·[(A1 – 1)· R3 / R3 + R4 + 1]
Die Differenzverstärkung des nicht invertierenden Verbundverstärkers nach 9 liegt bei geeigneter Dimensionierung ebenfalls in einer Größenordnung, die sich aus dem Produkt der Verstärkungsfaktoren der Einzelverstärker ergibt. Unter einem Verbundverstärker soll hier eine Schaltungsanordnung aus mindestens zwei Verstärkern verstanden werden, deren Differenzverstärkungsspannungsgewinn in der Größenordnung des Produktes der Spannungsgewinne der einzelnen Verstärker liegt.
Schaltungsanordnungen mit Verbundverstärkern sind vor allem dann interessant, wenn Verstärker mit unterschiedlichen Eigenschaften kombiniert werden. Wird beispielsweise in 9 für den Verstärker OP1 ein driftarmer und für den Verstärker OP2 ein breitbandiger Verstärker verwendet, so verhält sich die Anordnung wie ein driftarmer Breitbandverstärker.
Der nicht invertierende Verbundverstärker weist jedoch den Nachteil auf, dass der Verstärker OP2 Spannungen verstärkt, die von Gleichtaktstörungen des Verstärkers OP1 herrühren. Dieser Umstand macht sich vor allem bei steilflankigen Eingangsspannungssprüngen UE bemerkbar, da die Gleichtaktunterdrückung bei Verstärkern mit steigender Nutzsignalfrequenz sinkt. Das Problem tritt beim invertierenden Verbundverstärker nach 8 nicht auf, da die Verstärker dort keine Gleichtaktsignale sehen.
In der Praxis muss in 9 der Verstärker OP1 daher eine begrenzte Bandbreite haben, damit es zu keinen transienten Störungen am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers OP2 kommt. Der Vorteil der hohen Differenzverstärkung ist demnach auf niedrige Frequenzen beschränkt.
Dieser Nachteil kann beseitigt werden, wenn das Prinzip der „schwimmenden Quellen” angewendet wird, wie in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach 11 dargestellt ist. Dort wird der Verstärker OP1 nicht aus den auf Bezugsmasse ruhenden Spannungsquellen V1 und V2 versorgt, sondern aus Spannungsquellen V3 und V4, die auf dem Ausgang eines als Spannungsfolger geschalteten Verstärkers OP3 liegen. Somit „schwimmen” die Versorgungsspannungen des Verstärkers OP1 auf dem Potential des Eingangssignals UE. Das Potential am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers OP1 ändert sich demnach relativ zu dessen Versorgungspotentialen nicht. Dieser Verstärker OP1 sieht somit auch bei Aussteuerung kein Gleichtaktsignal.
Durch Anwendung dieses Prinzips der „schwimmenden Quellen” in Verbindung mit der nicht invertierenden Verbundverstärkerschaltungsanordnung (nach 11) lassen sich die Eigenschaften der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach 2.1 abermals signifikant verbessern, wie in 12 dargestellt ist.
Die 12 zeigt analog zu der 2.1 einen nicht invertierenden Spannungsverstärker. Abweichend wird hier der Differenzverstärker aus vier Transistoren gebildet. Der Transistor Q1 wird direkt mit dem Eingangssignal UE und der Transistor Q1A durch einen weiteren Verstärker OP5 angesteuert. Der diskret gezeigte Schaltungsteil in 12 entspricht dem Verstärker OP2 in 11, der Verstärker OP5 in 12 entspricht dem Verstärker OP1 in 11 und der Verstärker OP1 in 12 entspricht dem Verstärker OP3 in 11. Der invertierende Eingang des Verstärkers OP5 in 12 ist über das Verbindungselement FB mit den Basen der Transistoren Q2, Q2A verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Verstärkern wird hier durch den Knoten RE(Q1) und RE(Q1A) gebildet. Der besondere Vorteil dieser Schaltungsanordnung ist in der Tatsache begründet, dass der Verstärker OP5 die Rauschspannungen der Transistoren Q1, Q1A, Q2, Q2A ausregelt. Letztgenannte Transistoren können daher bei ungewöhnlich hohem Ruhestrom betrieben werden, gleichzeitig weist die Anordnung geringes Rauschen auf.
Durch Verwendung der erfinderischen „Superkaskodeschaltung” lassen sich leicht Verstärkungsfaktoren in der Größenordnung 10⁷ in einer Stufe erreichen. Wird auch der Verstärker OP5 mit solch einer Stufe ausgerüstet, liegt die Differenzverstärkung der Schaltungsanordnung nach 12 im Bereich um 10¹⁴. Breitbandige Signalverstärkerstufen werden in der Regel bei Ruheströmen im Bereich 1 mA bis 10 mA betrieben. Betreibt man die Transistoren Q1, Q1A, Q2, Q2A bei Ruheströmen im Bereich von 100 mA bis 1 A (I1 = I2 = 10 × I3 bis 100 × I3), sind Verstärkungsfaktoren von 10¹⁵ bis 10¹⁶ erreichbar. Durch die extrem hohe Differenzverstärkung lassen sich Verzerrungswerte der Verstärkerstruktur weit unter die Nachweisgrenze drücken.
Das Prinzip der „schwimmenden Quellen” lässt sich auch, wie nachfolgend erläutert, als aktives Netzfilter einsetzen.
Verstärker und andere empfindliche elektronische Geräte werden meist über einen Transformator aus dem Lichtnetz gespeist. Bedingt durch die Anwesenheit von Schaltnetzteilen und Gleichrichtern, die dem Lichtnetz oftmals Strom mit nicht sinusförmigem Verlauf entnehmen, weist der Spannungsverlauf des im Haushalt angebotenen Lichtnetzes Abweichungen von der Sinusform auf, indem er Oberwellen und Gleichspannungsanteile trägt. Die Gleichspannungsanteile führen zu einer Vormagnetisierung des Transformatorkerns, die Oberwellen gelangen über die Kopplungskapazität zwischen Primär- und Sekundärwicklung bis zur empfindlichen Elektronik.
Gleichspannungs- und Oberwellenanteile können durch ein aus Hilfsverstärker und „schwimmenden Hilfsquellen” bestehendes aktives Netzfilter beseitigt und der Transformator gleichspannungs- und oberwellenfrei gespeist werden.
13 zeigt ein erfindungsgemäßes aktives Netzfilter. Die Spannungsquellen V1 bis V3 bilden die gleichspannungs- und oberwellenbehaftete Netzspannung nach. V1 sei hierbei eine sinusförmige Spannungsquelle mit 230 V~/50 Hz, V2 trage die Oberwellen und V3 den Gleichspannungsanteil. V5 und V6 sind Hilfsspannungsquellen, die auf dem Potential einer Lichtnetzphase (V1 + V2 + V3) „schwimmen”. Das Massesymbol liegt auf dem Potential des Nullleiters. AMP1 ist ein Leistungsverstärker mit einem Spannungsverstärkungsfaktor 1. V4 ist eine Signalspannungsquelle, die ein dem Lichtnetz phasen- und amplitudenähnliches Spannungssignal führt. Im Gegensatz zum Lichtnetz ist V4 jedoch gleichspannungs- und oberwellenfrei. So führt der Ausgang des Leistungsverstärkers AMP1 eine gleichspannungs- und oberwellenfreie Spannung, mit der die Primärseite eines Transformators gesteuert werden kann.
Wählt man für V5 und V6 Spannungspegel, die deutlich kleiner sind als die Netzspannung und wählt man ferner für den Leistungsverstärker einen AB-, B- oder C-Betrieb, so arbeitet das aktive Netzfilter mit gutem Wirkungsgrad.

Die 14 zeigt eine Alternative zu 2.1. Die Betriebsspannung der spannungsverstärkenden Stufe 1 wird hier den Ausgängen zweier Hilfsverstärker OP3, OP4 entnommen, die an ihren nicht invertierenden Eingängen durch auf dem Eingangssignal UE „schwimmende Quellen” V1, V1A gesteuert werden. Dadurch wird auch hier die spannungsverstärkende Stufe 1 erfindungsgemäß aus Potentialen gespeist, die in Bezug auf das Eingangssignal UE stets konstant sind.

Verwendete Größen und Formelzeichen
A_D	Differenzverstärkung eines Verstärkers
B	Stromverstärkungsfaktor eines Bipolartransistors
B₀	B bei kleinen Kollektor-Emitter-Spannungen, also ohne Einfluss des Early-Effektes
dU	Kleinsignalspannungsänderung im Arbeitspunkt
dI	Kleinsignalstromänderung im Arbeitspunkt
I_C	Kollektorstrom bei einem Bipolartransistor
I_C0	I_C bei kleinen Kollektor-Emitter-Spannungen, also ohne Einfluss des Early-Effektes
I_B	Basisstrom bei einem Bipolartransistor
I_E	Emitterstrom bei einem Bipolartransistor
r_CE	Kleinsignalwiderstand der Kollektor-Emitter-Strecke eines Bipolartransistors im Arbeitspunkt
r	Kleinsignalwiderstand der Emitter-Strecke eines Bipolartransistors im Arbeitspunkt
r_A	Kleinsignalausgangswiderstand einer Stufe im Arbeitspunkt
S	Übertragungssteilheit eines Transistors
U_A	Early-Spannung bei einem Transistor
U_CE	Kollektor-Emitter-Spannung an einem Bipolartransistor
U_D	Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen eines Differenzverstärkers
U_T	Temperaturspannung

Claims

Elektronischer Verstärker, der eine Spannungsverstärkung (UY/UE) größer 1 ermöglicht, bestehend aus einer ersten, von einer Eingangsspannung (UE) gesteuerten, spannungsverstärkenden Stufe (1) und einer zweiten, impedanzwandelnden und eine Ausgangsspannung (UY) liefernden Stufe (2), dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsspannung der ersten Stufe (1) auf positiven und/oder negativen Potentialen (V1+, V1A–) liegt, die in Bezug auf die Eingangsspannung (UE) stets konstant sind, und weiterhin dass die Betriebsspannung der zweiten Stufe (2), die von einer von der ersten Stufe (1) gelieferten Spannung gesteuert wird, auf positiven und/oder negativen Potentialen (V5+, V5A–) liegt, die in Bezug auf die von der ersten Stufe (1) gelieferte Spannung, auch bei einer Spannungsverstärkung (UY/UE) größer 1, stets konstant sind (2.1).
Elektronischer Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine von der zweiten Stufe (2) gelieferte Spannung (UY) auf die erste Stufe (1) rückgekoppelt wird (2.1)
Elektronischer Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsspannung der ersten Stufe (1) den Ausgängen von Hilfsverstärkern (OP3, OP4) entnommen wird, deren nicht invertierende Eingänge (+) auf positiven und/oder negativen Potentialen (V1+, V1A–) liegen, die in Bezug auf die Eingangsspannung (UE) stets konstant sind (14).
Elektronischer Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsspannung der ersten Stufe (1) dem positiven und/oder negativen Pol (+/–) von Spannungsquellen (V1, V1A) entnommen wird, deren Gegenpole (–/+) auf gleichem Potential wie die Eingangsspannung (UE) liegen und/oder dass die Betriebsspannung der zweiten Stufe (2) dem positiven und/oder negativen Pol (+/–) von Spannungsquellen (V5, V5A) entnommen wird, deren Gegenpole (–/+) auf gleichem Potential liegen wie die von der ersten Stufe (1) gelieferten Spannung (2.1).
Elektronischer Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegenpole (–/+) der Spannungsquellen (V1, V1A bzw. V5, V5A) mit dem Ausgang je eines Hilfsverstärkers (OP1 bzw. OP2) verbunden sind, der durch die Eingangsspannung (UE) gesteuert wird (2.1).
Elektronischer Verstärker, der eine Spannungsverstärkung (UY/UE) größer 1 ermöglicht, bestehend aus einer ersten, von einer Eingangsspannung (UE) gesteuerten, spannungsverstärkenden Stufe (1) und einer zweiten, impedanzwandelnden und eine Ausgangsspannung (UY) liefernden Stufe (2), dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stufe (1) eine Kaskode- oder Umkehrkaskodeschaltung mit einem ersten Transistor (Q2) im Emitterkreis eines zweiten Transistors (Q3) in Basisschaltung aufweist, mit einem dritten Transistor (Q4), der eine Basisstromänderung des zweiten Transistors (Q3) derart zum Kollektor des ersten Transistors (Q2) leitet, dass der Betrag der Kollektorstromänderung des zweiten Transistors (Q3) gleich dem Betrag der Kollektorstromänderung des ersten Transistors (Q2) ist (2.1).
Elektronischer Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors (Q3) die Emitter-Kollektor-Strecke des dritten Transistors (Q4) geschaltet ist, an dessen Basis eine feste Vorspannung (V4) anliegt und dessen Emitter über eine Konstantstromquelle (I6) oder einen hochohmigen Widerstand gespeist wird (2.1).
Elektronischer Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass dieser einen vierten Transistor (Q3A) mit einer Stromquelle (I5) im Emitterkreis sowie einen fünften Transistor (Q4A) aufweist, dessen Emitter-Kollektor-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des vierten Transistors (Q3A) liegt und dessen Basis auf konstantem Potential (V4A+) ruht, wobei dem Kollektor des vierten Transistors (Q3A) ein konstanter Strom entnehmbar ist (2.1).
Elektronischer Verstärker, der eine Spannungsverstärkung (UY/UE) größer 1 ermöglicht, bestehend aus einer ersten, von einer Eingangsspannung (UE) gesteuerten, spannungsverstärkenden Stufe (1) und einer zweiten, impedanzwandelnden und eine Ausgangsspannung (UY) liefernden Stufe (2), dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stufe (1) einen Transistor (Q2) mit einer Serienschaltung aus zwei Konstantstromquellen (I2, I3) und/oder Widerständen sowie eine Spannungsquelle (V3) in seinem Emitterkreis aufweist, die mit dem einen Pol mit dem Kollektor des Transistors (Q2) und mit dem anderen Pol mit dem Verbindungspunkt zwischen den Konstantstromquellen (I2, I3) bzw. Widerständen verbunden ist (2.1).
Elektronischer Verstärker, der eine Spannungsverstärkung (UY/UE) größer 1 ermöglicht, bestehend aus einer ersten, von einer Eingangsspannung (UE) gesteuerten, spannungsverstärkenden Stufe (1) und einer zweiten, impedanzwandelnden und eine Ausgangsspannung (UY) liefernden Stufe (2), dadurch gekennzeichnet, dass ein weiterer Verstärker (OP5) mit der ersten Stufe (1) zu einem nichtinvertierenden Verbundverstärker verbunden ist und die Betriebsspannungspotentiale (V2+, V2A–) des weiteren Verstärkers (OP5) in Bezug auf die Eingangsspannung (UE) stets konstant sind (12).
Elektronischer Verstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsspannung des weiteren Verstärkers (OP5) dem positiven und/oder negativen Pol (+/–) von Spannungsquellen (V2, V2A) entnommen wird, deren Gegenpole (–/+) mit dem Ausgang eines Hilfsverstärkers (OP1) verbunden sind, der durch die Eingangsspannung (UE) gesteuert wird (12).