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Die
vorliegende Anmeldung bezieht sich auf DC-DC-Wandler und insbesondere auf die Schaltsteuerung
für DC-DC-Wandler.
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DC-DC-Wandler
sind Vorrichtungen, die eine Eingangsspannung auf einem ersten Pegel
in eine Ausgangsspannung auf einem zweiten Pegel umsetzen. Der erste
und der zweite Pegel können
typischerweise verschieden sein, was aber nicht notwendig ist. Abhängig von
der spezifischen Art einer Wandlerschaltung können DC-DC-Wandler in der Lage sein, Gleichspannungen
heraufzusetzen, was auch als Aufwärtswandler oder Boost-Wandler
bezeichnet wird, Gleichspannungen herabzusetzen, was auch als Abwärtswandler
oder Buck-Wandler bezeichnet wird, oder herauf- oder herunterzusetzen, was
auch als Buck-Boost-Wandler bezeichnet wird. Ferner können DC-DC-Wandler
dahingehend unterschieden werden, ob die Ausgangsspannung im Vergleich
zu der Eingangsspannung umgekehrt oder nicht umgekehrt wird, wobei
die erste Art als invertierender Wandler bezeichnet wird. Bei DC-DC-Wandlern
wird zum Speichern und Freigeben von Energie ein induktives Element
bzw. eine Induktivität
verwendet. Dem induktiven Element wird abhängig von der Steuerung eines
Schalters Strom zugeführt.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Konzept für eine verbesserte
Schaltsteuerung für
DC-DC Wandler zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Schaltsteuerschaltung für einen DC-DC Wandler gelöst, die
folgende Merkmale umfasst:
einen Eingangsanschluss zum Empfangen
von Eingangssignalen;
einen Ausgangsanschluss zum Koppeln der
Schaltsteuerschaltung mit einem Schalter des DC-DC-Wandlers;
einen
quasistatischen Versorgungspfad, der mit dem Eingangsanschluss gekoppelt
ist, um erste Signale, die auf den Eingangssignalen basieren, zu
empfangen, und mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist, um dem Ausgangsanschluss
Ausgangssignale zuzuführen,
die auf den Eingangssignalen basieren;
einen dynamischen Versorgungspfad,
der mit dem Eingangsanschluss gekoppelt ist, um zweite Signale, die
auf den Eingangssignale basieren, phasengleich mit den ersten Signalen
zu empfangen, und mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist, um dem
Ausgangsanschluss Ausgangssignale basierend auf den Eingangssignalen
zuzuführen.
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Das
Vorsehen eines quasi-statischen Versorgungspfads und eines dynamischen
Versorgungspfads, der phasengleich mit dem quasistatischen Versorgungspfad
gespeist wird, ermöglicht, dass
ein DC-DC-Wandler eine verbesserte Charakteristik aufweisen kann,
da ein Umschalten eines in dem DC-DC-Wandlers angeordneten Schalters durch
das Ansteuern mittels dynamischer Versorgungssignale, die durch
den dynamischen Versorgungspfad bereitgestellt werden zeitnah erfolgt,
wobei der langsamere quasistatische Versorgungspfad den Schalter über relativ
längere
Zeiträume
in dem jeweiligen Schaltungszustand durch die quasistationäre Signale
aufrechterhält.
Dabei kann die schnelle Umschaltung auch für eine Konfiguration ermöglicht werden,
bei der lediglich ein einzelner Pin als Eingang für das Eingangssignal
verwendet wird, d. h. der dynamische und der quasistatische Versorgungspfad
erhalten Signale vom gleichen Eingangsgin.
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Bei
einem Ausführungsbeispiel
können
der dynamische und der quasistatische Versorgungspfad parallel miteinander
verschaltet sein. Ferner kann der quasistatische Versorgungspfad
einen Transistor umfassen, der bei einem Ausführungsbeispiel ein Bipolartransistor
mit einem Basisanschluss ist, der mit einem Festpotentialanschluss
gekoppelt ist.
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Bei
einem Ausführungsbeispiel
kann der dynamische Versorgungspfad nur passive Elemente umfassen.
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Der
dynamische Versorgungspfad kann einen Kondensator mit einer mit
dem Eingangsanschluss verbundenen ersten Elektrode und einer mit dem
Ausgangsanschluss verbundenen zweiten Elektrode umfassen.
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Zwischen
dem Eingangsanschluss und einen weiteren ersten Anschluss des Bipolartransistors kann
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
ein erster Widerstand geschaltet sein.
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Bei
einem Ausführungsbeispiel
sind die erste Elektrode und der Eingangsanschluss mit einem ersten
Knoten gekoppelt, wobei ferner der erste Widerstand zwischen dem
ersten Knoten und einem zweiten Knoten angeordnet ist und ein zweiter
Widerstand zwischen dem zweiten Knoten und einem ersten Bezugspotentialanschluss
angeordnet ist, um ein erstes Potential bereitzustellen.
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Bei
einem Ausführungsbeispiel
kann der Ausgangsanschluss, die zweite Elektrode und ein weiterer
zweiter Anschluss des Bipolartransistors mit einem dritten Knoten
verschaltet sein, wobei zwischen dem dritten Knoten und einem zweiten
Bezugspotentialanschluss ein dritter Widerstand angeordnet ist,
um ein zweites Potential bereitzustellen.
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Die
obige Aufgabe wird ferner durch eine Steuerschaltung, die in einem
DC-DC-Wandler angeordnet ist, gelöst wobei die Steuerschaltung
folgende Merkmale umfasst:
einen Eingangsanschluss zum Empfangen
von Eingangssignalen;
einen Ausgangsanschluss, um einem Schalter
des DC-DC-Wandlers
Ausgangssignale zuzuführen;
einen
Transistor mit einem ersten und zweiten Anschluss und einem Steueranschluss,
wobei der erste Anschluss mit dem Eingangsanschluss und der zweite
Anschluss mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist; und
einen
Kondensator mit einer ersten Elektrode, die mit dem Eingangsanschluss
gekoppelt ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt
ist.
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Bei
der Steuerschaltung kann der Transistor ein Bipolartransistor sein
und wobei der Steueranschluss der Basisanschluss des Bipolartransistors
ist und der erste Anschluss der Emitteranschluss des Bipolartransistors
ist.
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Der
Steueranschluss kann hierbei mit einem ersten Festpotentialanschluss
gekoppelt sein. Ferner kann bei der Schaltung die erste Elektrode
des Kondensators mit dem ersten Anschluss des Bipolartransistors
gekoppelt sein und eine zweite Elektrode des Kondensators mit dem
zweiten Anschluss des Bipolartransistors gekoppelt sein.
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Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
kann bei der Schaltung die erste Elektrode und der Eingangsanschluss
mit einem ersten Knoten gekoppelt sein, wobei zwischen dem ersten
Knoten und dem ersten Anschluss des Transistors ein erster Widerstand
angeordnet ist.
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Die
obige Aufgabe wird ferner durch ein Verfahren zum Steuern eines
Schalters eines DC-DC-Wandlers, das folgende Schritte aufweist:
Empfangen
eines Ansteuersignals von einem Treiber an einem Eingangsanschluss;
Zuführen des
Ansteuersignals zu einem quasistatischen Versorgungspfad, um dem
Schalter des DC-DC-Wandlers ein quasistatisches Steuersignal zuzuführen;
Zuführen des
Ansteuersignals zu einem dynamischen Versorgungspfad, um dem Schalter
ein dynamisches Steuersignal zuzuführen; und
Steuern des
Schalters durch das quasistatische und das dynamische Steuersignal.
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Das
Ansteuersignal kann, wie bereits oben beschrieben, hierbei gemäß einem
Ausführungsbeispiel
an einem einzigen Pin empfangen werden. Ferner kann der quasistatische
Versorgungspfad einen Bipolartransistor in Basisschaltungskonfiguration umfassen.
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Der
dynamische Versorgungspfad kann hierbei einen Kondensator umfassen,
wobei eine erste Elektrode des Kondensators mit dem Eingangsanschluss
und eine zweite Elektrode des Kondensators mit dem Schalter gekoppelt
sind.
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Die
obige Aufgabe wird ferner durch einen DC-DC-Wandler gelöst, der
folgende Merkmale aufweist:
einen Schalter;
eine Steuerschaltung,
wobei die Steuerschaltung folgende Merkmale umfasst:
einen
Eingangsanschluss zum Empfangen eines Steuersignals;
einen
Transistor mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und
einem Steueranschluss, wobei der erste Anschluss mit dem Eingangsanschluss gekoppelt
ist, um das Steuersignal zu empfangen, und wobei der zweite Anschluss
mit dem Schalter gekoppelt ist; und
ein kapazitives Element
mit einer ersten Elektrode, die mit dem Eingangsanschluss gekoppelt
ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem Schalter gekoppelt
ist.
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Der
Transistor kann hierbei ein Bipolartransistor sein, wobei die Basis
des Bipolartransistors mit einem Festpotentialanschluss gekoppelt
ist.
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Bei
dem DC-DC-Wandler kann gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Eingangsanschluss ein einziger Pin sein.
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Der
Schalter des DC-DC-Wandlers kann bei Ausführungsbeispielen ein Bipolartransistor
oder ein feldgesteuerter Transistor sein.
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Der
DC-DC-Wandler kann bei Ausführungsbeispielen
ausgestaltet sein, so dass die erste Elektrode des kapazitiven Elements,
der erste Anschluss des Transistors und der erste Eingangsanschluss
mit einem ersten Knoten gekoppelt sind und zwischen dem ersten Knoten
und dem ersten Anschluss des Transistors ein erster Widerstand angeordnet
ist.
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Bei
dem DC-DC-Wandler kann der erste Widerstand zwischen dem ersten
Knoten und einem zweiten Knoten angeordnet sein, wobei ein zweiter Widerstand
zwischen dem zweiten Knoten und einem ersten Bezugspotentialanschluss
angeordnet ist, um ein erstes Potential bereitzustellen. Ferner kann
die zweite Elektrode des kapazitiven Elements, der zweite Anschluss
des Transistors und ein Steueranschluss des Schalters mit einem
dritten Knoten gekoppelt sein und zwischen dem dritten Knoten und
einem zweiten Bezugspotentialanschluss kann ein dritter Widerstand
geschaltet sein, um ein zweites Potential bereitzustellen. Ferner
kann ein weiterer erster Anschluss des Schalters mit dem ersten Bezugspotentialanschluss
gekoppelt sein und ein weiterer zweiter Anschluss des Schalters
mit dem zweiten Bezugspotentialanschluss gekoppelt sein.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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2 ein
Blockschaltbild gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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3 ein
Flussdiagramm gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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4 ein
Schaltbild gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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5 ein
Schaltbild gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung; und
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6 ein
Schaltbild gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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1 zeigt
eine beispielhafte Ausführungsform
einer Steuerschaltung 100 zur Steuerung eines Schalters
eines DC-DC-Wandlers. Die Steuerschaltung 100 umfasst einen
Eingangsanschluss 110 zum Empfangen von Steuersignalen
IN von einer Signalquelle. Die Schaltsteuerschaltung 100 umfasst
einen quasistatischen Versorgungspfad 112, der an einem ersten
Ende mit dem Eingangsanschluss 110 gekoppelt bzw. verschaltet
ist, um Signale QS1 zu empfangen, die auf den Eingangssignalen IN
basieren. Der quasistatische Versorgungspfad 112 ist an
einem zweiten Ende mit einem Ausgangsanschluss 116 gekoppelt,
um dem Ausgangsanschluss 116 Signale QS2 zuzuführen, um einem
Schalter eines DC-DC-Wandlers quasistatische Versorgungssignale
zuzuführen.
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Die
Steuerschaltung 100 umfasst ferner einen dynamischen Versorgungspfad 114,
der an einem ersten Ende mit dem Eingangsanschluss 110 gekoppelt
ist, um Signale DYN1 zu empfangen, die auf den an den Anschlüssen 110 empfangenen
Signalen Eingangssignalen basieren und phasengleichen mit den Signalen
QS1 sind. Der dynamische Versorgungspfad 114 ist an einem
zweiten Ende mit dem Ausgangsanschluss 116 gekoppelt, um
dem Ausgangsanschluss 116 Signale DYN2 zuzuführen, um
einem Schalter eines DC-DC-Wandlers dynamische Versorgungssignale
zuzuführen.
Gemäß einer Ausführungsform
kann der dynamische Versorgungspfad 114 einen Kondensator
umfassen, um dem Schalter des DC-DC-Wandlers dynamische Versorgungssignale
zuzuführen.
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Die
dynamischen Versorgungssignale DYN2 werden durch den dynamischen
Versorgungspfad zum dynamischen Umschalten des Schalters des DC-DC-Wandlers
bereitgestellt. Somit werden die Signale DYN2 beim Anregen der Schaltsignale
an den Schalter des DC-DC-Wandlers sofort oder fast sofort bereitgestellt,
während
der quasistatische Versorgungspfad zusätzliche Zeit benötigt, um
einen Betrieb zum Bereitstellen des Ausgangssignals herzustellen.
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Der
quasistatische Versorgungspfad kann gemäß Ausführungsformen beim Anlegen der
Signale an den Anschluss 110 eine längere Übergangszeit erfordern, jedoch
ist die Treibkraft des quasistatischen Versorgungspfads ausreichend,
um den Schalter für
Zeitintervalle offen oder geschlossen zu halten, die zumindest länger sind,
als der dynamische Versorgungspfad 114 dem Schalter des DC-DC-Wandlers
Treibkraft zuführen
kann. Somit wird durch die quasistatischen Versorgungssignale der
Schalter angesteuert, um den Schaltzustand aufrechtzuerhalten, bis
das Eingangssignal einen nächsten Übergang
des Schaltzustands anzeigt. Gemäß Ausführungsformen
kann der Zeitraum der Eingangssignale IN zwischen einer ersten Schaltanzeige,
zum Beispiel einer Anzeige, den Schalter zu schließen, und
einer zweiten Schaltanzeige, zum Beispiel einer Anzeige, den Schalter
zu öffnen,
in einem Bereich von 100 ns bis 1 ms liegen. Bei den obigen Ausführungsformen
wird der Schalter durch den quasistatischen Versorgungspfad somit
zumindest solange wie die jeweils erforderlichen Zeiträume angesteuert,
die zum Beispiel zwischen 100 ns und 1 ms betragen können. Bei
anderen Ausführungsformen
können
die quasistatischen Versorgungssignale QS2 jedoch so bereitgestellt
werden, dass die Schaltzustände
für kürzere Zeiträume als
100 ns oder für längere Zeiträume als
1 ms aufrechterhalten werden. Gemäß Ausführungsformen kann das Umschalten durch Übergänge der
Eingangssignale IN angezeigt werden.
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Der
Eingangsanschluss 110 kann als ein einziger Pin implementiert
werden, wobei der einzige Pin die Signale empfängt, die das Einschalten oder Ausschalten
des Schalters des DC-DC-Wandlers anzeigen. Somit wird die Menge
der Pins der Steuerschaltung 100 reduziert, wodurch weniger
komplexe Schaltkreise möglich
werden und die Signale dem Eingangsanschluss 110 durch
einen einzigen Treiber zugeführt
werden können.
Gemäß Ausführungsformen
werden die Signale QS1 und DYN1 phasengleich basierend auf demselben
Eingangssignal für die
quasistatischen und dynamischen Versorgungspfade bereitgestellt.
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Der
quasistatische Versorgungspfad 112 kann mindestens eine
aktive Komponente umfassen, wie zum Beispiel mindestens einen Transistor,
um einem Schalter eines DC-DC-Wandlers quasistatische Schaltsignale
zuzuführen.
Gemäß Ausführungsformen
kann der quasistatische Versorgungspfad 112 nur einen einzigen
Transistor umfassen. Der Transistor kann ein Bipolartransistor sein,
d. h. ein npn-Transistor oder ein pnp-Transistor.
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Ferner
kann der Bipolartransistor gemäß Ausführungsformen
in einer Basisschaltungskonfiguration bereitgestellt werden, d.
h. die Basis des Bipolartransistors kann mit einem Anschluss gekoppelt werden,
der der Basis ein festes Potential zuführt.
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Gemäß Ausführungsformen
kann der dynamische Versorgungspfad 114 nur ein oder mehrere passive
Elemente umfassen, wie zum Beispiel einen Kondensator. Der dynamische
Versorgungspfad 114 kann es ermöglichen, die dynamischen Versorgungssignale
DYN2 ohne Zeitverzögerung
dem Ausgangsanschluss 116 zuzuführen, um den Schalter entweder
in einen geschlossenen oder in einen offenen Zustand zu überführen.
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Bei
Ausführungsformen
kann der dynamische Versorgungspfad 114 einen einzigen
Kondensator mit einer mit dem Eingangsanschluss verbundenen ersten
Elektrode und einer mit dem Ausgangsanschluss verbundenen zweiten
Elektrode umfassen. Zum Beispiel können gemäß Ausführungsformen die erste Elektrode
und der Eingangsanschluss mit einem ersten Knoten gekoppelt und
ein erster Widerstand zwischen dem ersten Knoten und einem zweiten
Knoten angeordnet werden, wobei der weitere Anschluss (Kollektor
oder Emitter) des Bipolartransistors mit dem zweiten Knoten gekoppelt
ist. Ferner kann zwischen dem zweiten Knoten und einem ersten Bezugspotentialanschluss
ein zweiter Widerstand angeordnet werden.
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Zusätzlich können andere
Halbleiterelemente oder passive Elemente in dem quasistatischen Versorgungspfad
angeordnet oder mit dem quasistatischen Versorgungspfad gekoppelt
werden. Zum Beispiel kann zwischen dem Eingangsanschluss 110 und
einem weiteren Anschluss eines Bipolartransistors, d. h. Emitter-
oder Kollektor anschluss des Bipolartransistors, ein Widerstand angeordnet
werden. Gemäß Ausführungsformen
kann der Widerstand zwischen einem ersten und zweiten Knoten angeordnet
werden, wobei der erste Knoten den Widerstand in dem quasistatischen
Versorgungspfad und die erste Elektrode des Kondensators in dem
dynamischen Versorgungspfad mit dem Eingangsanschluss 110 koppelt.
Gemäß dieser
Ausführungsform
wird der zweite Knoten über
einen zweiten Widerstand mit einem Anschluss (Emitter oder Konnektor)
des Dipolartransistors und mit einem zweitem Bezugspotential, zum
Beispiel Masse, gekoppelt.
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In 1 ist
zu sehen, dass der quasistatische und dynamische Versorgungspfad
in einer parallelen Konfiguration mit dem Eingangsanschluss 110 und
dem Ausgangsanschluss 116 direkt verbunden sind. Gemäß anderen
Ausführungsformen
kann die Kopplung des quasistatischen Versorgungspfads 112 und
des dynamischen Versorgungspfads 114 mit dem Eingangsanschluss
auf viele andere Weisen erfolgen, zum Beispiel über eines oder mehrere Netzwerke,
die den Eingangsanschluss 110 mit dem quasistatischen Versorgungspfad 112 und
dem dynamischen Versorgungspfad 114 koppeln, um die Signale QS1
und DYN1 den Pfaden 112 und 114 phasengleich zuzuführen. Gemäß Ausführungsformen
können
ferner ein oder mehrere Netzwerke angeordnet werden, um den Ausgangsanschluss 116 mit
dem quasistatischen Versorgungspfad 112 und dem dynamischen
Versorgungspfad 114 zu koppeln. Ferner versteht sich, dass
andere Komponenten wie etwa Filter, Schnittstellen usw. in der Steuerschaltung 100 angeordnet
sein können.
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2 zeigt
einen DC-DC-Wandler 200 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform.
Der DC-DC-Wandler 200 umfasst die oben mit Bezug auf 1 beschriebene
Steuerschaltung 100 zum Steuern eines in einer Wandlerschaltung
des DC-DC-Wandlers angeordneten Schalters 210 zum Regeln
des Stromflusses in dem DC-DC-Wandler. Zu diesem Zweck ist der Ausgangsanschluss 116 der Steuerschaltung 100 mit
einem Steueranschluss des Schalters 210 gekoppelt.
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In
der Wandlerschaltung ist ein erster Anschluss des Schalters 210 mit
einem Eingangsanschluss 212 des DC-DC-Wandlers gekoppelt, um eine erste
Gleichspannung zwischen dem Eingangsanschluss 212 und Masse
einzuspeisen. Über
einen mit Masse verbundenen Knotens 214 ist eine Induktivität 216 an
einem ersten Ende mit einer ersten Elektrode eines Kondensators 220 gekoppelt.
Die Induktivität 216 ist
an einem zweiten Ende über
einen Knoten 218 mit einem zweiten Anschluss des Schalters 210 gekoppelt.
Eine zweite Elektrode des Kondensators 220 ist über einen
Knoten 222 mit einer Anode einer Diode 224 gekoppelt.
Eine Kathode der Diode 224 ist mit dem Knoten 218 gekoppelt.
Ein Ausgangsanschluss 226 des DC-DC-Wandlers ist mit dem
Knoten 222 gekoppelt, um zwischen dem Ausgangsanschluss 226 und
Masse eine Ausgangsgleichspannung bereitzustellen.
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Obwohl
der oben beschriebene DC-DC-Wandler vom Buck-Boost-Typ ist, versteht sich, dass der
DC-DC-Wandler 200 auch ein beliebiger anderer DC-DC-Wandlertyp
sein kann, darunter, aber ohne Einschränkung, Buck-Wandler, Boost-Wandler,
Buck-Boost-Wandler, invertierende Wandler usw. Es versteht sich,
dass für
jede Art von DC-DC-Wandler viele Modifikationen und Schaltungsanordnungen
ermöglicht
sein können,
um die verschiedenen Arten oder Operationen von DC-DC-Wandlern zu
berücksichtigen.
Zum Beispiel kann in der Wandlerschaltung die Induktivität 216 durch
einen Transformator, der Kondensator 220 durch ein Kondensatornetzwerk
ersetzt werden usw. Ferner ist zu beachten, dass bei Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung der Schalter 210 andere Arten von
Transistoren umfassen kann, wie zum Beispiel einen Bipolartransistor,
einen feldgesteuerten Transistor, einen IGBT (Bipolartransistoren
mit isoliertem Gate), einen BJT oder Kombinationen davon.
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Mit
Bezug auf 3 wird nun ein beispielhafter
Betrieb der Steuerschaltung 100 beschrieben.
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Bezugnehmend
auf S10 wird an dem Eingangsanschluss 100 der Steuerschaltung 100 ein Eingangssignal
empfangen. Das Eingangssignal kann dem Eingangsanschluss durch einen
Treiber zugeführt
werden, der auf denselben Chip oder auf derselben Leiterplatte wie
die Steuerschaltung 100 oder außerhalb des Chips der Steuerschaltung
oder außerhalb
der Leiterplatte der Steuerschaltung angeordnet sein kann. Das Eingangssignal
kann eine beliebige Signalform aufweisen, darunter, aber ohne Einschränkung, eine
Rechtecksignalform, eine Sägezahnsignalform,
eine Sinussignalform usw. Der Treiber kann das Tastverhältnis der
dem Eingangsanschluss 110 zugeführten Signale variieren, um
den Ausgangspegel des DC-DC-Wandlers einzustellen.
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In
S20 wird ein erstes Signal DUN1, das auf dem Eingangssignal basiert,
dem dynamischen Versorgungspfad 114 zugeführt. Der
dynamische Versorgungspfad führt
dem Schalter des DC-DC-Wandlers ein dynamisches Steuersignal zu,
um die Regelung des Schalters zu steuern, zum Beispiel um den Schalter
zu öffnen
oder den Schalter zu schließen. Wie
bereits beschrieben wurde, können
die dynamischen Steuersignale durch passive Schaltungselemente erzeugt
werden, zum Beispiel durch Aufladen eines Kondensators basierend
auf dem empfangenen ersten Signal.
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Bezugnehmend
auf S30 wird ein zweites Signal, das auf dem Eingangssignal basiert,
dem quasistatischen Versorgungspfad zugeführt. Der quasistatische Versorgungspfad
erzeugt ein quasistatisches Steuersignal, das auf dem zweiten Signal
basiert, wobei das quasistatische Steuersignal dem Ausgangsanschluss
der Steuerschaltung zugeführt wird,
um es dem Schalter des DC-DC-Wandlers zu liefern. Wie bereits beschrieben
wurde, kann das quasistatische Steuersignal durch eines oder mehrere
aktive Elemente in dem quasistatischen Versorgungspfad, zum Beispiel
durch einen Bipolartransistor, erzeugt werden.
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Gemäß der oben
beschriebenen Ausführungsform
werden das dynamische Steuersignal und das quasistatische Steuersignal
basierend auf demselben Eingangssignals erzeugt, wobei das erste
und das zweite Signal von dem quasistatischen und dynamischen Versorgungspfad
gleichphasig empfangen werden.
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Obwohl 3 eine
beispielhafte Ausführungsform
des Betriebs beschreibt, versteht sich, dass gemäß anderen Ausführungsformen
das Steuern des Schalters auf vielerlei Weise modifiziert werden
kann. Zum Beispiel können
das dem dynamischen Versorgungspfad zugeführte erste Signal und das dem
quasistatischen Versorgungspfad zugeführte zweite Signal gemäß einer
Ausführungsform
dasselbe Signal sein. Bei anderen Ausführungsformen können das
erste und das zweite Signal verschieden sein. Zusätzlich kann
ein Netzwerk oder ein Spannungsteiler verwendet werden, um das erste
und das zweite Signal basierend auf dem Eingangssignal bereitzustellen.
Ferner kann das erste oder das zweite Signal vor der Zuführung zu
dem Versorgungspfad zum Beispiel durch Filter usw. verarbeitet werden.
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4 zeigt
gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung einen DC-DC-Wandler 400 der
invertierenden Art mit positiven Eingangsgleichspannungen. Gemäß dieser Ausführungsform
umfasst ein quasistatischer Versorgungspfad der Steuerschaltung
einen npn-Bipolartransistor 410a und einen Widerstand 412.
Der Widerstand 412 ist an einem ersten Ende über einen
Knoten 416 mit dem Eingangsanschluss 110 der Steuerschaltung
gekoppelt. An einem zweiten Ende ist der Widerstand 412 mit
einem Emitteranschluss des Transistors 410a gekoppelt.
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Der
dynamische Versorgungspfad umfasst einen Kondensator 414,
der mit einer ersten Elektrode mit dem Knoten 416 gekoppelt
ist. Eine zweite Elektrode des Kondensators 414 und der
Kollektor des Transistors 410a sind mit einem Knoten 418 gekoppelt,
der mit einem pnp-Bipolartransistor 410 gekoppelt
ist, der in der Wandlerschaltung des DC-DC-Wandlers als Schalter
wirkt. Der Kollektoranschluss des Transistors 410a ist über einen
Knoten 422 und einen Widerstand 424 mit dem Anschluss 212 gekoppelt,
der angeordnet ist, um die umzusetzende Eingangsgleichspannung wie
bereits mit Bezug auf 2 beschrieben zu empfangen.
Der Basisanschluss des Transistors 410a ist mit einem Anschluss 428 gekoppelt,
um der Basis des Transistors 410a ein festes Potential
zuzuführen.
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Der
DC-DC-Wandler 400 umfaßt
eine Wandlerschaltung mit einer Diode 224, einem Kondensator 220 und
einer Induktivität 216 wie
zuvor mit Bezug auf 2 beschrieben. Es wird auf die
obige ausführliche
Erläuterung
der Elemente der Wandlerschaltung verwiesen. Zusätzlich dazu umfasst die Wandlerschaltung
gemäß 4 einen
zwischen Masse und der Induktivität 216 angeordneten
Widerstand 430, um Messungen des durch die Induktivität 216 fließenden Stroms
zu erlauben, um Informationen bezüglich des durch die Induktivität 216 fließenden Stroms
bereitzustellen. Diese Informationen können zur Regelung des Stroms
verwendet werden, um eine Beschädigung
oder Verschlechterung der Induktivität 216 zu verhindern.
Zu diesem Zweck ist ein Messanschluss 432 mit einem Knoten
zwischen dem Widerstand 430 und der Induktivität 216 gekoppelt. Der
Messanschluss 432 kann zur Steuerung des Tastverhältnisses
der an dem Eingangsanschluss 110 empfangenen Signale mit
einer Steuereinheit gekoppelt werden.
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Bei
der Ausführungsform
gemäß 4 ist der
Bipolartransistor 410 in einer Basisschaltungsanordnung
angeordnet, d. h. di Spannung an der Basis wird durch Bereitstellen
eines konstanten oder festen Potentials an dem Anschluss 428 auf
einem konstanten Pegel gehalten. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
kann an dem Anschluss eine Spannung von 3,3 V bereitgestellt werden.
Bei anderen Ausführungsformen
können
jedoch auch andere konstante Potentiale an den Anschluss 428 angelegt werden.
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Im
Betrieb liefern der Kondensator 414 und der Transistor 410a die
dynamischen und quasistatischen Ausgangssignale basierend auf den
Eingangssignalen auf die nachfolgend beschriebene Weise.
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Wenn
das Eingangssignal von einem niedrigen Pegel, z. B. 0 V, zu einem
hohen Pegel, z. B. 3,3 V, wechselt, wird der Knoten 416 auf
das hohe Potential gesteuert. Das Eingangssignal wird ferner über den
Kondensator 414 des dynamischen Versorgungspfads dem Knoten 418 und
der Basis des Transistors 210a zugeführt, wodurch die Basis des
Transistors 210a auf ein hohes Potential gesteuert wird. Der
Transistor 210a beginnt basierend auf dem empfangenen Signal
mit dem Umschalten in einen ausgeschalteten Zustand, in dem fast
kein Emitter-Kollektor-Strom
durch den Schalttransistor 210a fließt.
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In
dem quasistatischen Pfad wird das Emitterpotential des Transistors 410a durch
das Eingangssignal erhöht,
was zu einem Ausschalten des Transistors 410a führt. Im
ausgeschalteten Zustand fällt
die Spannung zwischen den Anschlüssen 212 und 418 fast
völlig
zwischen Kollektor und Emitter des Transistors 410a ab,
wodurch die Basis des Transistors 210a auf etwa den Wert
des an den Anschluss 212 angelegten Potentials gesteuert
wird.
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Somit
wird der Transistor 210a durch den Widerstand 424 in
Kombination mit dem Transistor 410a im ausgeschalteten
Zustand gehalten.
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Wenn
das Eingangssignal von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel
wechselt, wird der Knoten 418 und die Basis des Transistors 210a durch den
Kondensator 414 auf einen niedrigen Pegel gesteuert. Mit
auf einen niedrigen Pegel gesteuerter Basis beginnt der Transistor 210a,
sich einzuschalten. Im quasistatischen Pfad wird der Emitter durch
das Eingangssignal auf ein niedriges Potential gesteuert, und der
Transistor 410a wird eingeschaltet. Die Basis des Transistors 210a wird
ferner durch den Transistor 410a auf ein niedriges Potential
gesteuert, wodurch der Transistor 210a in seinem eingeschalteten
Zustand gehalten wird.
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Es
ist zu beachten, dass in der oben beschriebenen Schaltung der Kondensator 414 ein
dynamisches Ein- und Ausschalten des Transistors 210a ermöglicht,
indem Schaltsignale sehr schnell an die Basis des Transistors 210a angelegt
werden, während
der Transistor 410a die Treibkraft liefert, um dem Transistor 210a dann
für ein
quasistatisches Zeitintervall im selben Zustand zu halten.
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Eine
weitere Ausführungsform
einer Steuerschaltung und eines DC-DC-Wandlers 500 wird
nun mit Bezug auf 5 beschrieben.
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Obwohl
der DC-DC-Wandler gemäß 4 von
einer invertierenden Art mit positiver Eingangsspannung ist, ist
der DC-DC-Wandler gemäß 5 von
invertierender Art mit negativer Eingangsspannung. Der in 5 gezeigte
DC-DC-Wandler 500 kann somit als Komplementärschaltung
des DC-DC-Wandlers gemäß 4 betrachtet
werden.
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Es
ist zu beachten, dass in der Steuerschaltung gemäß 5 ein pnp-Transistor 410b angeordnet
ist und den npn-Transistor 410a der Steuerschaltung gemäß 4 ersetzt.
Ferner ist in der Wandlerschaltung des DC-DC-Wandlers 500 die Diode 224b zwischen
der Induktivität 216 und
dem Kondensator 220 in der umgekehrten Richtung im Vergleich
zu der Diode 224 gemäß 4 angeordnet
und der pnp-Transistor 210a ist durch den npn-Transistor 210b ersetzt.
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Die
Steuerschaltung gemäß 5 arbeitet auf ähnliche
Weise wie oben mit Bezug auf 4 beschrieben,
aber mit umgekehrten Spannungen. Beim Übergang des Eingangssignals
zu einem niedrigen Pegel werden der Knoten 418 und die
Basis des Transistors 210b durch den Kondensator 414 auf
ein niedriges Potential gesteuert. Der Transistor 210b wird
ausgeschaltet und blockiert nun den Stromfluss von Masse zu dem
Gleichstromeingangsanschluss 212.
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In
dem quasistatischen Pfad wird der Transistor 410b durch
das an den Eingangsanschluss 110 angelegte Eingangssignale
mit niedrigem Pegel in einen ausgeschalteten Zustand gesteuert.
In ausgeschaltetem Zustand wird der Ausgangsknoten 418 durch
den Transistor 410b auf ungefähr das an den Anschluss 212 angelegte
Potential gesteuert, das den Bipolarschalttransistor 210b in
den ausgeschalteten Zustand steuert, bis das an den Eingangsanschluss 110 angelegte
Eingangssignal von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel wechselt.
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Beim
Wechsel zu dem hohen Pegel wird der Transistor 210b mittels
des durch den Kondensator dem Ausgangsknoten 418 der Steuerschaltung
zugeführte
Eingangssignal in einen eingeschalteten Zustand umgeschaltet. In
dem quasistatischen Pfad wird der Transistor 410b eingeschaltet
und liefert die Treibkraft an dem Ausgangsknoten 418 zum
Halten des Transistors 210b in dem eingeschalteten Zustand.
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Es
ist zu beachten, dass andere Ausführungsformen Modifikationen
des DC-DC-Wandlers 500 umfassen. Zum Beispiel kann gemäß einer
Ausführungsform
die Induktivität 216 durch
eine Diode ersetzt werden, während
die Diode 224b durch eine Induktivität ersetzt werden kann, um einen
nicht invertierenden Abwärtswandler
zu schaffen, der eine negative Eingangsgleichspannung in eine negative Ausgangsspannung
umsetzt.
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Unter
Bezugnahme auf 6 ist als weitere Ausführungsform
ein DC-DC-Wandler 600 gezeigt. Die Steuerschaltung des
DC-DC-Wandlers 600 ist der mit Bezug auf 4 beschriebenen
Steuerschaltung ähnlich.
Im Unterschied zu der Ausführungsform gemäß 4 ist
in dem DC-DC-Wandler 600 ein Widerstand 610 zwischen
Masse und einen Knoten 612 zwischen dem Transistor 410a und
dem Widerstand 412 geschaltet. Ferner ist in der Wandlerschaltung der
Bipolartransistor 210a durch einen MOS-Transistor 210c ersetzt.
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Der
Widerstand 610 verhindert ein vollständiges Ausschalten des Transistors 410a,
wenn das Eingangssignal einen hohen Pegel aufweist. Der Widerstand 610 und
der Widerstand 412 wirken als Spannungsteiler, der an den
Knoten 412 die Spannung zwischen dem Ausgangsanschluss 418 und Masse
teilt. Durch Zurechtschneiden des Werts der Widerstände 412 und 610 kann
somit das Potential an dem Knoten 612 so hergestellt werden,
dass es bei dem hohen Pegel des Eingangssignals einen vorbestimmten
Wert aufweist, der kleiner als das an den Anschluss 428 angelegte
Potential ist, wenn das an den Ausgangsanschluss 116 angelegte
Signal einen hohen Pegel aufweist. Zum Beispiel können gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
die Werte der Widerstände 610 und 412 so
entworfen werden, dass an dem Knoten 612 ein Potential
von 0,2 V weniger als das Potential an dem Anschluss 428 herrscht, wenn
das Signal an dem Ausgangsanschluss 116 einen hohen Pegel
aufweist. Es ist zu beachten, dass der obige Wert von 0,2 V nur
beispielhaft ist und gemäß anderen
Ausführungsformen
durch einen beliebigen anderen Wert ersetzt werden kann.
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Indem
ein völliges
Ausschalten des Transistors 410a verhindert wird, ermöglicht die
Steuerschaltung in der Ausführungsform
gemäß 6 ein sehr
dynamisches Umschalten, d. h. wenn das Eingangssignal an dem Anschluss 110 von
dem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel übergeht, erreicht der Transistor 410 seinen
Arbeitspunkt im Vergleich zu völlig
ausgeschalteten Transistoren in einem kürzeren Zeitintervall.
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Es
ist zu beachten, dass bei anderen Ausführungsformen die Verhinderung
eines völligen
Ausschaltens des Transistors 410a durch Implementierung
anderer Netzwerkelemente oder Kombinationen anderer Netzwerkelemente
erreicht werden kann, zum Beispiel durch eine Diode oder ein Kombination aus
einem Widerstand und einer Diode.
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Zusätzlich kann
der oben erläuterte
Widerstand 610 bei anderen Ausführungsformen so implementiert
werden, dass ein dynamischeres Umschalten der Transistoren der Steuerschaltung
ermöglicht wird.
Zum Beispiel können
die Widerstände 412 und 610 bei
den mit Bezug auf 4 und 5 beschriebenen
Ausführungsformen
angeordnet werden, um die oben beschriebene Funktionalität bereitzustellen.
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Im
Unterschied zu den Ausführungsformen gemäß 3 bis 5 wird
ferner der MOS-Transistor 210c in der Ausführungsform
gemäß 6 für das Schalten
des der Induktivität 216 in
der Wandlerschaltung zugeführten
Stroms angeordnet. Genauer gesagt, ist der MOS- Transistor 210c bei der in 6 gezeigten
Ausführungsform
ein Anreicherungstyp mit p-Kanal. In anderen Ausführungsformen
können
andere Transistoren bereitgestellt sein, wie zum Beispiel n-Kanal-MOS-Transistoren oder
MOS-Transistoren des Verarmungstyps.
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Durch
Bereitstellen des Widerstands 610 kann die Schwelle für den Schalt-MOS-Transistor 210c aus
dem ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand herabgesetzt
werden. Genauer gesagt, können
der Widerstand 610 und die Widerstände 412 und 424 so
entworfen werden, dass im ausgeschalteten Zustand die Gate-Source-Spannung
VGS_off des MOS-Transistors 210c gerade
eben unter der schnellen Spannung VTh liegt.
Die Schwellenspannung wird in der Regel durch die Entwurfs- und Prozessparameter
bestimmt und ist deshalb bekannt oder garantiert. Zum Beispiel kann
bei einer beispielhaften Implementierung die Gate-Source-Spannung
VGS_off mit 1 V bereitgestellt werden. Wenn
dann der Eingangsanschluss 110 das Signal empfängt, das
anzeigt, den Schalt-MOS-Transistor 210c einzuschalten,
wird der MOS-Transistor 210c im Vergleich zu einem Betrieb,
bei dem die Gate-Source-Spannung des MOS-Transistors 210c mit
weniger als 1 V, zum Beispiel 0 V bereitgestellt wird, schneller
eingeschaltet. Obwohl der relative Signalhub am Ausgang der Steuerschaltung,
d. h. an dem Knoten 418, bei den Ausführungsformen gemäß 4 und 6 gleich
ist, wird ferner die maximale Gate-Source-Spannung, die im eingeschalteten
Zustand des MOS-Transistors 210c angelegt wird, um VGS_off vergrößert, verglichen mit dem Fall,
bei dem die Steuerschaltung gemäß 4 zum
Umschalten des MOS-Transistors 210c verwendet
wird, wobei hier im ausgeschalteten Zustand dem MOS-Transistor 210c eine
Gate-Source-Spannung von 0 V zugeführt wird. Wenn zum Beispiel
der relative Signalhub am Ausgang der Steuerschaltung, d. h. der
Signalhub an dem Knoten 418, VS beträgt, ist
die Gate-Source-Spannung im Ein-Zustand VGS_on gleich VS + VGS_on. Wenn
man zum Beispiel VGS_on = 1 V und VS = 3,3 V annimmt, wird VGS_off durch
1 V + 3,3, V = 4,3 V bestimmt. Es ist zu beachten, dass gemäß anderen
Ausführungsformen
andere Werte für
VS + VGS_off bereitgestellt
werden können.
Die vergrößerte Gate-Source-Spannung im
eingeschalteten Zustand gemäß der Ausführungsform
von 6 führt
zu einer Abnahme des eingeschalteten Widerstands Ron des MOS-Transistors 210c,
wodurch der Stromverbrauch der Schaltung im eingeschalteten Zustand
verringert wird, während
die Verlustleistung aufgrund von Kapazitätseffekten fast gleich sind,
da der relative Hub identisch ist.
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Obwohl
die Implementierung eines MOS-Transistors mit Bezug auf 6 beschrieben wurde,
ist zu beachten, dass der MOS-Transistor 210c auch in anderen
Ausführungsformen
implementiert werden kann, einschließlich die mit Bezug auf 3 bis 5 beschriebenen
Ausführungsformen.
Ferner kann die in 6 beschriebene Steuerschaltung
auch in anderen Ausführungsformen
implementiert werden, darunter den in 3 bis 5 gezeigten
Ausführungsformen.
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Obwohl
die beschriebenen beispielhaften Ausführungsformen einen Schalter
und eine Induktivität
in der Wandlerschaltung umfassen, versteht sich, dass andere Ausführungsformen
zwei oder mehr Schalter und/oder zwei oder mehr Induktivitäten in den
Wandlerschaltungen umfassen können.