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Die
Erfindung bezieht sich auf ein Bauelement und auf ein Verfahren
zur Bereitstellung von Ausgabedaten.
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1 zeigt eine aus dem Stand
der Technik bekannte Datenausgabeschnittstelle 100 eines
Halbleiterspeicherbauelements und eine aus dem Stand der Technik
bekannte Dateneingabeschnittstelle 200 einer Speichersteuerung.
Wie dargestellt ist, umfasst die Datenausgabeschnittstelle 100 einen
Datenausgabeteil 10, der Daten empfängt, die von einem Speicherzellenfeld
(nicht dargestellt) des Speicherbauelements ausgegeben werden, und
k Bits von parallelen Daten an jeden einer Mehrzahl von Parallel-Seriell-Konvertern
(PSCs) 12-1 bis 12-n verteilt. Jeder PSC 12 konvertiert
die empfangenen parallelen Daten in serielle Differenzdaten do1,
do1B bis don, donB.
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Ein
Taktgenerator 14 erzeugt k Taktsignale P1 bis Pk, um die
k Datenbits für
jeden PSC 12 zu takten. Die Taktsignale P1 bis Pk weisen
voneinander verschiedene Phasen auf und können mit einem extern emp fangenen
Taktsignal synchronisiert sein, das von der Speichersteuerung 200 übertragen
wird. Die PSCs 12 führen
die Parallel-Seriell-Konvertierung basierend
auf den empfangenen Taktsignalen aus.
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Die
Datenausgabeschnittstelle 100 umfasst eine Mehrzahl von
Ausgabetreibern 16-1 bis 16-n. Jeder Ausgabetreiber
(OD) 16 korrespondiert mit einem der PSCs 12.
Insbesondere empfängt
jeder OD 16 die seriellen Differenzdaten und erzeugt assoziierte
Differenzausgabesignale DO1, DO1B bis DOn, DOnB. Die Differenzausgabesignale
werden über
ein Übertragungsmedium,
wie einen Bus, zur Dateneingabeschnittstelle 200 gesendet.
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Eine
Steuerschaltung 18 gibt ein Steuersignal CON an die ODs 16 aus,
das Bits c1 bis cm aufweist. Die Treiberfähigkeit eines jeden ODs 16 wird
in Reaktion auf das Steuersignal CON aufgebaut. Die Steuerschaltung 18 umfasst
eine Schmelzsicherungsstruktur, um jedes Bit c1 bis cm des Steuersignals
CON zu setzen. Durch Auftrennen der entsprechenden Schmelzsicherungen
in der Sicherungsstruktur der Steuerschaltung 18 wird der
feste Wert eines jeden Bits c1 bis cm gesetzt. Dabei ist klar, dass
die Hubweite der Ausgabesignale DO1 bis DOn und ihrer entsprechenden
Inversen DO1B bis DOnB auch festgelegt ist, da das Steuersignal
CON festgelegt ist. Anders ausgedrückt, die Treiberfähigkeit
der ODs 16 ist festgelegt. Durch Setzen entsprechender Bits
in der Registerstruktur der Steuerschaltung 18 kann der
Wert für
jedes Bit c1 bis cm gesetzt werden. Dabei ist klar, dass die Hubweite
der Ausgabesignale DO1 bis DOn und ihrer entsprechenden Inversen DO1B
bis DOnB unabhängig
von Kanaleigenschaften ebenfalls gesetzt ist, da das Steuersignal
CON unabhängig
von den Eigenschaften des Kanals 300 gesetzt ist. Anders
ausgedrückt,
die Treiberfähigkeit der
ODs 16 weist keinen Zusammenhang mit den Eigenschaften
des Kanals 300 auf.
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Um
einen stabilen Betrieb des Speichersystems mit der Datenausgabeschnittstelle 100 zu
gewährleisten,
ist der feste Wert des Steuersignals CON und dadurch die feste Treiberfähigkeit
der ODs 16 relativ hoch gesetzt. Dies hilft ebenfalls,
einen Betrieb mit hoher Geschwindigkeit sicherzustellen, ist aber,
wie sich versteht, nachteilig für
eine Reduzierung des Energieverbrauchs.
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Wie
weiter in 1 dargestellt
ist, umfasst die Dateneingabeschnittstelle 200 Eingabetreiber (ID) 34-1 bis 34-n,
die jeweils mit einem entsprechenden der ODs 16 korrespondieren.
Die IDs 34 konvertieren die entsprechenden empfangenen
differentiellen Ausgabedaten in differentielle Eingabedaten di1, di1B
bis din, dinB. Eine Mehrzahl von Seriell-Parallel-Konvertern (SPCs) 32-1 bis 32-n,
wandeln jeweils die Differenzeingabedaten eines entsprechenden ID 34 in
k Bits von parallelen Daten din1 bis dinn. Ein Dateneingabeteil 30 empfängt die
parallelen Daten von den SPCs 32 und gibt einen Eingabedatenstrom aus.
Wie die Datenausgabeschnittstelle 100 umfasst die Dateneingabeschnittstelle 200 einen
Taktgenerator 36. Der Taktgenerator 36 erzeugt
k Taktsignale. Die Taktsignale weisen voneinander verschiedene Phasen
auf und können
mit einem internen Taktsignal der Speichersteuerung 200 synchronisiert
werden. Die SPCs 32 führen
den Seriell-Parallel-Konvertierungsvorgang basierend auf den empfangenen Taktsignalen
aus.
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Als
technisches Problem liegt der Erfindung die Bereitstellung eines
Bauelements und eines Verfahrens zur Bereitstellung von Ausgabedaten
zugrunde, die in der Lage sind, die Unzulänglichkeiten des Standes der
Technik zu reduzieren oder zu vermeiden, und insbesondere ein verbessertes
Energieverbrauchsmanagement ermöglichen.
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Die
Erfindung löst
dieses Problem durch die Bereitstellung eines Bauelements mit den
Merkmalen des Patentanspruchs 1 oder 38 und eines Verfahrens mit
den Merkmalen des Patentanspruchs 43. Das Bauele ment und das Verfahren
der Erfindung ermöglichen
eine adaptive Leistungssteuerung bei der Bereitstellung der Ausgabedaten.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Vorteilhafte,
nachfolgend beschriebene Ausführungsformen
der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte,
herkömmliche
Ausführungsbeispiel
sind in den Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm einer aus dem Stand der Technik bekannten Datenausgabeschnittstelle
eines Halbleiterspeicherbauelements und einer aus dem Stand der
Technik bekannten Dateneingabeschnittstelle einer Speichersteuerung,
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2 ein
Blockdiagramm einer Datenausgabeschnittstelle und einer assoziierten
Dateneingabeschnittstelle gemäß der Erfindung,
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3A bis 3C Schaltbilder
von Ausführungsformen
eines Ausgabetreibers aus 2 gemäß der Erfindung,
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4A bis 4C Schaltbilder
von Ausführungsformen
eines Eingabetreibers aus 2 gemäß der Erfindung,
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5 ein
Blockdiagramm einer Ausführungsform
eines Freigabesignal- und
Taktsignalgenerators aus 2 gemäß der Erfindung,
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6 ein
Blockdiagramm einer Ausführungsform
eines Treibersteuersignalgenerators (DSCG) aus 2 gemäß der Erfindung,
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7A Signalverläufe, die
während
des Betriebs durch eine im DCSG gemäß 6 angeordnete
Steuerschaltung erzeugt werden,
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7B eine
Tabelle mit ersten und zweiten Registereingaben REG1 und REG2 sowie
einer Registereingabe, die durch eine Auswahlschaltung für einen
beispielhaften Betrieb der Steuerschaltung gemäß 7A ausgewählt ist,
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8 ein
Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform
des DSCGs aus 2 gemäß der Erfindung,
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9A Signalverläufe, die
während
eines Beispielbetriebs durch eine im DCSG gemäß 8 angeordnete
Steuerschaltung erzeugt werden,
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9B eine
Tabelle mit ersten und zweiten Registereingaben REG1' und REG2', sowie einer Registereingabe,
die durch eine Auswahlschaltung 54 für einen beispielhaften Betrieb
der Steuerschaltung 25 gemäß 9A ausgewählt ist,
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10 ein
Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform des DSCGs aus 2 gemäß der Erfindung,
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11 ein
Blockdiagramm einer Datenausgabeschnittstelle und einer assoziierten
Dateneingabeschnittstelle gemäß einer
anderen Ausführungsform
der Erfindung,
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12A und 12B Schaltbilder
von Ausführungsformen
eines Spannungsgenerators aus 11 gemäß der Erfindung
und
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13 ein
Blockdiagramm einer Datenausgabeschnittstelle und einer assoziierten
Dateneingabeschnittstelle gemäß einer
anderen Ausführungsform
der Erfindung.
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Die
Erfindung bezieht sich insbesondere auf eine Datenausgabeschnittstelle
und eine assoziierte Dateneingabeschnittstelle, wie einer Datenausgabeschnittstelle
für ein
Speicherbauelement und eine Dateneingabeschnittstelle für eine Speichersteuerung.
Selbstverständlich
sind die Datenausgabeschnittstelle und die Dateneingabeschnittstelle
der Erfindung jedoch nicht auf diese Anwendungen begrenzt.
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2 zeigt
eine Datenausgabeschnittstelle 100' und eine assoziierte Dateneingabeschnittstelle 200' gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Wie dargestellt ist, umfasst die Datenausgabeschnittstelle 100' einen Datenausgabeteil 10,
der Daten empfängt,
die von einem Speicherzellenfeld (nicht dargestellt) des Speicherbauelements
ausgegeben werden, und k Bits von parallelen Daten an jeden einer
Mehrzahl von Parallel-Seriell-Konvertern (PSCs) 12-1' bis 12-n' und an jeden
einer Mehrzahl von Fehlerdetektorcodegeneratoren (EDCGs) 20-1 bis 20-n verteilt.
Jeder EDCG 20 ist mit einem der PSCs 12' assoziiert
und erzeugt einen Fehlercode mit s Bits für die k Bits, die von dem assoziierten
PSC 12' empfangen
werden. Jeder PSC 12' konvertiert die
empfangenen parallelen Daten und die assoziierten Codebits in serielle
Differenzdaten do1',
do1B' bis don', donB'.
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Ein
Taktgenerator 14' erzeugt
k+s Taktsignale P1' bis
P(k+s)', um die
k+s Datenbits für
jeden PSC 12' zu
takten. Die Taktsignale P1' bis
P(k+s)' weisen verschiedene
Phasen zueinander auf und können
mit einem von extern empfangenen Taktsignal synchronisiert werden,
das von einer Speichersteuereinheit 200 übertragen
wird. Die PSCs 12' führen die
Parallel-Seriell-Konvertierung basierend auf den empfangenen Taktsignalen
aus.
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Die
Datenausgabeschnittstelle 100' umfasst eine Mehrzahl von Ausgabetreibern 16-1 bis 16-n. Jeder
Ausgabetreiber (OD) 16 korrespondiert mit einem der PSCs 12'. Insbesondere
empfängt
jeder OD 16 die seriellen Differenzdaten und erzeugt assoziierte
Differenzausgabesignale DO1',
DO1B' bis DOn', DOnB'. Die Differenzausgabesignale
werden über ein Übertragungsmedium,
wie einen Bus, zur Dateneingabeschnittstelle 200' gesendet.
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Eine
Steuerschaltung 25 gibt ein Steuersignal CON an die ODs 16 aus,
das Bits c1 bis cm aufweist. Die Treiberfähigkeit eines jeden ODs 16 wird
in Reaktion auf das Steuersignal CON aufgebaut. 3A zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines ODs 16 gemäß der Erfindung.
Wie dargestellt ist, ist ein Widerstand R1 in Reihe zu einem NMOS-Transistor
N1 zwischen einer Spannungsversorgungsleitung und einem gemeinsamen
Knoten ND eingeschleift. Ein Gate des NMOS-Transistors N1 empfängt die
seriellen Differenzdaten do, und eine Drain des NMOS-Transistors
N1 wirkt als Ausgang für
das inverse Differenzsignal DOB. Ein Widerstand R2 ist in Reihe
zu einem NMOS-Transistor N2 zwischen der Spannungsversorgungsleitung
und dem gemeinsamen Knoten ND eingeschleift. Ein Gate des NMOS-Transistors
N2 empfängt
die inversen seriellen Differenzdaten doB, und eine Drain des NMOS-Transistors
N2 wirkt als Ausgang für
das Differenzausgabesignal DO.
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Insgesamt
sind m NMOS-Transistoren N3-1 bis N3-m parallel zwischen dem gemeinsamen
Knoten ND und Masse eingeschleift. Jeder NMOS-Transistor N3-1 bis N3-m empfängt ein
entsprechendes der Bits c1 bis cm, die das Steuersignal CON bilden. Wenn
das Steuerbit c einen hohen logischen Wert oder einen Wert „1" aufweist, wird der
entsprechende NMOS-Transistor N3 leitend geschaltet. Im Gegensatz
wird, wenn das Steuerbit c einen niedrigen logischen Wert oder einen
Wert „0" aufweist, der entsprechende
NMOS-Transistor N3 sperrend geschaltet. Entsprechend steuert das
Steuersignal CON, welcher der NMOS-Transistoren N3 leitend geschaltet ist.
Auf diese Weise steuert das Steuersignal CON die Treiberfähigkeit
des OD 16. Je mehr NMOS- Transistoren
N3 leitend geschaltet sind, desto größer ist die Treiberfähigkeit
des OD 16. Die NMOS-Transistoren N3 können selbstverständlich verschiedene
Größen und
dadurch verschiedene Treiberfähigkeiten aufweisen.
Diese Anordnung erlaubt eine größere Steuerung
der Treiberfähigkeit
des OD 16.
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Während des
Betriebs weist, wenn do' größer als
doB' ist, DO' eine größere Spannung
als DOB' auf und
umgekehrt.
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3B zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel
der ODs 16 gemäß der Erfindung.
Wie dargestellt ist, ist ein Widerstand R1' in Reihe zu einem NMOS-Transistor N1' zwischen einem gemeinsamen Knoten
ND' und Masse eingeschleift.
Ein Gate des NMOS-Transistors N1' empfängt die
seriellen Differenzdaten do, und ein Drain des NMOS-Transistors N1' wirkt als Ausgang
für das
inverse Differenzdatensignal DOB'.
Ein Widerstand R2' ist
in Reihe zu einem NMOS-Transistor N2' zwischen dem gemeinsamen Knoten und
Masse eingeschleift. Ein Gate des NMOS-Transistors N2' empfängt die inversen seriellen
Differenzdaten doB',
und eine Drain des NMOS-Transistors N2' wirkt als Ausgang für das Differenzausgabesignal
DO'.
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Insgesamt
sind m PMOS-Transistoren P1-1 bis P1-m parallel zwischen einer Spannungsversorgungsleitung
und dem gemeinsamen Knoten ND' eingeschleift.
Jeder PMOS-Transistor P1-1 bis P1-m empfängt ein entsprechendes der
Bits c1 bis cm, die das Steuersignal CON bilden. Wenn das Steuerbit
c einen hohen logischen Wert oder einen Wert „1" aufweist, wird der entsprechende PMOS-Transistor
P1 sperrend geschaltet. Wenn das Steuerbit c einen niedrigen logischen
Wert oder einen Wert „0" aufweist, wird der
entsprechende PMOS-Transistor P1 leitend geschaltet. Entsprechend
steuert das Steuersignal CON, welcher der PMOS-Transistoren P1 leitend
geschaltet ist. Auf diese Weise steuert das Steuersignal CON die
Treiberfähigkeit
des OD 16. Je mehr PMOS- Transistoren
P1 leitend geschaltet sind, desto größer ist die Treiberfähigkeit
des OD 16. Die PMOS-Transistoren P1 können selbstverständlich verschiedene
Größen und
dadurch verschiedene Treiberfähigkeiten
aufweisen. Diese Anordnung erlaubt eine größere Steuerung der Treiberfähigkeit des
OD 16.
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Während des
Betriebs weist, wenn do' größer als
doB' ist, DO' eine größere Spannung
als DOB' auf und
umgekehrt.
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3C zeigt
ein anderes Ausführungsbeispiel
der ODs 16 gemäß der Erfindung.
Wie dargestellt ist, ist ein Widerstand R1'' in
Reihe zu einem PMOS-Transistor P2 zwischen einem gemeinsamen Knoten
ND'' und Masse eingeschleift.
Ein Gate des PMOS-Transistors P2 empfängt die seriellen Differenzdaten
do, und eine Drain des PMOS-Transistors P2 wirkt als Ausgang für das inverse
Differenzdatensignal DOB'.
Ein Widerstand R2'' ist in Reihe zu
einem PMOS-Transistor P3 zwischen dem gemeinsamen Knoten ND'' und Masse eingeschleift. Ein Gate des
PMOS-Transistors P3 empfängt
die inversen seriellen Differenzdaten doB', und eine Drain des PMOS-Transistors
P3 wirkt als Ausgang für
das Differenzausgabesignal DO'.
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Insgesamt
sind m PMOS-Transistoren P1-1 bis P1-m parallel zwischen einer Spannungsversorgungsleitung
und dem gemeinsamen Knoten ND'' eingeschleift. Jeder
PMOS-Transistor P1-1 bis P1-m empfängt ein entsprechendes der
Bits c1 bis cm, die das Steuersignal CON bilden. Wenn das Steuerbit
c einen hohen logischen Wert oder einen Wert „1" aufweist, wird der entsprechende PMOS-Transistor
P1 sperrend geschaltet. Wenn das Steuerbit c einen niedrigen logischen
Wert oder einen Wert „0" aufweist, wird der
entsprechende PMOS-Transistor P1 leitend geschaltet. Entsprechend
steuert das Steuersignal CON, welcher der PMOS-Transistoren P1 leitend
geschaltet ist. Auf diese Weise steuert das Steuersignal CON die
Treiberfähigkeit
des OD 16. Je mehr PMOS-Transistoren P1 leitend geschaltet
sind, desto größer ist
die Treiberfähigkeit
des OD 16. Die PMOS-Transistoren P1 können selbstverständlich verschiedene
Größen und
dadurch verschiedene Treiberfähigkeiten
aufweisen. Diese Anordnung erlaubt eine größere Steuerung der Treiberfähigkeit des
OD 16.
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Während des
Betriebs weist, wenn do' größer als
doB' ist, DO' eine größere Spannung
als DOB' auf und
umgekehrt.
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Zurückkehrend
zu 2 und zur Steuerschaltung 25, wie dargestellt,
erzeugt letztere das Steuersignal CON basierend auf Signalen, die
von der Dateneingabeschnittstelle 200' empfangen werden. Entsprechend
wird vor der detaillierten Beschreibung der Steuerschaltung 25 zuerst
die Dateneingabeschnittstelle 200' beschrieben.
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Die
Dateneingabeschnittstelle 200' umfasst Eingabetreiber (ID) 34-1
bis 34-n, die jeweils mit einem entsprechenden der ODs 16 korrespondieren. Die
IDs 34 konvertieren die entsprechenden empfangenen Differenzausgabedaten
in Differenzeingabedaten di1',
di1B' bis din', dinB'. 4A zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines IDs 34 gemäß der Erfindung. Wie
dargestellt ist, sind ein Widerstand R11 und ein NMOS-Transistor N11 in
Reihe zwischen einer Spannungsversorgungsleitung und einem gemeinsamen Knoten
ND2 eingeschleift. Ein Gate des NMOS-Transistors N11 empfängt das
Ausgabedatensignal DO' von
der Datenausgabeschnittstelle 100'. Eine Drain des NMOS-Transistors
N11 wirkt als Ausgang für
die seriellen Eingabedaten di. Ein Widerstand R21 und ein NMOS-Transistor
N21 sind in Reihe zwischen der Spannungsversorgungsleitung und dem
gemeinsamen Knoten ND2 eingeschleift. Ein Gate des NMOS-Transistors
N21 empfängt
das inverse Datenausgabesignal DOB'. Eine Drain des NMOS-Transistors N21
wirkt als Ausgang für
die inversen seriellen Eingabedaten diB'. Eine Konstantstromquelle 13 ist zwischen
dem gemeinsamen Knoten ND2 und Masse ein geschleift. Während des
Betriebs weist, wenn DO' größer als
DOB' ist, di' eine größere Spannung als
diB' auf und umgekehrt.
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4B zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel
eines IDs 34 gemäß der Erfindung.
Wie dargestellt ist, sind ein Widerstand R11' und ein NMOS-Transistor N11' in Reihe zwischen einem gemeinsamen
Knoten ND2' und
Masse eingeschleift. Ein Gate des NMOS-Transistors N11' empfängt das Ausgabedatensignal
DO' von der Datenausgabeschnittstelle 100'. Eine Drain
des NMOS-Transistors N11' wirkt
als Ausgang für
die inversen seriellen Eingabedaten diB'. Ein Widerstand R21' und ein NMOS-Transistor N21' sind in Reihe zwischen
dem gemeinsamen Knoten ND2' und
Masse eingeschleift. Ein Gate des NMOS-Transistors N21' empfängt das inverse
Ausgabedatensignal DOB'.
Eine Drain des NMOS-Transistors N21' wirkt als Ausgang für die seriellen Eingabedaten
di'. Eine Konstantstromquelle 14 ist
zwischen dem gemeinsamen Knoten ND2' und einer Spannungsversorgungsleitung
eingeschleift. Während
des Betriebs weist, wenn DO' größer als DOB' ist, di' eine größere Spannung
als diB' auf und umgekehrt.
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4C zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel
eines IDs 34 gemäß der Erfindung.
Wie dargestellt ist, sind ein Widerstand R11'' und
ein PMOS-Transistor
P2' in Reihe zwischen
einem gemeinsamen Knoten ND2'' und Masse eingeschleift. Ein
Gate des PMOS-Transistors P2' empfängt das Ausgabedatensignal
DO' von der Datenausgabeschnittstelle 100'. Eine Drain
des PMOS-Transistors P2' wirkt
als Ausgang für
die inversen seriellen Eingabedaten diB'. Ein Widerstand R21'' und
ein PMOS-Transistor
P3' sind in Reihe
zwischen dem gemeinsamen Knoten ND2'' und
Masse eingeschleift. Ein Gate des PMOS-Transistors P3' empfängt das
inverse Ausgabedatensignal DOB'.
Eine Drain des PMOS-Transistors
P3' wirkt als Ausgang für die seriellen
Eingabedaten di'.
Eine Konstantstromquelle 14 ist zwischen dem gemeinsamen
Knoten ND2'' und einer Spannungsversorgungsleitung eingeschleift.
Während
des Be triebs weist, wenn DO' größer als
DOB' ist, di' eine größere Spannung
als diB' auf und
umgekehrt.
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Zurückkehrend
zu 2 und zur Dateneingabeschnittstelle 200' konvertiert
eine Mehrzahl von Seriell-Parallel-Konvertern (SPCs) 32-1' bis 32-n' jeweils die
differentiellen Eingabedaten eines entsprechenden IDs 34 in
k Bits von parallelen Daten din1 bis dinn und getrennt in k+s Bits
von parallelen Daten. Ein Dateneingabeteil 30 empfängt die
k Bits paralleler Daten von den SPCs 32 und gibt einen
Eingabedatenstrom aus.
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Eine
Mehrzahl von Fehlerdetektoren (ED) 38-1 bis 38-n,
die mit je einem der SPCs 32 assoziiert sind, empfängt die
k+s Bits, die von dem entsprechenden SPC 32 ausgegeben
werden. Die Mehrzahl von EDs 38-1 bis 38-n erzeugt
entsprechende individuelle Fehlersignale E1 bis En. Jedes individuelle Fehlersignal
E1 bis En zeigt an, ob die k Bits von parallelen Daten fehlerhaft
empfangen wurden oder nicht. Ein Fehlersignalgenerator 40 empfängt die
individuellen Fehlersignale E1 bis En und erzeugt ein kollektives
Fehlersignal ER. Der Fehlersignalgenerator 40 kann beispielsweise
eine logische ODER-Verknüpfung
mit den individuellen Fehlersignalen E1 bis En ausführen, um
das kollektive Fehlersignal ER zu erzeugen.
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Das
Fehlersignal ER wird an einen OD 42 anlegt, der die gleiche
Struktur wie die ODs 16 aufweisen kann. Hierbei wird der
inverse Eingang des OD 42 mit einer festen Referenzspannung
versorgt. Der OD 42 erzeugt ein Fehlerausgabesignal ED
und ein inverses Fehlerausgabesignal EDB, die zur Datenausgabeschnittstelle 100' gesendet werden.
Diese Signale können
beispielsweise über
ein geeignetes Medium, wie über
einen Bus, gesendet werden.
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Wie
die Datenausgabeschnittstelle 100' umfasst die Dateneingabeschnittstelle 200' einen Taktgenerator 36'. Der Taktgenerator 36' erzeugt k+s Taktsignale.
Die Taktsignale weisen voneinander verschiedene Phasen auf und können mit
einem internen Taktsignal des Bauelements synchronisiert werden,
das die Dateneingabeschnittstelle 200' umfasst. Die SPCs 32' führen den
Seriell-Parallel-Konvertierungsvorgang basierend auf den empfangenen
Taktsignalen aus.
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Wieder
zurückkehrend
zu 2 wird nun die Steuerschaltung 25 und
ihre Funktionsweise detaillierter beschrieben. Wie dargestellt ist,
umfasst die Steuerschaltung 25 einen ID 22, der
die gleiche Struktur wie die IDs 34 aufweisen kann. Der
ID 22 empfängt
das Fehlerausgabesignal ED und das inverse Fehlerausgabesignal EDB
und erzeugt ein Fehlersignal er und ein inverses Fehlersignal erB.
Ein Freigabe- und Taktsignalgenerator (ENCC) 24 erzeugt
periodisch ein Freigabesignal EN und ein Taktsignal CCLK und beendet
die Erzeugung des Freigabesignals EN und des Taktsignals CCLK basierend auf
dem Fehlersignal er und dem inversen Fehlersignal erB. Ein Treibersteuersignalgenerator
(DSCG) 26 empfängt
das Freigabesignal EN und das Taktsignal CCLK und erzeugt basierend
darauf das Steuersignal CON.
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5 zeigt
den ENCC 24 detaillierter. Wie dargestellt ist, umfasst
der ENCC 24 einen Freigabesignalgenerator 24-1,
der periodisch das Freigabesignal EN erzeugt. Der Freigabesignalgenerator 24-1 beendet
die Erzeugung des Freigabesignals EN basierend auf dem Fehlersignal
er und dem inversen Fehlersignal erB. Ein Taktsignalgenerator 24-2 erzeugt
das Taktsignal CCLK in Reaktion auf das Freigabesignal EN. Die Funktionsweise
des ENCC 24 wird nach der folgenden detaillierten Beschreibung des
DCSGs 26 unter Bezugnahme auf die in 7A dargestellten
Signalformen detaillierter beschrieben.
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6 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
des DSCG 26 gemäß der Erfindung.
Wie dargestellt ist, umfasst der DCSG 26 ein erstes Speicherbauelement 50 und
ein zweites Speicherbauelement 52, die mit einem Selektor 54 verbunden
sind. In diesem Ausführungsbeispiel
sind das erste und zweite Speicherbauelement 50 und 52 beispielsweise
Register. Das erste und zweite Speicherbauelement 50 und 52 sind
jedoch nicht auf die Ausführung
als Register beschränkt.
Wie dargestellt ist, umfasst das Register 50 m D-Flip-Flops
DF10 bis DF1m, die als Kaskade verbunden sind, wobei ein Eingang
des ersten D-Flip-Flops DF10 mit Masse verbunden ist. Jedes D-Flip-Flop
DF1 empfängt
das Taktsignal CCLK an seinem Takteingang und empfängt an seinem Setzeingang
das Freigabesignal EN. Entsprechend werden, wenn das Freigabesignal
EN einen niedrigen logischen Wert bzw. „0" aufweist, was eine Nichtfreigabe anzeigt,
die D-Flip-Flops DF1 des Registers 50 gesetzt und jedes
speichert einen hohen logischen Wert bzw. „1". Selbstverständlich sind die D-Flip-Flops DF1 nicht länger kontinuierlich
gesetzt, wenn das Freigabesignal EN den hohen logischen Wert bzw. „1" aufweist. Entsprechend
bewirkt das Takten der D-Flip-Flops DF1, dass ein niedriger logischer
Wert bzw. „0" durch die D-Flip-Flops
DF1 kaskadiert. Die Ausgaben des ersten bis m-ten D-Flip-Flops DF10
bis DF1(m-1) werden als erste Registereingabe REG1 an den Selektor 54 angelegt. Die
Ausgabe eines jeden der ersten bis m-ten D-Flip-Flops DF10 bis DF1(m-1)
korrespondiert mit einem entsprechenden Bit c des Steuersignals
CON (c1 bis cm).
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Das
zweite Register 52 umfasst m D-Flip-Flops DF21 bis DF2m,
die als Kaskade verbunden sind. Die Eingänge der D-Flip-Flops DF21 bis DF2m
sind jeweils mit den Ausgängen
des zweiten bis (m+1)-ten D-Flip-Flops
DF11 bis DF1 m verbunden. Die Takteingänge der D-Flip-Flops DF2 empfangen
ebenfalls das Taktsignal CCLK, und die Ausgaben der zweiten D-Flip-Flops
DF2 werden als zweite Registereingabe REG2 an den Selektor 54 angelegt. Die
D-Flip-Flops DF2 korrespondieren jeweils mit einem der Bits c1 bis
cm des Steuersignals CON. Des Weiteren speichern die D-Flip-Flops
DF2 in Reaktion auf das Taktsignal CCLK offensichtlich die vorherige Version
der ersten Registereingabe REG1. Anders ausgedrückt, die zweite Registereingabe
REG2 entspricht der ersten Registereingabe REG1 des vorherigen Impulses
des Taktsignals CCLK.
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Der
Selektor 54 gibt selektiv die erste Registereingabe REG1
oder die zweite Registereingabe REG2 als Steuersignal CON aus. Insbesondere
gibt der Selektor 54, wie nachfolgend unter Bezugnahme auf 7A und 7B detaillierter
beschrieben wird, die erste Registereingabe REG1 aus, wenn das Freigabesignal
EN freigegeben ist (in diesem Beispiel auf hohem logischem Pegel),
und gibt die zweite Registereingabe REG2 aus, wenn das Freigabesignal
EN nicht freigegeben ist (in diesem Beispiel auf niedrigem logischem
Pegel).
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Als
nächstes
wird die Funktionsweise der Steuerschaltung 25 unter Bezugnahme
auf die 7A und 7B im
Detail beschrieben. 7A zeigt Signalverläufe, die
während
des Betriebs durch die Steuerschaltung 25 erzeugt werden. 7B zeigt
die erste und zweite Registereingabe REG1 und REG2 sowie die Registereingabe,
die durch den Selektor 54 für diesen beispielhaften Betrieb
der Steuerschaltung 25 ausgewählt ist.
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Bezugnehmend
auf 7A zeigt diese ein Beispiel einer periodischen
Freigabe des Freigabesignals EN durch den Freigabesignalgenerator 24-1. Die
Periode, mit der der Freigabesignalgenerator 24-1 das Freigabesignal
EN freigibt, kann eine Angelegenheit der Entwurfsauswahl sein. In
Reaktion auf einen Wechsel des Freigabesignals EN auf hohen logischen
Pegel oder „1" (was in dieser Ausführungsform
z.B. einer Freigabe entspricht) beginnt der Taktsignalgenerator 24-2 mit
der Erzeugung des Taktsignals CCLK. In Reaktion auf den Wechsel
des Freigabesignals EN auf den hohen logischen Pegel sind die D-Flip-Flops
DF1 des ersten Registers 50 nicht mehr länger kontinuierlich
auf den Wert „1" gesetzt, aber die
erste Registereingabe REG1 weist sämtlich „1" auf, da das Freigabesignal EN gerade
noch auf dem niedrigen logischen Wert war. Mit dem Freigabesignal
EN auf hohem Logikpegel gibt der Selektor 54 die erste
Registereingabe REG1 als das Steuersignal CON aus. 7B zeigt
diesen Zustand der ersten Registereingabe REG1 und der vom Selektor 54 ausgegebenen
Registereingabe.
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Zurückkehrend
zu 7A wird das Taktsignal CCLK in Reaktion auf den
Wechsel des Freigabesignals EN auf den hohen logischen Pegel erzeugt. Jeder
Impuls des Taktsignals CCLK führt
dazu, dass der niedrige logische Wert bzw. „0" in die Reihe der ersten D-Flip-Flops
DF1 geschoben wird. Zudem bewirkt jeder Impuls des Taktsignals CCLK,
dass die zweite Reihe von D-Flip-Flops DF2 die vorherige erste Registereingabe
REG1 speichert. Als Ergebnis entspricht die zweite Registereingabe
REG2, die durch das zweite Register 52 ausgegeben wird,
der vorherigen Version der ersten Registereingabe REG1. Dies wird
in 7B für
drei Taktimpulse des in 7A dargestellten
Taktsignals CCLK klar dargestellt.
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Offensichtlich
ist die Ausgabe des Selektors 54 das Steuersignal CON,
und wenn das Freigabesignal EN zuerst eine Freigabe anzeigt, nimmt
das Steuersignal CON alle Zustände „1" der ersten Registereingabe
REG1 an. Daher sind beispielsweise alle Transistoren N3 in jedem
der ODs 16 gemäß 3A leitend
geschaltet und die Ausgabeleistung der ODs 16 ist maximal.
Wenn dann das erste Registereingabesignal REG1 in Reaktion auf das
Taktsignal CCLK seinen Zustand verändert, um logische Werte „0" aufzuweisen, werden
die Transistoren N3 der ODs 16 sperrend geschaltet und
die Treiberfähigkeit
der ODs 16 wird reduziert.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
werden die Transistoren N3 sequentiell sperrend geschaltet. Das erste
Register 50 kann jedoch, wie sich versteht, auch so konfiguriert
sein, dass das Sperrendschalten der Transistoren N3 in einer anderen
Sequenz und/oder anderen Kombination erfolgt. So können beispielsweise
mehr als ein Transistor N3 zu einem Zeitpunkt sperrend geschaltet
werden. Zudem können
die Transistoren N3, wie oben ausgeführt ist, verschiedene Größe und verschiedene
Treiberfähigkeiten
aufweisen. Das Schema, mit dem die Transistoren N3 sperrend geschaltet
werden, kann von ihren verschiedenen Treiberfähigkeiten abhängig sein. Des
Weiteren kann das erste Register 50 in Reaktion auf das
Freigabesignal EN die Treiberfähigkeiten
der ODs 16 auf einen gegenüber ihrer maximalen Treiberfähigkeit
niedrigeren Wert setzen.
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Während die
Funktionsweise dieses Ausführungsbeispiels
der Steuerschaltung 25 in Verwendung bei der in 3A dargestellten
OD-Struktur beschrieben wurde, versteht es sich des Weiteren, dass die
vorliegende Erfindung nicht auf dieses Ausführungsbeispiel beschränkt ist.
Die Steuerschaltung 25 kann beispielsweise auch mit der
in 3B dargestellten OD-Struktur verwendet
werden. In diesem Fall werden die ersten D-Flip-Flops DF1 zurückgesetzt, und hohe logische
Werte werden eingeschoben, anstatt die ersten D-Flip-Flops DF1 zu
setzen und niedrige logische Werte einzuschieben. Dies ist dadurch
begründet,
dass die Treibertransistoren der OD-Struktur gemäß 3B PMOS-Transistoren sind.
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Zurückkehrend
zu 7B erzeugt in diesem Beispiel die Dateneingabeschnittstelle 200' nach dem dritten
Taktimpuls des Taktsignals CCLK das kollektive Fehlersignal ER,
das einen Fehler anzeigt, was dazu führt, dass der ID 22 das
Fehlersignal er ausgibt, das einen Fehler anzeigt. In Reaktion auf das
Taktsignal CCLK reduziert das Steuersignal CON offensichtlich die
Treiberfähigkeit
der ODs 16. An einem gewissen Punkt werden die Ausgabedaten durch
die ODs 16 mit einer so niedrigen Ausgabeleistung getrieben,
dass ein Fehler von einem der Fehlerdetektoren E detektiert wird.
Dies führt
zur Erzeugung des kollektiven Fehlersignals ER und des Fehlersignals
er.
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Auf
den Empfang des Fehlersignals er wird die Erzeugung des Freigabesignals
EN mit dem hohen logischen Pegel beendet (d.h. das Freiga besignal
EN wechselt in diesem Beispiel auf niedrigen logischen Pegel). Dies
bewirkt, dass das Taktsignal CCLK beendet wird und der Selektor 54 die
zweite Registereingabe REG2 als das Steuersignal CON ausgibt. Entsprechend
werden die ODs 16 gemäß der Version
des Steuersignals CON vor der Version getrieben, die zur Erzeugung
des Fehlersignals er geführt
hat. Dieser Vorgang ist ebenfalls in 7B dargestellt.
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Durch
periodische Ausführung
dieses Vorgangs kann die Treiberfähigkeit der ODs 16 adaptiv eingestellt
werden, so dass der Energieverbrauch minimiert wird, während ein
stabiler Betrieb mit hoher Geschwindigkeit sichergestellt wird.
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8 zeigt
eine andere Ausführungsform des
DSCGs 26 gemäß der Erfindung.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
erzeugt der ENCC 24 das Freigabesignal EN nicht periodisch.
Stattdessen wird bei diesem Ausführungsbeispiel
der Freigabesignal EN in Reaktion auf den Empfang des Fehlersignals
er erzeugt.
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Wie
dargestellt ist, umfasst der DCSG 26 im Ausführungsbeispiel
von 8 ein erstes Speicherbauelement 60 und
ein zweites Speicherbauelement 62, die mit einem Selektor 64 verbunden
sind. In diesem Ausführungsbeispiel
sind das erste und zweite Speicherbauelement 60 und 62 beispielsweise
Register. Das erste und zweite Speicherbauelement 60 und 62 sind
jedoch nicht auf die Ausführung
als Register beschränkt.
Wie dargestellt ist, umfasst das Register 60 m D-Flip-Flops
DF31 bis DF3m, die als Kaskade verbunden sind, wobei ein Eingang
des ersten D-Flip-Flops DF31 mit der Versorgungsspannung (z.B. einer
hohen Spannung) verbunden ist. Jedes D-Flip-Flop DF3 empfängt das
Taktsignal CCLK an seinem Takteingang und empfängt an seinem Rücksetzeingang
das Freigabesignal EN. Entsprechend werden, wenn das Freigabesignal
EN einen niedrigen logischen Wert bwz. „0" aufweist, was eine Nichtfreigabe anzeigt,
die D-Flip-Flops DF3 des Registers 60 zu rückgesetzt
und jedes speichert einen niedrigen logischen Wert bzw. „0". Die D-Flip-Flops
DF3 sind jedoch nicht länger
zurückgesetzt,
wenn das Freigabesignal EN einen hohen logischen Wert bzw. „1" aufweist, was eine
Freigabe anzeigt. Wie weiter ersichtlich, bewirkt das Takten der
D-Flip-Flops DF3, wenn
freigegeben, dass ein hoher logischer Wert bzw. „1" durch die D-Flip-Flops DF3 kaskadiert.
Die Ausgaben des ersten bis m-ten D-Flip-Flops DF31 bis DF3m werden
als eine erste Registereingabe REG1' an den Selektor 54 angelegt.
Die Ausgabe eines jeden der ersten bis m-ten D-Flip-Flops DF31 bis DF3m
korrespondiert mit einem entsprechenden Bit c des Steuersignals
CON (c1 bis cm).
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Das
zweite Register 62 umfasst m D-Flip-Flops DF41 bis DF4m,
die als Kaskade verbunden sind. Der Eingang des ersten D-Flip-Flops DF41
ist mit der Versorgungsspannung verbunden. Die Eingänge des
zweiten bis m-ten D-Flip-Flops DF42 bis DF4m sind jeweils mit den
Ausgängen
des ersten bis (m-1)-ten D-Flip-Flops DF31 bis DF3(m-1) verbunden.
Die Takteingänge
der D-Flip-Flops DF4 empfangen ebenfalls das Taktsignal CCLK, und
die Ausgaben der D-Flip-Flops DF4 werden als eine zweite Registereingabe
REG2' an den Selektor 64 angelegt.
Die D-Flip-Flops DF4 korrespondieren jeweils mit einem der Bits
c1 bis cm des Steuersignals CON. Des Weiteren speichern, wie sich
versteht, die D-Flip-Flops
DF4 in Reaktion auf das Taktsignal CCLK die gleiche Version der
ersten Registereingabe REG1'.
Anders ausgedrückt,
die zweite Registereingabe REG2' entspricht
der ersten Registereingabe REG1',
wenn das Freigabesignal EN freigegeben ist.
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Der
Selektor 64 gibt selektiv die erste Registereingabe REG1' oder die zweite
Registereingabe REG2' als
das Steuersignal CON aus. Insbesondere gibt der Selektor 64,
wie nachfolgend unter Bezugnahme auf die 9A und 9B detaillierter
beschrieben wird, die erste Registereingabe REG1' aus, wenn das Freigabesignal EN (in
diesem Beispiel auf hohem logischem Pegel) freigegeben ist, und
gibt die zweite Register eingabe REG2' aus, wenn das Freigabesignal EN (in
diesem Beispiel auf niedrigem logischem Pegel) nicht freigegeben
ist.
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Als
nächstes
wird die Funktionsweise der Steuerschaltung 25 unter Bezugnahme
auf die 9A und 9B im
Detail beschrieben. 9A zeigt Signalverläufe, die
während
des Betriebs durch die Steuerschaltung 25 erzeugt werden. 9B zeigt
die erste und zweite Registereingabe REG1' und REG2' sowie eine Registereingabe, die durch den
Selektor 64 für
einen beispielhaften Betrieb der Steuerschaltung 25 ausgewählt ist.
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Bezugnehmend
auf 9A erzeugt die Dateneingabeschnittstelle 200' während des
Betriebs an einem gewissen Punkt das kollektive Fehlersignal ER,
das einen Fehler anzeigt. Dies führt
dazu, dass der ID 22 das Fehlersignal er erzeugt, das einen
Fehler anzeigt. In Reaktion auf das Fehlersignal er gibt der Freigabesignalgenerator 24-1 das
Freigabesignal EN frei (d.h. er bewirkt, dass das Freigabesignal EN
in diesem Ausführungsbeispiel
auf hohen logischen Pegel wechselt). Dies wiederum bewirkt, dass der
Taktsignalgenerator 24-2 das Taktsignal CCLK erzeugt. In
Reaktion auf den Wechsel des Freigabesignals EN auf hohen logischen
Pegel sind die D-Flip-Flops DF3 des ersten Registers 60 nicht
mehr länger
auf „0" zurückgesetzt,
und jeder Impuls des Taktsignals CCLK führt dazu, dass ein hoher logischer
Wert bzw. „1" in die Reihe der
D-Flip-Flops DF3 geschoben wird. Zudem bewirkt jeder Impuls des Taktsignals
CCLK, dass die zweite Reihe von D-Flip-Flops DF4 die erste Registereingabe
REG1' speichert.
Als Ergebnis entspricht die zweite Registereingabe REG2', die durch das zweite
Register 62 ausgegeben wird, der ersten Registereingabe REG1'. Dies wird in 9B für drei Taktimpulse
des in 9A dargestellten Taktsignals
CCLK klar dargestellt.
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Während das
Freigabesignal EN freigegeben ist, gibt der Selektor 64 die
erste Registereingabe REG1' aus.
Wie sich versteht, ist die Ausgabe des Selektors 64 das
Steuersignal CON, und wenn das Freigabesignal EN zum ersten Mal
freigegeben wird, nimmt das Steuersignal CON alle Zustände „0" der ersten Registereingabe
REG1' an. Daher
sind beispielsweise alle Transistoren N3 in jedem der ODs 16 gemäß 3A sperrend
geschaltet und die Ausgabeleistung der ODs 16 ist minimal.
Wenn dann das erste Registereingabesignal REG1' in Reaktion auf das Taktsignal CCLK
seinen Zustand verändert,
um hohe logische Werte aufzuweisen, werden die Transistoren N3 der
ODs 16 leitend geschaltet und die Treiberfähigkeit
der ODs 16 wird erhöht.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
werden die Transistoren N3 sequentiell leitend geschaltet. Das erste
Register 60 kann jedoch auch so konfiguriert sein, dass
das Leitendschalten der Transistoren N3 in einer anderen Sequenz
und/oder anderen Kombination erfolgt. So können beispielsweise mehr als
ein Transistor N3 zu einem Zeitpunkt leitend geschaltet werden.
Zudem können
die Transistoren N3, wie oben ausgeführt ist, verschiedene Größen und
verschiedene Treiberfähigkeiten
aufweisen. Das Schema, mit dem die Transistoren N3 leitend geschaltet werden,
kann daher von ihren verschiedenen Treiberfähigkeiten abhängig sein.
Des Weiteren kann das erste Register 60 in Reaktion auf
das Freigabesignal EN die Treiberfähigkeiten der ODs 16 auf
einen höheren
Wert als ihre minimale Treiberfähigkeit setzen.
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Während die
Funktionsweise dieses Ausführungsbeispiels
der Steuerschaltung 25 unter Verwendung der in 3A dargestellten
OD-Struktur beschrieben wurde, versteht es sich, dass die vorliegende
Erfindung nicht auf dieses Ausführungsbeispiel
beschränkt
ist. Die Steuerschaltung 25 kann beispielsweise auch mit
der in 3B dargestellten OD-Struktur verwendet
werden. In diesem Fall werden die ersten D-Flip-Flops DF3 gesetzt, und niedrige logische
Werte werden eingeschoben, anstatt die ersten D-Flip-Flops DF3 zurückzusetzen,
und hohe logische Werte einzuschieben. Dies ist dadurch begründet, dass
die Treibertransistoren der OD-Struktur gemäß 3B PMOS-Transistoren
sind.
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Zurückkehrend
zu 9B beendet in diesem Beispiel die Dateneingabeschnittstelle 200' nach dem dritten
Taktimpuls des Taktsignals CCLK die Erzeugung des kollektiven Fehlersignals
ER, das einen Fehler anzeigt, und dies führt dazu, dass der ID 22 nicht
mehr länger
das Fehlersignal er ausgibt, das einen Fehler anzeigt. In Reaktion
auf das Taktsignal CCLK erhöht
das Steuersignal CON offensichtlich die Treiberfähigkeit der ODs 16.
An einem gewissen Punkt werden die Ausgabedaten durch die ODs 16 mit
einer so hohen Ausgabeleistung getrieben, dass ein Fehler nicht
mehr länger
von einem der Fehlerdetektoren 38 detektiert wird. Dies
führt zur
Erzeugung des kollektiven Fehlersignals ER und des Fehlersignals
er derart, dass kein Fehler angezeigt wird.
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Auf
den Empfang des Fehlersignals er, das keinen Fehler anzeigt, wird
die Erzeugung des Freigabesignals EN mit hohem logischem Pegel beendet (d.h.
das Freigabesignal EN wechselt in diesem Beispiel auf einen niedrigen
logischen Pegel). Dies bewirkt, dass das Taktsignal CCLK beendet
wird und der Selektor 64 die zweite Registereingabe REG2' als das Steuersignal
CON ausgibt. Entsprechend werden die ODs 16 gemäß der Version
des Steuersignals CON getrieben, die zu dem Fehlersignal er geführt hat,
das keinen Fehler anzeigt. Dieser Vorgang ist ebenfalls in 9B dargestellt.
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Durch
die Ausführung
dieses Vorgangs in Reaktion auf einen Fehler kann die Treiberfähigkeit der
ODs 16 adaptiv eingestellt werden, so dass der Energieverbrauch
minimiert wird, während
ein stabiler Betrieb mit hoher Geschwindigkeit sichergestellt wird.
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10 zeigt
eine weitere Ausführungsform des
DSCG aus 2 gemäß der Erfindung. In diesem
Ausführungsbeispiel
umfasst der DSCG den DCSG gemäß 6 und
den DCSG gemäß 8. Der
Ausgang eines jeden DCSGs ist mit einem Selektor 300 verbunden.
Der Selektor 300 empfängt
ein Freigabesignal ES, das von einem Freigabesignalgenerator 310 erzeugt
wird. Wenn dieses Freigabesignal ES eine Freigabe anzeigt, beispielsweise
auf hohem logischem Pegel ist, gibt der Selektor 300 das Steuersignal
CON vom DCSG gemäß 6 aus. Wenn
dieses Freigabesignal ES keine Freigabe anzeigt, beispielsweise
auf niedrigem logischem Pegel ist, gibt der Selektor 300 das
Steuersignal CON vom DCSG gemäß 8 aus.
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Der
Freigabesignalgenerator 310 erzeugt das Freigabesignal
periodisch. In einem Ausführungsbeispiel
erzeugt der Freigabesignalgenerator 310 das Freigabesignal
beispielsweise in Synchronisation mit dem durch den DCSG gemäß 6 erzeugten
Freigabesignal EN. Alternativ kann das vom Freigabesignalgenerator 310 erzeugte
Freigabesignal verwendet werden, um die Erzeugung des Freigabesignals
durch den DCSG gemäß 8 zu
triggern.
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Im
Unterschied zum Freigabesignal des DCSGs gemäß 6 wechselt
das vom Freigabesignalgenerator 310 erzeugte Freigabesignal
jedoch eine Zeitperiode nach dem Empfang des Fehlersignals er, das
vom DCSG gemäß 6 oder
vom DCSG gemäß 8 empfangen
wird, vom Freigabezustand in den Sperrzustand. Dies ermöglicht es
dem Nichtfehler-Zustand, sich zu stabilisieren, wenn der DCSG gemäß 6 von
der Ausgabe der ersten Registereingabe REG1 auf die Ausgabe der
zweiten Registereingabe REG2 umschaltet.
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Wegen
dieses Vorgangs zeigt das Fehlersignal er einen Nichtfehler-Zustand an, wenn
der Selektor 300 auf die Ausgabe des Steuersignals von
dem DCSG gemäß 8 umschaltet.
Auf diese Weise wird der DCSG gemäß 8 nicht
fehlerhaft durch den Betrieb des DCSG gemäß 6 in Betrieb
getriggert.
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Dieses
Ausführungsbeispiel
der Erfindung weist offensichtlich die Vorteile von beiden Ausführungsbeispielen
gemäß den 6 und 8 auf. Wie
weiter ersichtlich, umfassen die DCSGs gemäß 6 und 8 gemeinsame
Schaltkreise, wie den ID 22. Daher wird eine einzelne Ausführung dieser gemeinsamen
Schaltkreise zur Verfügung
gestellt und von den DCSGs gemäß 6 und 8 gemeinsam
genutzt.
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11 zeigt
eine Datenausgabeschnittstelle und eine assoziierte Dateneingabeschnittstelle
gemäß einer
anderen Ausführungsform
der Erfindung. Die Ausführungsform
gemäß 11 entspricht
der Ausführungsform
gemäß 2,
außer
dass die Ausführungsform
gemäß 11 zudem
einen Spannungssteuersignalgenerator (VCSG) 70 und einen Spannungsgenerator 72 umfasst.
Entsprechend werden aus Gründen
der Übersichtlichkeit
nur die Strukturen und Funktionsweisen dieser zusätzlichen
Elemente beschrieben.
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Der
VCSG 70 weist die gleiche Struktur und Funktionsweise wie
der DCSG 26 auf und empfängt die gleichen Eingaben vom
ENCC 24. Entsprechend erzeugt der VCSG 70 ein
Spannungssteuersignal VCON auf die gleiche Weise wie der DCSG 26 das Steuersignal
CON gemäß jeglicher
der oben beschriebenen Ausführungsformen
erzeugt.
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Der
Spannungsgenerator 72 empfängt das Spannungssteuersignal
VCON und legt basierend auf dem Spannungssteuersignal VCON eine
Versorgungsspannung an die PSCs 12' an. Entsprechend können im
Bezug auf die PSCs 12' die
gleichen Leistungssteuervorteile wie im Hinblick auf die ODs 16' erzielt werden.
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12A zeigt ein Ausführungsbeispiel des Spannungsgenerators 72 gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung. Wie dargestellt ist, ist ein Widerstand R3 mit einer
Versorgungsspannung EVDD verbunden. Eine Mehrzahl von Widerständen R41
bis Rom ist in Reihe zum Widerstand R3 geschaltet. Eine Mehrzahl
von NMOS-Transistoren N4-1 bis N4-m ist jeweils parallel zu einem
entsprechenden der Mehrzahl von Widerständen R41 bis Rom geschaltet.
Die Gates der Mehrzahl von NMOS-Transistoren
N4-1 bis N4-m empfangen jeweils ein invertiertes Bit der Bits vc1
bis vcm des Spannungssteuersignals VCON. Wie dargestellt ist, invertiert
ein Inverter INV das an die NMOS-Transistoren N4 angelegte Spannungssteuersignal
VCON.
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Ein
Knoten zwischen dem Widerstand R3 und dem Widerstand R41 ist mit
dem invertierenden Eingang eines Komparators COM verbunden. Der Ausgang
des Komparators COM ist mit einem Gate eines PMOS-Transistors PD verbunden.
Der PMOS-Transistors PD weist eine Source, die mit der Versorgungsspannung
EVDD verbunden ist, und eine Drain auf, die mit dem nicht invertierenden
Eingang des Komparators COM verbunden ist. Die Drain des PMOS-Transistors
PD wirkt als Ausgang des Spannungsgenerators 72.
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Während des
Betriebs steuert das Spannungssteuersignal VCON die Anzahl von NMOS-Transistoren
N4, die leitend geschaltet sind, und steuert daher die Spannung
am invertierenden Eingang des Komparators COM. Je mehr Bits des Spannungssteuersignals
VCON beispielsweise auf hohem logischem Pegel sind, desto weniger NMOS-Transistoren N4 sind
leitend geschaltet. Daher wird die Spannung am nicht invertierenden
Eingang hoch gehalten. Dies bewirkt, dass der Komparator COM ein
Ausgabesignal erzeugt, das den PMOS-Transistors PD leitend schaltet, so
dass die Ausgabe des Spannungsgenerators 72 hoch ist. Je mehr
NMOS-Transistoren N4 sperrend geschaltet sind, desto niedriger wird
die an den Komparator COM angeleg te Spannung, und dies reduziert
die Ausgabespannung des Spannungsgenerators 72.
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12B zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des Spannungsgenerators 72 gemäß der Erfindung.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
wurden die NMOS-Transistoren N4 aus 12A durch PMOS-Transistoren
P4 ersetzt. Die Verwendung der PMOS-Transistoren P4 eliminiert den
Bedarf an dem Inverter INV aus dem Ausführungsbeispiel von 12A. Die Funktionsweise des Spannungsgenerators 72,
die oben unter Bezugnahme auf 12A beschrieben
wurde, bleibt für
das Ausführungsbeispiel
gemäß 12B jedoch gleich.
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13 zeigt
eine Datenausgabeschnittstelle und eine assoziierte Dateneingabeschnittstelle
gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der Erfindung. Die Ausführungsform
gemäß 13 entspricht
der Ausführungsform
gemäß 11,
außer
dass ein erstes Bauelement eine Datenausgabeschnittstelle 100'' umfasst, die mit einer Dateneingabeschnittstelle 200'' eines zweiten Bauelements verbunden
ist, und das zweite Bauelement eine Datenausgabeschnittstelle 100''' umfasst,
die mit einer Dateneingabeschnittstelle 200''' des ersten
Bauelements verbunden ist. Dieses Ausführungsbeispiel zeigt, dass ein
Bauelement nicht darauf beschränkt
ist, nur die Dateneingabeschnittstelle oder nur die Datenausgabeschnittstelle
zu umfassen. Des Weiteren versteht sich, dass ein Bauelement mehr
als eine Dateneingabeschnittstelle und/oder Datenausgabeschnittstelle umfassen
kann.
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Zudem
können,
während
das Ausführungsbeispiel
von 13 die Dateneingabeschnittstelle und die Datenausgabeschnittstelle
von 11 verwendet, stattdessen die Dateneingabeschnittstelle und
die Datenausgabeschnittstelle von 2 verwendet
werden.
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Es
ist anhand der somit beschriebenen Erfindung offensichtlich, dass
selbige auf viele Arten variiert werden kann. Während z.B. die Ausführungsform adaptiv
die Leistung von Schaltungselementen wie Ausgabetreibern und Parallel-Seriell-Konvertern steuert,
sind die erfindungsgemäßen Leistungssteuerverfahren
nicht auf die Anwendung in diesen Schaltungselementen beschränkt. Die
Verfahren können vielmehr
auch auf andere Schaltungselemente wie Multiplexer usw. angewendet
werden.