DE102006035652A1

DE102006035652A1 - Wechselstrommotor, der dafür ausgelegt ist, um einen hohen Wirkungsgrad im Betrieb sicherzustellen

Info

Publication number: DE102006035652A1
Application number: DE102006035652A
Authority: DE
Inventors: Shinji Kariya Makita; Masayuki Kariya Nashiki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2005-08-01
Filing date: 2006-07-31
Publication date: 2007-04-05
Also published as: CN100583603C; JP4654819B2; CN1917335A; JP2007043775A; US7598633B2; US20070024145A1

Abstract

Es wird ein Wechselstrommotor geschaffen, der eine Vielzahl von schleifenförmigen Wicklungen enthält, von denen jede sich in einer Umfangsrichtung eines Stators erstreckt. Der Stator ist mit N-Statorpolgruppen ausgestattet, die aus Magnetpolen gebildet sind, die entlang einem Umfang desselben angeordnet sind. Die schleifenförmigen Wicklungen sind benachbart zueinander in einer axialen Richtung des Stators angeordnet. Die Zahl P der Rotormagnetpole und die Zahl M der Magnetpole des Stators ist so ausgewählt, um eine Beziehung gemäß M < (P/2) X N zu erfüllen. Diese Konstruktion schafft die Möglichkeit, dass die Zahl der Magnetpole des Stators reduziert werden kann, wodurch sichergestellt wird, dass gewünschte Luftspalte zwischen den Magnetpolen des Stators gebildet werden, wodurch eine Leckage des Magnetflusses zwischen den Magnetpolen des Stators minimiert wird und das Drehmoment, welches von dem Motor ausgegeben wird, erhöht wird.

Description

Querverweis auf ein verwandtes Dokument
Die vorliegende Anmeldung beansprucht die Vorteile aus der japanischen Patentanmeldung Nr. 2005-222738, die am 1. August 2005 angemeldet wurde, deren Offenbarung hier unter Bezugnahme mit einbezogen wird.
Hintergrund der Erfindung
Technisches Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein einen Wechselstrom-Elektromotor für die Verwendung in Passagier-Kraftfahrzeugen und Lastkraftwagen, und betrifft spezieller einen solchen Motor, der dafür konstruiert ist, um einen hohen Wirkungsgrad im Betrieb sicherzustellen und der in seiner Größe reduziert werden kann und mit geringen Kosten hergestellt werden kann.

Die japanische Patent-Erstveröffentlichung Nr. 6-261513 offenbart einen bürstenlosen Motor, der mit Vielphasenwicklungen ausgerüstet ist, von denen jede um einen Statormagnetpol in Form einer konzentrierten Wicklung gewickelt ist. Diese Konstruktion führt jedoch zu dem Nachteil dahingehend, daß jede der Wicklungen tief in einem der Schlitze zwischen den Statormagnetpolen placiert werden muß, so daß sich eine begrenzte Anzahl von Windungen der Wicklungen ergeben und Schwierigkeiten auf treten, den Motor in seiner Größe zu reduzieren und mit niedrigen Kosten herzustellen und auch den Drehmomenterzeugungs-Wirkungsgrad zu verbessern.

Um derartige Probleme zu beseitigen, haben die Erfinder der vorliegenden Anmeldung eine verbessern Konstruktion eines Wechselstrommotors gemäß der japanischen Patent-Erstveröffentlichung Nr. 2005-160285 vorgeschlagen, die ein Äquivalent zu der US2005/0099082 A1, eingereicht am 8. November 2004, darstellt. Diese wird weiter unten beschrieben.

Der Wechselstrommotor enthält einen Rotor, einen Stator und eine Vielzahl von schleifenförmigen Wicklungen. Der Rotor besitzt Nord- und Südpole, die abwechselnd entlang einem Umfang desselben angeordnet sind. Der Stator besitzt Statormagnetpole, die entlang einem Umfang desselben angeordnet sind. Die Statormagnetpole sind aufgeteilt in N-Phasenpolgruppen, die in Fehlausrichtung in umfangsmäßigen und axialen Richtungen des Stators gelegen sind. Die schleifenförmigen Wicklungen erstrecken sich in der Umfangsrichtung des Stators in magnetischer Beziehung zu den N-Phasenpolgruppen und sind in der axialen Richtung des Stators benachbart zueinander angeordnet. Es sei ein Beispiel betrachtet, bei welchem die Wicklungen um die Statormagnetpole der gleichen Gruppe gewickelt sind, Ströme, die durch Abschnitte der Wicklungen fließen, die zwischen zwei benachbarten Statormagnetpolen liegen und die magnetomotorische Kräfte erzeugen, welche einander aufheben. Dies ist äquivalent zu dem Fall, wenn kein Strom durch die Abschnitte der Wicklungen fließt. Es ist somit möglich, die Wicklungen, die um die Statormagnetpole gewickelt sind, durch schleifenförmige Wicklungen zu ersetzen. Dies bedeutet, daß die Abschnitte der Wicklungen, die benachbart zu zwei der Statormagnetpole liegen, weggelassen sind, so daß der Motor so konstruiert werden kann, um ein erhöhtes Drehmoment und verstärkte Statormagnetpole zu erzeugen. Die Konstruktion der schleifenförmigen Wicklungen (looped windings) ist einfach, was zu einer verbesserten Produktivität derselben führt. Die schleifenförmigen Wicklungen erstrecken sich symmetrisch in bezug auf den Umfang des Stators, was zu einer Reduzierung in der Deformation des Stators oder der Spannung von Teilen des Motors führt, die durch die magnetische Anziehung verursacht wird bzw. werden, wel che zwischen dem Rotor und dem Stator erzeugt wird, welche zu einer Reduzierung der mechanischen Vibration und der Geräusche in dem Motor führt.

Die Erfinder der vorliegenden Anmeldung haben die Zahl der Statormagnetpole und das Layout derselben bei dem oben erläuterten Typ eines Wechselstrommotors studiert, um das Ausgangsdrehmoment zu erhöhen, ebenso die Drehmoment-Rauhigkeit zu vermindern und/oder die Konstruktion des Motors weiter zu vereinfachen.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Konstruktion eines Wechselstrommotors zu schaffen, der dafür ausgelegt ist, um einen hohen Wirkungsgrad im Betrieb sicherzustellen und der in der Größe reduziert werden kann, und zwar bei niedrigen Herstellungskosten.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Wechselstrommotor geschaffen, der Folgendes aufweist: (a) einen Rotor mit Rotormagnetpolen, die aus N-Polen und S-Polen gebildet sind, die abwechselnd entlang einem Umfang desselben angeordnet sind; (b) einen Stator mit N-Statorpolgruppen, die aus Magnetpolen gebildet sind, welche entlang einem Umfang desselben angeordnet sind, wobei die N-Statorpolgruppen in einer Umfangsrichtung des Stators verschoben sind, und zwar relativ von einer vorgewählten Bezugsstelle von einem der Rotormagnetpole, und zwar um unterschiedliche Winkel auf einer Polgrundlage, und zwar jeweils; und (c) eine Vielzahl an schleifenförmigen Wicklungen, von denen sich jede in einer Umfangsrichtung des Stators erstreckt. Die schleifenförmigen Wicklungen sind benachbart zueinander in einer axialen Richtung des Stators in Relation zu den jeweiligen N-Statorpolgruppen angeordnet. Die Zahl P der Rotormagnetpole und die Zahl M der Magnetpole des Stators sind so ausgewählt, daß die Beziehung gemäß M < (P/2) X N erfüllt wird. Diese Konstruktion ermöglicht es, daß die Zahl der Magnetpole des Stators reduziert werden kann, und zwar verglichen mit einer herkömmlichen Konstruktion, die gewünschte Luftspalte zwischen den Magnetpolen des Stators sicherstellt, wodurch ein Lecken des Magnetflusses zwi schen den Magnetpolen des Stators minimiert wird, um das Drehmoment, welches durch den Motor ausgegeben wird, zu erhöhen.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann die Zahl P der Rotormagnetpole und die Zahl M der Magnetpole des Stators so ausgewählt werden, daß die Bedingungen erfüllt werden, bei denen Einheitsspannungen, die Änderungsraten der Drehwinkel der magnetischen Flüsse entsprechen, die durch die N-Statorpolgruppen fließen, im wesentlichen in der Wellenform und der Amplitude identisch sind und im Phasenwinkel um 360°/N verschoben sind, und zwar ausgedrückt als elektrischer Winkel.

Die Magnetpole des Stators können in irregulären Intervallen voneinander entfernt angeordnet sein, um dadurch Bedingungen zu erfüllen, bei denen die Einheitsspannungen, die Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse entsprechen, welche durch die N-Statorpolgruppen fließen, im wesentlichen in der Wellenform und der Amplitude identisch sind und hinsichtlich des Phasenwinkels um 360°/N verschoben sind, und zwar ausgedrückt als elektrischer Winkel.

Wenigstens eine der Weiten oder Breiten der Magnetpole des Stators können so ausgewählt sein, daß sie von einer anderen oder von anderen der Weiten oder Breiten der Magnetpole des Stators verschieden ist, um dadurch Bedingungen zu erfüllen, bei denen Einheitsspannungen, die Änderungsraten in den Drehwinkeln der Magnetflüsse entsprechen, welche durch die N-Statorpolgruppen fließen, im wesentlichen hinsichtlich der Wellenform und der Amplitude identisch sind, die im Phasenwinkel um 360°/N, ausgedrückt als elektrischer Winkel, verschoben sind.

Die Zahl der Windungen von wenigstens einer der Wicklungen kann so ausgewählt sein, daß sie von derjenigen der anderen oder den anderen der Wicklungen verschieden ist, um dadurch Bedingungen zu erfüllen, bei denen Spannungen, die in den N-Statorpolgruppen jeweils induziert werden, die durch Produkte aus den Einheitsspannungen gegeben werden, die Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse entsprechen, welche durch die N-Statorpolgruppen fließen, hinsichtlich der Wellenform und der Amplitude im wesentlichen identisch sind, und in dem Phasenwinkel um 360°/N, ausgedrückt als elektrischer Winkel, verschoben sind.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorliegende Erfindung kann vollständiger anhand der nachfolgenden detaillierten Beschreibung unter Hinweis auf die beigefügten Zeichnungen von bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung verstanden werden, die jedoch nicht so zu interpretieren ist, daß die Erfindung durch die spezifischen Ausführungsformen eingeschränkt wird, sondern lediglich der Erläuterung und dem Verständnis dienen sollen.

In den Zeichnungen zeigen:
1 eine Längsschnitt-Ansicht, die einen betroffenen bürstenlosen Motor wiedergibt;
2 eine Abwicklung von Permanentmagneten, die in dem Motor von 1 gebildet sind;
3(a) eine Quer-Schnittansicht entlang der Linie AA-AA in 1;
3(b) eine Quer-Schnittansicht entlang der Linie AB-AB in 1;
3(c) eine Quer-Schnittansicht entlang der Linie AC-AC in 1;
4 eine Abwicklung eines Innenumfangs eines Stators, gesehen von einem Rotor des Motors nach 1 aus;
5(a) eine Draufsicht, die eine U-Phasenwicklung wiedergibt, welche in dem Motor von 1 ausgebildet ist;
5(b) eine Seitenansicht von 5(a);
6 eine Abwicklung, die eine Dreiphasenwicklung darstellt, die sich über den Umfang eines Stators erstreckt;
7 eine Abwicklung, die abgewandelte Ausführungsformen der Dreiphasenwicklungen darstellt, die sich über den Umfang eines Stators erstrecken;
8 eine Abwicklung, gesehen von einem Rotor des Motors nach 1 aus, welche die Wicklungen und die Statormagnetpole zeigt;
9 ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen den Strömen Iu, Iv, und Iw, den Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew und der Ausgangsdrehmomente Tu, Tv und Tw in den drei Phasen des bürstenlosen Motors von 1 wiedergibt;
10 eine Abwicklung, die eine zweite modifizierte Ausführungsform der Statorpole veranschaulicht;
11 eine Abwicklung, die eine dritte modifizierte Ausführungsform der Statorpole darstellt;
12 eine Abwicklung, die eine vierte modifizierte Ausführungsform der Statorpole zeigt;
13 eine Abwicklung, die eine fünfte modifizierte Ausführungsform der Statorpole darstellt;
14, 15, 16, 17, 18 und 19 quer verlaufende Schnittansichten, die abgewandelte Ausführungsformen eines Rotors des Motors von 1 wiedergeben;
20 eine Abwicklung, welche Statormagnetpole in einem Wechselstrommotor gemäß der Erfindung veranschaulicht;
21 ein Vektordiagramm, welches Vektoren von Spannungen darstellt, die durch die Statormagnetpole induziert werden;
22 ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen Vektoren von Spannungen darstellt, die durch die Statormagnetpole in 21 induziert werden, und die Vektorsummen derselben wiedergibt;
23 eine Abwicklung, die ein zweites modifiziertes Layout der Statormagnetpole in einem Wechselstrommotor gemäß der Erfindung veranschaulicht;
24 ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen den Vektoren von Spannungen, die durch die Statormagnetpole in 23 induziert werden, und die Vektorsummen derselben darstellt;
25 eine Abwicklung, die ein drittes modifiziertes Layout der Statormagnetpole in einem Wechselstrommotor nach der Erfindung darstellt;
26 ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen Vektoren der Spannungen veranschaulicht, die durch die Statormagnetpole in 25 induziert werden, und die Vektorsummen derselben zeigt;
27 eine Abwicklung, die ein viertes modifiziertes Layout von Statormagnetpolen in einem Wechselstrommotor gemäß der Erfindung darstellt;
28 ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen Vektoren von Spannungen zeigt, die durch die Statormagnetpole in 27 induziert werden, und die Vektorsummen derselben darstellt;
29 ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen Vektoren von Spannungen zeigt, die durch die Statormagnetpole induziert werden, und die Vektorsummen derselben veranschaulicht;
30 eine Längs-Schnittansicht, die einen herkömmlichen bürstenlosen Motor darstellt;
31 eine Abwicklung, welche Statormagnetpole und Wicklungen in dem Motor von 30 veranschaulicht;
32 eine Quer-Schnittansicht entlang der Linie AA-AA in 30; und
33 eine Quer-Schnittansicht, die modifizierte Ausführungsformen eines Rotors und eines Stators darstellt, die in dem Motor von 30 installiert sind.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Die japanische Patent-Erstveröffentlichung Nr. 2005-160285, die ein Äquivalent der US2005/0099082 A1, eingereicht am 8. November 2004, ist und welche auf den gleichen Anmelder zurückgeht wie die vorliegende Anmeldung, offenbart einen Wechselstrommotor und dessen Motor-Controller mit Konstruktionen ähnlich denjenigen, wie sie weiter unten beschrieben werden, wobei die Offenbarung der genannten Druckschriften hier durch Bezugnahme voll mit einbezogen wird.
Vor der Beschreibung der Konstruktion eines bürstenlosen Motors der Erfindung werden im Folgenden zunächst damit in Beziehung stehende Technologien erläutert.
1 zeigt einen bürstenlosen Motor 150, der in Passagier-Automobilen oder Lastkraftwagen verwendet werden kann.
Der bürstenlose Motor 150 ist ein 8-Pol bürstenloser Motor, der auf der Grundlage eines Dreiphasen-Wechselstromes arbeitet, und enthält einen Rotor 11 und einen Stator 14.
Der Rotor 11 umfaßt eine Vielzahl an Permanentmagneten 12, die an dessen äußerer Fläche herum angeordnet sind. Die Permanentmagnete 12 haben Nord (N)- und Süd (S)-Pole, die abwechselnd entlang dem Umfang des Rotors 11 angeordnet sind. 2 zeigt eine Abwicklung des Rotors 11 in der Umfangsrichtung desselben. Die horizontale Achse gibt einen mechanischen Winkel wieder. Ein mechanischer Winkel von 360° ist äquivalent einem elektrischen Winkel von 1440°.
Der Stator 14 ist mit Magnetpolen 19, 20 und 21, also vier für jede Phase, ausgerüstet. Die Magnetpole 19 werden auch weiter unten als U-Phasen-Statorpole bezeichnet. Die Magnetpole 20 werden weiter unten auch als V-Phasen-Statorpole bezeichnet. Die Magnetpole 21 werden weiter unten als W-Phasen-Statorpole bezeichnet. Jeder der Statorpole 19, 20 und 21 ist aus einem überragenden Pol gebildet, der zu dem Rotor 11 hin vorragt. 4 zeigt eine Abwicklung eines Innenumfangs des Stators 14, gesehen vom Rotor 11 aus. Die vier U-Phasen-Statorpole 19 sind in gleichen Intervallen um den gesamten Umfang des Stators 14 herum angeordnet. Die vier V-Phasen-Statorpole 20 sind in gleichen Intervallen um den gesamten Umfang des Stators 14 herum angeordnet. In ähnlicher Weise sind die vier W-Phasen-Statorpole 21 in gleichen Intervallen um den gesamten Umfang des Stators 14 herum angeordnet. Die U-Phasen-Statorpole 19, die V-Phasen-Statorpole 20 und die W-Phasen-Statorpole 21 werden auch als Ganzes als eine U-Phasen-Statorpolgruppe, eine V-Phasen-Statorpolgruppe und eine W-Phasen-Statorpolgruppe bezeichnet. Von diesen Gruppen werden zwei, die an den Enden des Stators 14 in axialer Richtung einander gegenüberliegen, d.h. die U-Phasen-Statorpolgruppe und die W-Phasen-Statorpolgruppe, weiter unten auch als Ende-Statorpolgruppen bezeichnet, während die V-Phasen-Statorpolgruppe, die zwischen den Ende-Statorpolgruppen gelegen ist, weiter unten als eine mittlere Statorpolgruppe bezeichnet wird.
Die U-Phasen-Statorpole 19, die V-Phasen-Statorpole 20 und die W-Phasen-Statorpole 21 können, wie in den Zeichnungen dargestellt ist, in Ausrichtung in der Umfangsrichtung des Stators 14 jeweils angeordnet sein. Jeder der U-Phasen-Statorpole 19 befindet sich außerhalb einer Ausrichtung mit einem der V-Phasen-Statorpole 20 und einem der W-Phasen-Statorpole 21, und zwar in der axialen Richtung des Stators 14. Spezifischer ausgedrückt sind die U-, V- und W-Statorpolgruppen in einem Intervall von einem mechanischen Winkel von 30° gelegen (d.h. 120° elektrische Grade), und zwar voneinander weg in der Umfangsrichtung des Stators 14. Mit anderen Worten sind die U-, V- und W-Statorpolgruppen in der Umfangsrichtung des Stators 14 relativ von einem vorausgewählten Bezugspol von einem der N- und S-Pole des Rotors 11 in unterschiedlichen Winkeln auf einer Polgrundlage verschoben. Die Blöcke, welche durch unterbrochene Linien in 4 angezeigt sind, geben die Permanentmagnete 12 des Rotors 11 an. In einem Intervall oder Teilung zwischen gleichen Polen des Rotors 11 (d.h. zwischen den N-Polen oder zwischen den S-Polen der Permanentmagnete 12) ist ein elektrischer Winkel von 360° vorhanden. Die Teilung zwischen den gleichen Phasen-Statorpolen beträgt als elektrischer Winkel 360°.
Die U-Phasenwicklung 15, die V-Phasenwicklungen 16 und 17 und eine W-Phasenwicklung 18 erstrecken sich zwischen der U-Phasen-Statorpolgruppe und der V-Phasen-Statorpolgruppe und zwischen der V-Phasen-Statorpolgruppe und der W-Phasen-Statorpolgruppe. 6 zeigt eine Abwicklung des Stators 14, die das Layout der U-Phasen-, der V-Phasen- und der W-Phasenwicklungen, 15, 16, 17 und 18 veranschaulicht. Die U-Phasenwicklung 15 erstreckt sich in der Form einer schleife zwischen der Anordnung der U-Phasen-Statorpole 19 und der Anordnung der V-Phasen-Statorpole 20. Wenn ein Fluß des elektrischen Stromes im Uhrzeigersinn erfolgt, wie anhand des Rotors 11 gesehen werden kann, und als ein positiver Fluß definiert wird, so wird ein negativer Strom-Ui an die U-Phasenwicklung 15 angelegt. In ähnlicher Weise erstreckt sich die V-Phasenwicklung 16 in Form einer Schleife zwischen der Anordnung der U-Phasen-Statorpole 19 und der Anordnung der V-Phasen-Statorpole 20. Ein positiver Strom +Iv wird an die V-Phasenwicklung 16 angelegt. Die V-Phasenwicklung 17 erstreckt sich in der Form einer Schleife zwischen der Anordnung der V-Phasen-Stator pole 20 und der Anordnung der W-Phasen-Statorpole 21. Es wird ein negativer Strom –Iv an die V-Phasenwicklung 17 angelegt. Die W-Phasenwicklung 18 erstreckt sich in Form einer Schleife zwischen der Anordnung der V-Phasen-Statorpole 20 und der Anordnung der W-Phasen-Statorpole 21. Ein positiver Strom +Iw wird an die W-Phasenwicklung 18 angelegt. Die Ströme Iu, Iv und Iw werden allgemein als Dreiphasen-Wechselströme bezeichnet, die zueinander um 120° phasenverschoben sind. Eine Wicklung 139 ist gemäß der Darstellung in 1 so angeordnet, daß sie in solcher Weise wirkt, um eine magnetomotorische Kraft aufzuheben, die in der axialen Richtung des Stators 14 orientiert ist.
Die Konfigurationen der U-, V- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 und die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 werden weiter unten in Einzelheiten beschrieben.
Die 3(a), 3(b) und 3(c) sind quer verlaufende Schnittansichten, und zwar entsprechend entlang den Linien AA-AA, AB-AB und AC-AC in 1, die die innere Konstruktion des Stators 14 veranschaulichen. Die U-Phasen-Statorpole 19, die V-Phasen-Statorpole 20 und die W-Phasen-Statorpole 21 bestehen je aus einem vorspringenden Pol, der zum Außenumfang des Rotors 11 vorspringt und der um 30°, ausgedrückt als einen mechanischen Winkel (d.h. entsprechend einem elektrischen Winkel von 120°) phasenversetzt ist, und zwar jeweils zu jedem.
Die 5(a) und 5(b) zeigen die U-Phasenwicklung 15. Die U-Phasenwicklung 15 besitzt einen führenden Anschluß U und einen nachlaufenden oder hinteren Anschluß N. In ähnlicher Weise besitzen die V-Phasenwicklungen 16 und 17 je einen Führungsanschluß und einen hinteren oder Nacheilanschluß N. In ähnlicher Weise besitzt die W-Phasenwicklung 18 einen führenden Anschluß W und einen nacheilenden oder hinteren Anschluß N. Wenn die Wicklungen 15, 16, 17 und 18 mit einer Dreiphasen-Y-Verbindung gekoppelt werden, werden die hinteren oder nacheilenden Anschlüsse N von allen Wicklungen 15, 16, 17 und 18 miteinander verbunden. Die Phasenströme Iu, Iv und Iw fließen durch die Wicklungen 15, 16, 17 und 18 und werden hinsichtlich der Phase so gesteuert, daß sie einer Beziehung gemäß Iu + Iv + Iw = 0 entsprechen, wodurch ein Drehmoment zwischen den Statorpolen 19, 20 und 21 und dem Permanentmagneten 12 des Rotors 11 erzeugt wird.
Die Beziehung zwischen jedem der Phasenströme Iu, Iv und Iw und der magnetomotorischen Kraft, die auf einen der Statorpole 19, 20 und 21 wirkt, wird weiter unten erläutert. 8 zeigt eine Abwicklung, welche die Statorpole 19, 20 und 21 wiedergibt, wie in 4 veranschaulicht ist, die über die U-, V- und W-Phasenwicklungen elektrisch äquivalent zu den U-, V- und W-Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 gekoppelt sind.
In 8 ist die U-Phasenwicklung um vier U-Phasen-Statorpole 19 in Reihe in der gleichen Wicklung gewickelt. Dies hat zur Folge, daß die magnetomotorische Kraft an alle U-Phasen-Statorpole 19 in der gleichen Richtung aufgebracht wird. Beispielsweise besteht jede der Windungen der U-Phasenwicklung, die um den zweiten U-Phasen-Statorpol 19 von links in 8 gewickelt ist, aus Leitersegmenten (3), (4), (5) und (6). Die Leitersegmente (2) und (7) dienen als Verbindungsdrähte, von denen sich jeder zwischen benachbarten zwei der U-Phasen-Statorpole 19 erstreckt und die nicht elektromagnetisch wirken oder funktionieren.
Der Strom Iu fließt durch die Leitersegmente (1) und (3) in der gleichen Größe, jedoch in entgegengesetzten Richtungen, so daß die elektromotorischen Kräfte (Ampere-Windung) aufgehoben werden. Der Zustand der Leitersegmente (1) und (3) ist daher im wesentlichen äquivalent mit demjenigen, wenn kein Strom durch die Leitersegmente (1) und (3) fließt. In ähnlicher Weise werden die magnetomotorischen Kräfte, die durch die Leitersegmente (5) und (8) erzeugt werden, aufgehoben. Der Zustand der Leitersegmente (5) und (8) ist im wesentlichen äquivalent mit demjenigen, wenn kein Strom durch die Leitersegmente (5) und (8) fließt. Spezifischer ausgedrückt kann der Strom Iu, der durch die Abschnitte der U-Phasenwicklung zwischen benachbarten zwei der U-Phasen-Statorpole 19 fließt, so betrachtet werden, daß er keine magnetomotorische Kraft erzeugt, so daß ein Bedarf nach einem elektrischen Strom beseitigt wird, der durch solche Abschnitte der U-Phasenwicklung fließt und solche Ströme weggelassen werden können. Demzufolge kann der Zustand der U-Phasenwicklung, durch die der Strom Iu fließt, so betrachtet werden, daß er der gleiche ist wie bei dem Fall, bei welchem ein positiver Strom Iu in einem schleifenförmigen Pfad fließt (was weiter unten als Außenseiten-Schleifenpfad bezeichnet wird), welcher Pfad so festgelegt ist, daß er sich über den Umfang des Stators 14 erstreckt und die Leitersegmente (10) und (6) enthält, während zur gleichen Zeit der negative Strom-Iu in einem anderen schleifenförmigen Pfad fließt (der im Folgenden auch als inseitiger Schleifenpfad bezeichnet wird), der so definiert ist, daß er sich in dem Umfang des Stators 14 erstreckt und die Leitersegmente (4) und (9) enthält.
Der Strom Iu, der durch den Außenseiten-Schleifenpfad fließt, der teilweise die Leitersegmente (10) und (6) enthält, ist der Strom, der außerhalb eines Kernes des Stators 14 fließt. Gewöhnlich ist außerhalb des Statorkernes Luft vorhanden. Die Luft ist hinsichtlich des magnetischen Widerstandes größer und wirkt somit nicht elektromagnetisch auf den bürstenlosen Motor 150, so daß der außenseitige Schleifenpfad weggelassen werden kann. Der Betrieb der U-Phasenwicklung, wie sie in 8 gezeigt ist, kann daher so betrachtet werden, daß dieser äquivalent zu demjenigen der schleifenförmigen U-Phasenwicklung 15 in 1 und 6 ist.
Die V-Phasenwicklung besteht gemäß der Darstellung in 8 aus Windungen, die ähnlich wie bei der U-Phasenwicklung um vier V-Phasenstatorpole 20 in Reihe in der gleichen Richtung gewickelt sind. Der Strom Iv, der durch die Leitersegmente (11) und (13) in der gleichen Größe fließt, jedoch in entgegengesetzten Richtungen, bewirkt, daß magnetomotorische Kräfte (Ampere-Windung) aufgehoben werden. Der Zustand der Leitersegmente (11) und (13) ist daher im wesentlichen äquivalent mit demjenigen, wenn kein Strom durch die Leitersegmente (11) und (13) fließt. In ähnlicher Weise heben sich auch die magnetomotorischen Kräfte, die durch die Leitersegmente (15) und (18) erzeugt werden, auf. Demzufolge kann der Zustand der V-Phasenwicklung, durch die der Strom Iu fließt, so betrachtet werden, daß er der gleiche ist wie in dem Fall, bei dem der positive Strom Iv in einem Schleifenpfad fließt, der so festgelegt ist, daß er sich in der Umfangsrichtung des Stators 14 erstreckt und die Leitersegmente (20) und (16) enthält, während zur gleichen Zeit der negative Strom-Iv in einem anderen Schleifenpfad fließt, der so festgelegt, daß er sich in Umfangsrichtung des Stators 14 erstreckt und die Leitersegmente (14) und (19) enthält. Der Betrieb der V-Phasenwicklung kann daher gemäß der Darstellung in 8 so betrachtet werden, daß er äquivalent zu demjenigen einer Kombination aus den schleifenförmigen V-Phasenwicklungen 16 und 17 in 1 und 6 ist.
Die W-Phasenwicklung besteht gemäß der Darstellung in 8 aus Windungen, die ähnlich wie bei der U-Phasenwicklung um vier W-Phasenstatorpole 21 in Reihe in der gleichen Richtung gewickelt sind. Der Strom Iw fließt durch die Leitersegmente (21) und (23), und zwar in der gleichen Größe, jedoch in entgegengesetzten Richtungen, so daß sich die magnetomotorischen Kräfte (Ampere-Windung) aufheben. Der Zustand der Leitersegmente (21) und (23) ist daher im wesentlichen äquivalent zu demjenigen, wenn kein Strom durch die Leitersegmente (21) und (23) fließt. In ähnlicher Weise werden die magnetomotorischen Kräfte, die durch die Leitersegmente (25) und (28) erzeugt werden, ebenfalls aufgehoben. Demzufolge kann der Zustand der W-Phasenwicklung, durch die der Strom Iw fließt, so betrachtet werden, daß er der gleiche ist wie in einem Fall, bei dem der positive Strom Iw in einem Schleifenpfad fließt (der weiter unten auch als inseitiger Schleifenpfad bezeichnet wird), und der so festgelegt ist, daß er sich in der Umfangsrichtung des Stators 14 erstreckt und die Leitersegmente (30) und (26) enthält, während zur gleichen Zeit der negative Strom-Iw in einem anderen Schleifenpfad fließt (der im Folgenden auch als Außenseiten-Schleifenpfad bezeichnet wird), und welcher so festgelegt ist, daß er sich in der Umfangsrichtung des Stators 14 erstreckt und die Leitersegmente (24) und (29) enthält.
Der Strom-Iw, der durch die inseitige Schleife bzw. den inseitigen Schleifenpfad fließt, welcher die Leitersegmente (24) und (29) enthält, ist der Strom, der außerhalb des Kernes des Stators 14 fließt. Gewöhnlich existiert Luft außerhalb des Statorkernes. Die Luft ist hinsichtlich des magnetischen Widerstandes größer und wirkt somit nicht elektromagnetisch auf den bürstenlosen Motor 150, so daß der außenseitige Schleifenpfad weggelassen werden kann. Der Betrieb der W-Phasenwicklung kann gemäß der Darstellung in 8 somit so betrachtet werden, daß er äquivalent zu demjenigen der schleifenförmigen W-Phasenwicklung 18 in den 1 und 6 ist.
Wie sich aus der obigen Erläuterung ergibt, sind die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18, die in dem bürstenlosen Motor 150 verwendet werden und von denen jede aus einer schleifenförmigen Wicklung gebildet ist, äquivalent dem elektromagnetischen Betrieb der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen, wie in 8 veranschaulicht ist, und bestehen je aus Sätzen von Windungen, die um die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 gewickelt sind. Es besteht daher keine Forderung nach Wicklungen, die außerhalb der axial sich gegenüberliegenden Enden des Stators 14 angeordnet sind. Die Verwendung der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18, die je aus einer schleifenförmigen Wicklung gebildet sind, führt somit zu einer starken Reduzierung der Menge an Kupfer, welches in dem bürstenlosen Motor 150 verwendet werden muß, so daß ein höherer Betriebswirkungsgrad und eine Ausgabe eines höheren Drehmoments von dem bürstenlosen Motor 150 erreicht wird. Zusätzlich besteht auch kein Bedarf nach irgendeiner Wicklung, die zwischen umfangsmäßig benachbarten zwei von jeder der Gruppen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 angeordnet ist, so daß die Zahl der Pole erhöht werden kann, und zwar verglichen mit der herkömmlichen Konstruktion. Die einfache Konstruktion der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 führt auch zu einer verbesserten Produktivität und reduzierten Herstellungskosten des bürstenlosen Motors 150.
Magnetflüsse Φu, Φv und Φw, die durch die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 fließen, fließen zusammen magnetisch an einem hinteren Joch oder Rückführjoch, so daß die Gesamtmenge an magnetischen Flüssen Φu, Φv und Φw zu Null wird (d.h. Φu + Φv + Φw = 0). Der herkömmliche bürstenlose Motor, wie dieser in den 30, 31 und 32 veranschaulicht ist, besitzt eine Konstruktion äquivalent derjenigen, bei welcher eine Gesamtzahl von sechs, enthaltend zwei U-Phasen-Statorpole 19, zwei V-Phasen-Statorpole 20 und zwei W-Phasen-Statorpole 21 gemäß der Darstellung in 8 in einem Kreis ausgerichtet sind, und ist hinsichtlich des magnetischen Betriebes und der Erzeugung eines Drehmoments mit dem bürstenlosen Motor 150 identisch. Jedoch besitzt der herkömmliche bürstenlose Motor im Gegensatz zu dem bürstenlosen Motor 150 konstruktive Unterschiede, indem nämlich ein Abschnitt der Wicklungen weggelassen ist oder die Konstruktion desselben vereinfacht ist.
Der Betrieb des bürstenlosen Motors 150 wird nun weiter unten beschrieben. 9 zeigt ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen den Strömen Iu, Iv und Iw, den Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew und den Ausgangsdrehmomenten Tu, Tu (Tv??) und Tw in dem bürstenlosen Motor 150 zeigt.
Bei der folgenden Erläuterung sind die Änderungsraten in den Drehwinkeln der Magnetflüsse Φu, Φv und Φw, die durch die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 fließen, jeweils als Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew definiert. Die Einheitsspannung Eu läßt sich ausdrücken als Eu = dΦu/dθ. Die Einheitsspannung Ev läßt sich ausdrücken durch Ev = dΦv/dθ. Die Einheitsspannung Ew läßt sich ausdrücken durch Ew = dΦw/dθ. Die Orte der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 relativ zu dem Rotor 11 (d.h. dem Permanentmagneten 12) befinden sich gemäß der Darstellung in 4 außerhalb einer Ausrichtung, und zwar entsprechend einem elektrischen Winkel von 120°, d.h. sie sind um 120 elektrische Grade versetzt. Die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew, von denen jede in einer Windung einer entsprechenden einen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15 bis 18 induziert wird, bestehen daher aus Dreiphasen-Wechselspannungen, wie in 9 veranschaulicht ist.
Es sei angenommen, daß der Rotor 11 sich mit einer konstanten Rate von dθ/dt = S1 dreht, und, wenn die Zahl der Windungen der U-Phasen-, der V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15 bis 18 als Wu, Wv bzw. Ww definiert werden, läßt sich die Summe, die als Wc definiert ist, lassen sich die Spannungen Vu, Vv und Vw, die in den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenwicklungen 15 bis 18, induziert werden, in der weiter unten angegebenen Weise ausdrücken. Wenn die Komponenten der Magnetflüsse Φu, Φv und Φw, die aus den Statorpolen 19 bis 21 lecken, vernachlässigt werden, so läßt sich die Zahl der Fluß-Leckagen der U-Phasenwicklung 15 durch Wu X Φu ausdrücken, die Zahl der Fluß-Leckagen der V-Phasenwicklungen 16 und 17 durch Wv X Φv ausdrücken, und die Zahl der Fluß-Leckagen der W-Phasenwicklung 18 durch Ww X Φw ausdrücken. Vu = Wu X (–d Φu/dt) = –Wu X d Φu/dθ X dθ/dt = –Wu X Eu X S1 (1)
In ähnlicher Weise gilt Vv = Wv X Ev X S1 (2) Vw = Ww X Ew X S1 (3)
Die spezifischen Beziehungen zwischen den Wicklungen 15 bis 18 und den induzierten Spannungen Vu, Vv und Vw sind wie folgt: Die Einheitsspannung Eu ist eine Spannung, die an einer Windung der U-Phasenwicklung 15 entwickelt wird, wie in den 1 und 6 veranschaulicht ist, und ist in einer Richtung orientiert umgekehrt oder rückwärts zu einer Richtung der Wicklung der U-Phasenwicklung 15. Die induzierte Spannung Vu ist eine Spannung, die an der Gesamtheit der U-Phasenwicklung 15 entwickelt wird und in einer Richtung orientiert ist, die entgegengesetzt oder umgekehrt zu der Richtung der Wicklung der U-Phasenwicklung 15 ist. Die Einheitsspannung Ev ist eine Spannung, die über den Enden eines Leiters entwickelt wird, der durch Verbinden, und zwar reihenmäßiges Verbinden von einer Wicklung der V-Phasenwicklung 16 und einer Windung der V-Phasenwicklung 17 gebildet ist, der in einer Richtung umgekehrt zu einer Richtung der Wicklung der V-Phasenwicklung 16 orientiert ist. Die induzierte Spannung Vv besteht aus einer Spannung, die an den Enden einer Wicklung entwickelt wird, die durch serielles Zusammenführen der V-Phasenwicklung 16 und der V-Phasenwicklung 17 gebildet wird, die in einer Richtung umgekehrt zu der Richtung der Wicklung der V-Phasenwicklung 16 gewickelt ist. Die Einheitsspannung Ew ist eine Spannung, die an einer Windung der W-Phasenwicklung 18 entwickelt wird. Die induzierte Spannung Vw ist eine Spannung, die an der Gesamtheit der U-Phasenwicklung 15 entwickelt wird und die in einer Richtung entgegengesetzt oder umgekehrt zu der Richtung der Wicklung der W-Phasenwicklung 18 orientiert ist.
Das Erhöhen des Wirkungsgrades bei der Entwicklung des Drehmoments bei dem bürstenlosen Motor 150 erfordert eine Anpassung der Phase von jedem der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme Iu, Iv und Iw mit derjenigen einer entsprechenden einen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Einheitsspannungen Eu, Ev und Eq. 9 veranschaulicht die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme Iu, Iv und Iw, die in Phase mit den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew jeweils sind und repräsentiert jeden Spannungsvektor und jeden Stromvektor, die miteinander in Phase liegen, durch den gleichen Vektorpfeil.
Die Ausgangsleistung Pa des bürstenlosen Motors 150 und die Leistungen Pu, Pv und Pw in den U-, V- und W-Phasen sind wie folgt: Pu = Vu X (–Iu) = Wu X Eu X S1 X Iu (4) Pv = Vv X Iv = Wv X Ev X S1 X Iv (5) Pw = Vw X Iw = Ww X Ew X S1 X Iw (6) Pa = Pu + Pv + Pw = Vu X Iu + Vv X Iv + Vw X Iw (7)
Das Ausgangsdrehmoment Ta des bürstenlosen Motors 150 und die Drehmomente Tu, Tv und Tw, die in den U-, V- und W-Phasen erzeugt werden, sind wie folgt: Tu = Pu/S1 = Wu X Eu X Iu (8) Tv = Pv/S1 = Wv X Ev X Iv (9) Tw = Pw/S1 = Ww X Ew X Iw (10) Ta = Tu – Tv – Tw = Wu X Eu X Iu + Wu X Ev X Iv + Ww X Ew X Iw = Wc X (Eu X Iu + Ev X Iv + Ew X Iw) (11)
Das Spannungs-Strom-Drehmoment-Vektordiagramm des bürstenlosen Motors 150 ist gemäß der Darstellung in 9 das gleiche wie dasjenige des herkömmlichen bürstenlosen Motors in den 30, 31 und 32.
Eine modifizierte Ausführungsform des Stators 14 wird nun weiter unten beschrieben, die so konstruiert ist, daß sie eine vereinfachte Statorwicklungsstruktur besitzt.
Die U-Phasenwicklung 15 und die V-Phasenwicklung 16 sind gemäß der vorangegangenen Beschreibung als schleifenförmige Wicklungen ausgeführt, die einander benachbart angeordnet sind, und zwar zwischen der Anordnung der U-Phasen-Statorpole 19 und der Anordnung der V-Phasen-Statorpole 20, sie sind jedoch abwechselnd aus einzelnen schleifenförmigen Wicklungen gebildet. In ähnlicher Weise sind die V-Phasenwicklung 17 und die W-Phasenwicklung 18 zwischen der Anordnung der V-Phasen-Statorpole 20 und der Anordnung der W-Phasen-Statorpole 21 angeordnet, die abwechselnd aus einer einzelnen schleifenförmigen Wicklung gebildet sind.
7 zeigt eine Abwicklung, die die oben erläuterte abgewandelte Ausführungsform des Stators 14 wiedergibt. Das Bezugszeichen 38 gibt eine M-Phasenwicklung 38 an, die als eine Kombination aus der U-Phasenwicklung 15 und der V-Phasenwicklung 16 funktioniert. Das Bezugszeichen 39 gibt eine N-Phasenwicklung an, die als eine Kombination aus der V-Phasenwicklung 17 und der W-Phasenwicklung 18 funktioniert. Im Betrieb wird der Zustand des magnetischen Flusses, der durch die M-Phasenwicklung 38 erzeugt wird, die magnetisch identisch mit derjenigen gemäß einer Kombination der magnetischen Flüsse ist, die durch die U-Phasenwicklung 15 und die V-Phasenwicklung 16 erzeugt werden, dadurch erstellt, indem in der M-Phasenwicklung 38 ein Fluß des M-Phasenstroms Im (= –Iu + Iv) erzeugt wird, der aus der Summe des Stromes –Iu, welcher an die U-Phasenwicklung 15 anzulegen ist, und dem Strom Iv besteht, der an die V-Phasenwicklung 16 anzulegen ist. In ähnlicher Weise entspricht der Zustand des magnetischen Flusses, der durch die N-Phasenwicklung 39 erzeugt wird, der mag netisch identisch mit demjenigen einer Kombination aus den magnetischen Flüssen ist, die durch die V-Phasenwicklung 17 und die W-Phasenwicklung 18 erzeugt werden, dadurch realisiert, indem in der N-Phasenwicklung 39 ein Fluß des N-Phasenstroms In (= –Iv + Iw) erzeugt wird, der aus der Summe des Stromes –Iv, welcher an die V-Phasenwicklung 17 anzulegen ist, und dem Strom Iw gebildet ist, welcher an die W-Phasenwicklung 18 anzulegen ist.
Die oben erläuterten Zustände der magnetischen Flüsse, die durch die M-Phasenwicklung 38 und die N-Phasenwicklung 39 erzeugt werden, sind auch in 9 demonstriert. Eine Einheitsspannung, die an der M-Phasenwicklung 38 entwickelt wird, ist durch Em ausgedrückt. Eine Einheitsspannung, die an der N-Phasenwicklung 39 entwickelt wird, ist durch En ausgedrückt. Die Einheitsspannungen Em und En sind wie folgt gegeben: Em = –Eu = –d Φu/d θ En = Ew = dΦw/d θ.
Die Spannungen Vm und Vn, die in der M-Phasen- und N-Phasenwicklung 38 bzw. 39 induziert werden, die Leistungen Pm und Pn, die in den M-Phasen- und N-Phasenwicklungen 38 und 39 verteilt werden oder verloren gehen, die Leistung Pb, die in dem bürstenlosen Motor 150 verloren geht, die Drehmomente Tm und Tn, die durch die M-Phasen- und N-Phasenwicklungen 38 und 39 erzeugt werden, und das Drehmoment Tb, welches von dem bürstenlosen Motor 150 ausgegeben wird, sind wie folgt gegeben: Vm = Wc X Em X S1 (12) Vn = Wc X En X S1 (13) Pm = Vm X Im = Wc X (–Eu) X S1 X (–Iu + Iv) = Wc X Eu X S1 X (–Iu + Iv) (14) Pn = Vn X In = Wc X Ew X S1 X (–Iv + Iw) (15) Pb = Pm + Pn = Vu X (–Iu + Iv) + Vw X (–Iv + Iw) (16) Tm = Pm/S1 = Wc X (–Eu) X (–Iu + Iv) (17) Tn = Pn/S1 = Wc X Ew X (–iV + Iw) (18) Tb = Tm + Tn = Wc X ((–Eu X Im) + Ew X In) (19) = Wc X (–Eu X (–Iu + Iv) + Ew X (–Iv + Iw)) = Wc X Eu X Iu + Wc X Iv X (–Eu – Ew) + Wc X Ew X Iw = Wc X (Eu X Iu + Ev X Iv + Ew X Iw) (20) Eu + Ev + Ew = 0 (21)
Das Drehmoment Ta, welches durch die Gleichung (11) gegeben ist, wird in drei Phasen ausgedrückt, während das Drehmoment Tb, welches durch die Gleichung (19) gegeben ist, in zwei Phasen ausgedrückt wird. Durch Erweitern der Gleichung (19) wird die Gleichung (20) erhalten. Es kann somit herausgefunden werden, daß die Gleichungen (11) und (19) mathematisch äquivalent zueinander sind. Speziell wenn die Spannungen Vu, Vv und Vw und die Ströme Iu, Iv und Iw in der Form von abgeglichenen Dreiphasen-Wechselströmen bzw. Spannungen entwickelt werden, ist das Drehmoment Ta, welches durch die Gleichung (11) ausgedrückt wird, konstant, und das Drehmoment Tb, welches durch die Gleichung (19) ausgedrückt wird, ist ebenfalls konstant, welches gemäß der Darstellung in 9 durch die Summe der Quadratfunktionen der Sinuswellen gegeben ist, die um Kmn = 90° außer Phase sind, d.h. einer Phasendifferenz zwischen den Drehmomenten Tm und Tn.
Die Gleichung (19) trifft auf Zweiphasen-Wechselstrommotoren zu, während die Gleichungen (11) und (21) auf Dreiphasen-Wechselstrommotoren zutreffen, wobei sie jedoch im Wert äquivalent sind. Die Fälle, bei denen der Strom Im (= –Iu + Iv) an die M-Phasenwicklung 38 angelegt wird und bei denen die Ströme –Iu und Iv an die U-Phasenwicklung 15 und die V-Phasenwicklung 16 jeweils angelegt werden, sind elektromagnetisch gemäß der Gleichung (19) äquivalent zueinander, sind jedoch hinsichtlich des Kupferverlustes verschieden. Wie aus 9 ersehen werden kann, nimmt eine Komponente des Stromes Im in der realen Achse auf einen Wert ab, der durch Multipli zieren des Stromes Im mit cos30° abgeleitet werden kann. Der Kupferverlust, wenn der Strom Im an die M-Phasenwicklung 38 angelegt wird, liegt somit bei 75%, so daß dieser kleiner ist als im Falle, wenn die Ströme –Iu und Iv an die U-Phasenwicklung 15 und die V-Phasenwicklung 16 angelegt werden, und zwar um 25% kleiner.
Spezifischer ausgedrückt führt die Kombination benachbarter diskreter schleifenförmiger Wicklungen in eine einzige zu einer vereinfachten Struktur als auch zu einer Reduzierung des Kupferverlustes desselben, was eine Verbesserung der Produktivität der Motoren bei niedrigen Kosten sicherstellt.
10 zeigt eine Abwicklung, die eine zweite modifizierte Ausführungsform des Stators 14 des bürstenlosen Motors 150 in 1 darstellt. Gewöhnlich stellt die Konfiguration der Magnetpole eines Stators einen Faktor dar, der die Drehmoment-Eigenschaften des bürstenlosen Motors beeinflußt und der eng mit gezahnten Drehmoment-Riffelungen und Drehmoment-Welligkeiten verkettet ist, die durch die Flüsse des Stromes induziert werden, der an den Motor angelegt wird. Um derartige Probleme zu erleichtern oder zu beseitigen, ist der Stator 14 so ausgelegt, daß er U-Phasen-Statorpole 22, V-Phasen-Statorpole 23 und W-Phasen-Statorpole 24 aufweist, wie dies in der Zeichnung dargestellt ist.
Jeder der Statorpole 22, 23 und 24 erstreckt sich im wesentlichen parallel zu der Umfangswand des Rotors 11 (d.h. einer Welle des Rotors 11). Die U-Phasen-Statorpole 22 sind im Profil identisch miteinander. Die V-Phasen-Statorpole 23 sind im Profil miteinander identisch. Die W-Phasen-Statorpole 24 sind im Profil miteinander identisch. Jeder der U-Phasen-Statorpole 22 ist durch Erweitern von einem der Zähne 14a gebildet, wie in 1 veranschaulicht ist, und zwar nach unten hin zum Boden des Stators 14. Jeder der V-Phasen-Statorpole 23 ist dadurch gebildet, indem das obere und untere Ende von einem der Zähne 14b vertikal nach oben und zum Boden des Stators 14 hin erweitert ist. Jeder der W-Phasen-Statorpole 24 ist dadurch gebildet, indem einer der Zähne 14c nach oben zum oberen Abschnitt des Stators 14 hin erweitert ist. Jeder der U-Phasen-Statorpole 22 ist um 120 elektrische Grade von einem benachbarten einen der V-Phasen-Statorpole 23 entfernt gelegen. In ähnlicher Weise ist jeder der V-Phasen-Statorpole 23 in einem Winkel von 120 elektrischen Graden von einem benachbarten einen der W-Phasen-Statorpole 24 entfernt gelegen. Die Verwendung solcher Statorpole führt gewöhnlich zu einem Problem gemäß einer Erhöhung der Drehmoment-Rauhigkeit. Um ein solches Problem zu vermeiden, besitzt jeder der Statorpole 22, 23 und 24 angefaste Seitenränder. Mit anderen Worten besitzt jeder der Statorpole 22, 23 und 24 einen U-gestalteten Querschnitt, wenn man von der vertikalen Richtung derselben aus blickt, der dazu dient, die magnetischen Effekte an den Seitenrändern zu glätten, wodurch die Drehmoment-Rauhigkeit reduziert wird. Die Reduzierung der Drehmoment-Rauhigkeit kann alternativ durch Anfasen der Seitenränder oder Seitenkanten von jedem der Permanentmagnete 12 des Rotors 11 erreicht werden, um eine magnetische Flußverteilung in der Form einer Sinuswelle in der Umfangsrichtung des Rotors 11 auszubilden. Die Angaben 0°, 90° usw. betreffen mechanische Winkel in der Umfangsrichtung des Rotors 11. Die Gesamtheit des Umfanges des Stators 14 reicht über 360°.
11 zeigt eine Abwicklung, die eine dritte modifizierte Ausführungsform des Stators 14 des bürstenlosen Motors 150 in 1 veranschaulicht.
Der Stator 14 ist mit U-Phasen-Statorpolen 25, V-Phasen-Statorpolen 26 und W-Phasen-Statorpolen 27 ausgestattet. Jeder der Statorpole 25, 26 und 27 ist in der Umfangsrichtung des Stators 14 gemäß einem elektrischen Winkel von angenähert 60° abgeschrägt, und zwar zur Achse des Rotors 11 hin, was zu einer Reduzierung der Drehmoment-Rauhigkeit führt. Die Weite von jedem der Statorpole 25, 26 und 27 ist kleiner als 180°, was zu keiner Reduzierung in dem maximalen magnetischen Fluß führt, der dort hindurch verläuft, was einen Mittelwert des Drehmoments sicherstellt. Jeder der Statorpole 25, 26 und 27 kann ähnlich wie der eine in 10 angefaste Seitenkanten oder Seitenränder aufweisen.
Die U-Phasen-Statorpole 22, die V-Phasen-Statorpole 23 und die W-Phasen-Statorpole 24 in 10 sind, wie oben beschrieben wurde, dadurch gebildet, indem die Enden der Zähne 14a, 14b und 14c gemäß der Darstellung in 1 vertikal erweitert sind. Die Sicherstellung gewünschter Volumina der Magnetpfade in den Statorpolen 22, 23 und 24 erfordert eine Erhöhung der Volumen, speziell der Ecken der Zähne 14a, 14b und 14c, was dann zu einer Zunahme der Gesamtgröße des Motors 150 führt. Das gleiche gilt für die Konstruktion, die in 11 veranschaulicht ist.
12 zeigt eine Abwicklung, die eine vierte modifizierte Ausführungsform des Stators 14 des bürstenlosen Motors 150 in 1 veranschaulicht, um das zuvor angesprochene Problem zu beseitigen.
Der Stator 14 ist mit U-Phasen-Statorpolen 28, V-Phasen-Statorpolen 29 und W-Phasen-Statorpolen 30 ausgestattet, die so gestaltet sind, daß die Einheitsspannungen Eu (= dΦu/dθ), Ev (= dΦv/dθ) und Ew (= dΦw/dθ), die Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse Φu, Φv und Φw darstellen, welche durch die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Statorpole 28, 29 und 30 fließen, hinsichtlich der Wellenform und Amplitude untereinander nahezu identisch sind und in der Phase voneinander um 120 elektrische Winkelgrade in der Phase verschoben sind. Jeder der Statorpole 28 und 30 besitzt eine maximale Weite oder Breite (d.h. ein Volumen) an der Ecke eines entsprechenden einen Zahns der Zähne 14c und 14a (siehe 1), um ein gewünschtes Volumen des magnetischen Pfades sicherzustellen. Der magnetische Fluß verläuft von dem Rotor 11 zu der Oberfläche (d.h. einer Innenfläche, die dem Rotor 11 gegenüberliegt) von jedem der Zähne 14a und 14c zu den Ecken derselben, die ein vergrößertes Volumenhaben, und zu dem Rückführjoch des Stators 14 (d.h. einer äußeren Umfangswand des Stators 14). Diese Konstruktion der Statorpole 28 und 30 ermöglicht es, daß die Gesamtgröße des Motors 150 reduziert werden kann, und zwar verglichen mit der Konstruktion von 10 oder 11.
13 zeigt eine Abwicklung, die eine fünfte modifizierte Ausführungsform des Stators 14 des bürstenlosen Motors 150 in 1 darstellt.
Der Stator 14 ist mit U-Phasen-Statorpolen 34, V-Phasen-Statorpolen 35 und W-Phasen-Statorpolen 36 ausgestattet. Die U-Phasen-Statorpole 34 und die W-Phasen- Statorpole 36 sind voneinander in der axialen Richtung des Rotors 11 verschoben und besitzen eine maximale Weite oder Breite von 180 elektrischen Graden. Jeder der V-Phasen-Statorpole 35 ist zwischen einem der U-Phasen-Statorpole 34 und einem benachbarten einen der W-Phasen-Statorpole 36 symmetrisch dazu angeordnet. Jeder der U-Phasen-Statorpole 34 und der W-Phasen-Statorpole 36 besitzt keinen dünnen spitzen Abschnitt, der an einem entsprechenden einen der Zähne 14c und 14a (siehe 1) ausgebildet ist, da dieser von dem Rückführjoch entfernt liegt und schwierig zu bearbeiten ist.
Die U-Phasen-Statorpole 34, die V-Phasen-Statorpole 35 und die W-Phasen-Statorpole 36 sind so ausgebildet, daß die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew Änderungsraten der Drehwinkel der Magnetflüsse Φu, Φv und Φw sind, die durch die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Statorpole 34, 35 und 36 fließen, die im Wert nahezu identisch sind, jedoch in der Phase verschieden sind. Diese Konstruktion ermöglicht es, daß ein relativ großer effektiver magnetischer Fluß durch die U-Phasen-Statorpole 34 und die W-Phasen-Statorpole 36 hindurch verlaufen kann, und führt zu einer Vereinfachung der Bearbeitung der Statorpole 34 bis 36.
Die 14, 15, 16, 17, 18 und 19 veranschaulichen modifizierte Ausführungsformen des Rotors 11, die bei der Konstruktion von 1 angewendet werden können. Diese Konstruktionen des Rotors 11 sind herkömmlich bekannt, und eine Erläuterung derselben in Einzelheiten wird daher hier weggelassen.
Ein bürstenloser Motor gemäß der Erfindung wird nun weiter unten in Einzelheiten beschrieben. Der bürstenlose Motor besitzt im wesentlichen die gleiche Konstruktion, wie sie in 1 veranschaulicht ist. Gleiche Teile sind durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet.
Der bürstenlose Motor 150 der Erfindung kann so ausgelegt sein, daß er Statorpole 22, 23 und 24 besitzt, wie in 10 veranschaulicht ist, die in einer Drehrichtung des Rotors 11 angeordnet sind. Wenn ein Luftspalt zwischen benachbarten zwei der Statorpole 22 bis 24 reduziert wird, kann dies zu einem erhöhten Betrag einer Leckage des Magnetflusses zwischen denselben führen, so daß die magnetischen Kreise in dem Stator 14 einen Kurzschluß erfahren, was dann zu einer Reduzierung des Betrages des Drehmoments führt, welches von dem Motor 150 ausgegeben wird. Diese Erscheinung erscheint vernachlässigbar zu sein, wenn größere Ströme an die Wicklungen 15 bis 18 angelegt werden. Demzufolge nimmt das Ausgangsdrehmoment linear mit der Zunahme der Ströme bis zu einem bestimmten Wert zu und erreicht dann eine Sättigung.
Eine Erhöhung der Zahl der Pole des Rotors 11 oder eine Reduzierung des Innendurchmessers des Stators 14 führt zu einer Reduzierung der Luftspalte zwischen den Statorpolen 22 bis 24, wenn nicht die Größe des Motors 150 erhöht wird. Dies stellt ein kritisches Problem in einem Fall dar, bei dem der Motor 150 so konstruiert wird, daß er eine kompakte Größe aufweist oder eine erhöhte Anzahl von Polen des Rotors 11 realisiert werden soll.
Der Motor 150 der Erfindung ist so konstruiert, daß er mit typischen konzentrierten Wicklungen ausgestattet ist. Wenn die Zahl der Phasen des Motors 150 als N bezeichnet wird und die Zahl der Pole des Rotors 11 mit P bezeichnet wird, ist die Zahl M der Pole des Stators 14 grundsätzlich durch eine Beziehung von M = P/2 X N gegeben. In einem Fall, bei dem der Motor 150 als Dreiphasenmotor konstruiert ist und acht Pole des Rotors 11 besitzt, ist die Zahl M der Pole des Stators 14 gleich zwölf (12).
Wenn die Zahl P der Pole des Rotors 11 oder der Innendurchmesser des Stators 14 nicht ausreichend groß ist, um eine gewünschte Größe der Luftspalte zwischen den Polen des Stators 14 bei der oben angegebenen Kombination der Anzahl P von Polen des Rotors 11 und der Anzahl M an Polen des Stators 14 sicherzustellen, kann die Drehmomentcharakteristik des Motors 150 dadurch verbessert werden, indem die Zahl M der Pole des Stators 14 reduziert wird, um eine Beziehung gemäß M < P/2 X N zu erfüllen.
Nimmt man ein Beispiel, bei dem der Motor 150 so konstruiert ist, daß er drei Phasen besitzt und acht Pole des Rotors 11 vorhanden sind, liegt eine Grundzahl an Po len des Stators 14 bei zwölf (12). Wenn die Weite oder Breite der Pole des Stators 14 20 mechanische Winkelgrade beträgt und die Weite oder Breite der Luftspalte zwischen den Polen des Stators 14 10 mechanische Winkelgrade beträgt, was nicht ausreichend ist, um eine Leckage des Magnetflusses zwischen den Polen des Stators 14 zu vermeiden, kann die Zahl M der Pole des Stators 14 in bevorzugter Weise reduziert werden, um die Weite oder Breite der Luftspalte zwischen den Polen des Stators 14 zu vergrößern. Wenn beispielsweise die Weite der Pole des Stators 14 bei 20° festgelegt ist, kann die Zahl M der Pole des Stators 14 von 12 auf 11, 10 oder auch 9 reduziert werden, um die Weite oder Breite der Luftspalte zwischen den Polen des Stators auf 12,72°, 16° oder 20° zu vergrößern.
Je kleiner die Zahl M der Pole des Stators 14 ist, desto größer ist die Weite oder Breite der Luftspalte zwischen den Polen des Stators 14. Jedoch führt die Reduzierung der Zahl der Pole des Stators 14 zu einem Abfall des Drehmoments, welches von dem Motor 150 ausgegeben wird. Es ist daher erforderlich, den Motor 150 so auszulegen, daß eine optimale Abgeglichenheit zwischen der Zahl M der Pole des Stators 14 und der Weite oder Breite des Poles des Stators 14 sichergestellt wird und auch in bezug auf die Weite oder Breite der Luftspalte zwischen den Polen des Stators 14 sichergestellt wird.
Die Zahl P der Pole des Rotors 11 und die Zahl M der Pole des Stators 14 kann, wie noch mehr in Einzelheiten beschrieben werden wird, aus einer Vielfalt an Kombinationen ausgewählt werden, und zwar ungeachtet der Zahl N der Phasen des Motors 150. Spezifischer ausgedrückt ist es ratsam, daß die Zahl M der Pole des Stators 14 so ausgewählt wird, um der Beziehung M < P/2 X N zu genügen.
Einige der Kombinationen aus der Zahl P der Pole des Rotors 11 und der Zahl M der Pole des Stators 14 kann zu Problemen führen, wie beispielsweise zu einer Erhöhung der Drehmoment-Rauhigkeit des Motors 150. Die Kombinationen, die nicht zu einem solchen Problem beitragen, werden weiter unten erläutert. Natürlich sind auch andere Kombinationen möglich, wenn der Motor 150 bei Anwendungen eingesetzt wird, bei denen die Drehmoment-Rauhigkeit nicht von Nachteil ist.
In Verbindung mit der Erläuterung der hier zutreffenden Technologien kann in einem Fall, bei dem der Motor 150 aus einem N-Phasenmotor besteht, die Drehmoment-Rauhigkeit dadurch reduziert werden, indem Ströme an die Wicklungen des Stators 14 angelegt werden, die mit induzierten Spannungen in Phase liegen, welche durch die Produkte aus den Einheitsspannungen gegeben sind, wie weiter oben erläutert wurde, das sind Änderungsraten in den Drehwinkeln der Magnetflüsse, die durch die Pole des Stators 14 fließen, und den Windungszahlen der Wicklungen der N-Phasen, wenn die induzierten Spannungen in der Wellenform und Amplitude untereinander identisch sind und in der Phase um 360°/N verschoben sind.
Wenn jedoch die Pole des Stators 14 in äquivalenten Intervallen voneinander entfernt gelegen sind, können die Kombinationen aus der Zahl P der Pole des Rotors 11 und der Zahl M der Pole des Stators 14, bei denen die induzierten Spannungen in der Wellenform und in der Amplitude untereinander identisch sind und in der Phase um 360/N verschoben sind, und zwar ausgedrückt als elektrischer Winkel, lediglich unter spezifischen Bedingungen ausgewählt werden. Die Bedingungen für die Kombinationen aus der Zahl P der Pole des Rotors 11 und der Zahl M der Pole des Stators 14, die Auswahl der Pole des Stators 14, die in der Phase gleich sind, und die Konzepte derselben werden weiter unten anhand eines Beispiels eines Dreiphasenmotors erläutert.
Bei der nachfolgenden Erläuterung werden die Größe und die Phase der Spannung, die durch jeden der Pole des Stators 14 induziert werden, durch zweidimensionale Vektoren ausgedrückt, die als induzierte Spannungsvektoren bezeichnet werden.
Die induzierten Spannungsvektoren sind in der Zahl identisch mit den Polen des Stators 14, können jedoch miteinander in Phase sein, abhängig von der Phasendifferenz zwischen den Vektoren. Die Zahl der induzierten Spannungsvektoren, die hinsichtlich des Phasenwinkels verschieden sind, ist daher nicht immer identisch mit der Zahl M der Pole des Stators 14.
Der Dreiphasenmotor, wie dieser oben beschrieben wurde, muß die Bedingungen erfüllen, daß die durch die Pole des Stators 14 induzierten Spannungen in der Amplitude untereinander identisch sind und in der Phase um 120° verschoben sind. Solche Bedingungen werden befriedigt, wenn so viele induzierte Spannungsvektoren wie ein ganzzahliges Vielfaches von drei (3) in äquivalenten Intervallen voneinander hinsichtlich der Phasen liegen. Wenn in diesem Fall einige der induzierten Spannungsvektoren, die hinsichtlich des Phasenwinkels um 120° voneinander verschoben sind, als ein Vektorsatz definiert werden, beträgt die Zahl der Vektorensätze eine ganzzahlige Zahl. Wenn jeder der induzierten Spannungsvektoren von einem der Vektorsätze und einige der induzierten Spannungen der anderen Vektorsätze, die in der Orientierung untereinander enger beieinander liegen, in eine Vektorsumme kombiniert werden, liegen die Vektorsummen, die hinsichtlich der Größe untereinander identisch sind, in einem Intervall von 120° Phasenwinkel.
Die Bedingung für ein solches Layout der induzierten Spannungsvektoren wird nun im Folgenden beschrieben. Wenn die Zahl der Pole des Rotors 11 als P definiert wird, die Zahl der Pole des Stators 14 als M definiert wird und der größte gemeinsame Faktor von P/2 und M als Y definiert werden, ist der größte gemeinsame Faktor Y gleich der Zahl der in-Phase-Kombinationen, von denen jede aus einem Paar von Polen des Rotors 11 besteht (d.h. Paaren von N-Polen und S-Polen der Magnete 12) und einigen der Pole des Stators 14, die in der Phase gleich sind. Wenn beispielsweise die Zahl der Pole des Rotors 11 zwölf (12) beträgt und die Zahl der Pole des Stators 14 gleich neun (9) beträgt, liegt der größte gemeinsame Faktor der Hälfte der Zahl der Pole des Rotors 11 (d.h. 12/2 = 6) und die Zahl der Pole des Stators 14 (d.h. 9) bei drei (3). Dies bedeutet, daß drei Kombinationen möglich sind, von denen jede aus vier der Pole des Rotors 11 gebildet ist und drei der Pole des Stators 14 angeordnet sind. Die durch die Pole des Stators 14 in jeder der Kombinationen induzierten Spannungen sind in der Phase untereinander identisch. Demzufolge können Motore, bei denen ein Rotor zwölf (12) Pole aufweist und ein Stator neun (9) Pole besitzt, so betrachtet werden, daß sie äquivalent mit Motoren sind, bei denen ein Rotor vier (4) Pole (d.h. 12 geteilt durch 3, was den größten gemeinsamen Faktor von 6 (= 12/2) und 9, und ein Stator drei (3) Pole (d.h. 9 geteilt durch 3) aufweist.
Spezifischer ausgedrückt kann die Zahl von minimalen Kombinationen der induzierten Spannungen, die untereinander außer Phase liegen, ausgedrückt werden durch M/Y. Wenn die Zahl der induzierten Spannungen, die untereinander außer Phase sind, aus einem ganzzahligen Vielfachen von drei (3) besteht, können Vektorsummen, die in der Phase um 120° verschoben sind und in der Größe identisch sind, abgeleitet werden, und es entsteht die Möglichkeit, vektormäßig abgeglichene Konstruktionen von Motoren zu erzeugen.
Beispielsweise liegt der Verteilungsfaktor, wenn die Zahl der außer Phase induzierten Spannungsvektoren drei (3) ist, bei 1. Der Verteilungsfaktor, wenn die Zahl der außer Phase induzierten Spannungsvektoren sechs (6) beträgt, liegt bei 0,866. Der Verteilungsfaktor, wenn die Zahl der außer Phase induzierten Spannungsvektoren bei neun (9) liegt, beträgt 0,844. Der Verteilungsfaktor, wenn die Zahl der außer Phase induzierten Spannungsvektoren zwölf (12) beträgt, liegt bei 0,837. Spezifischer ausgedrückt nimmt der Verteilungsfaktor ab, und zwar mit einer Erhöhung der Zahl der außer Phase induzierten Spannungsvektoren. Die Rate einer solchen Reduzierung ist moderat. Die Vergrößerung der Zahl der außer Phase induzierten Spannungsvektoren ist nicht zu beanstanden.
Beispielsweise sind Kombinationen von der Zahl von Polen des Rotors 11 und der Zahl der Pole des Stators 14 und die Verteilungsfaktoren, wenn die Pole des Stators 14 in irregulären Intervallen voneinander entfernt gelegen sind, um die Bedingungen zu erfüllen, bei denen die Einheitsspannungen entsprechend der vorangegangenen Beschreibung aus Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse bestehen, die durch drei Phasengruppen der Pole des Stators 14 fließen oder verlaufen, im wesentlichen identisch in der Wellenform und der Amplitude und sind in der Phase um 360°/N verschoben, und zwar ausgedrückt als elektrische Winkelgrade, was unten aufgelistet ist.
Tabelle 1
Die Tabelle 1 betrifft als ein Beispiel Kombinationen von zwanzig Polen des Rotors 11 und dreißig Polen des Stators 14, es können jedoch noch weitere Kombinationen bei den oben angegebenen Bedingungen verfügbar sein.
Bei einigen der in der obigen Tabelle 1 aufgelisteten Kombinationen sind die Verteilungsfaktoren nicht spezifiziert, und sie betreffen Kombinationen, welche die Bedingungen nicht erfüllen, bei denen die Zahl der Pole des Rotors 11 und die Zahl der Pole des Stators 14 so ausgewählt sind, daß die Einheitsspannungen, die Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse sind, welche durch die Dreiphasengruppen der Pole des Stators 14 fließen, hinsichtlich der Wellenform und der Amplitude im wesentlichen identisch sind und in der Phase um 360°/N verschoben sind, und zwar ausgedrückt als elektrischer Winkel. Solche Kombinationen können eine gewünschte induzierte Spannungs-Vektor-Abgleichkonstruktion des Motors nicht sicherstellen, sondern ermöglichen es, daß der Motor im Betrieb in Drehung versetzt wird.
Auf welche Weise die Pole des Stators 14 den Phasen unter der Bedingung von M < P/2 X N zuzuordnen sind, wird weiter unten anhand eines Beispiels beschrieben, bei welchem der Motor 150 aus einem Dreiphasenmotor besteht, der mit acht Polen des Rotors 11 ausgestattet ist. Die drei Phasen werden weiter unten als U-Phase, V-Phase und W-Phase bezeichnet.
In einem Fall, bei dem die Zahl der Pole des Stators 14 zwölf (12) beträgt und die Pole des Stators 14 in einer Aufeinanderfolge der U-Phase, der V-Phase, der W-Phase, der U-Phase, der V-Phase, der W-Phase, der U-Phase, der V-Phase, der W-Phase, der U-Phase, der V-Phase und der W-Phase von einem ausgewählten einen der Pole zugeordnet werden, sind alle Spannungen, die durch die Pole der gleichen Phase induziert werden, im Phasenwinkel untereinander identisch und maximiert, so daß dadurch das Drehmoment, welches von dem Motor 150 ausgegeben wird, maximiert wird.
Ein Beispiel, bei dem die Zahl der Pole des Stators 14 neun (9) beträgt, was kleiner als zwölf (12) ist, wird weiter unten beschrieben. Hierbei sind die Pole des Stators 14 gemäß der Darstellung in 20 wiedergegeben durch T₁, T₂, T₃, T₄, T₅, T₆, T₇, T₈ und T₉. Die durch die Pole T₁ bis T₉ induzierten Spannungen sind wiedergegeben durch V_T1, V_T2, V_T3, V_T4, V_T5, V_T6, V_T7, V_T8 und V_T9. Die Spannungen V_T1 bis V_T9 sind durch Vektoren in 21 ausgedrückt, die in der Phase um 40° verschoben sind. Wenn die Phase der induzierten Spannung V_T1 als 0° definiert wird, liegen diejenigen der induzierten Spannungen V_T2, V_T3, V_T4, V_T5, V_T6, V_T7, V_T8 und V_T9 bei 160°, 320°, 480° (=120°), 640° (=280°), 800° (=80°), 960° (=240°), 1120° (=40°) und 1280° (=200°).
Es können viele Kombinationen aus neun Polen des Stators 14 und den U-, V- und W-Phasen gebildet werden, es sind jedoch einige von diesen, bei denen Phasendifferenzen zwischen den in Phase liegenden der induzierten Spannungen V_T1 bis V_T9 um so viel kleiner wie möglich sind, zu bevorzugen, da es für solche Kombinationen möglich ist, die Vektorsumme der in Phase liegenden Spannungen der induzierten Spannungen V_T1 bis V_T9 zu vergrößern.
Beispielsweise sind die Pole T₁, T₄ und T₇ des Stators 14, die in der Phase der induzierten Spannungen V_T1, V_T4 und V_T5 derselben bei 0°, 120° und 240° liegen, als Be zugspole definiert. Einige der Pole T1 bis T9, die um einen elektrischen Winkel von (360 X K ± 60)° voneinander entfernt liegen, und zwar von den Bezugspolen T₁, T₄ und T₇, in einer Gruppe der gleichen Phase gesammelt oder zusammengefaßt. Es sei erwähnt daß K aus einer ganzen Zahl besteht. Spezifischer ausgedrückt sind die Pole T₁, T₃ und T₈, die näher bei 0° liegen, in eine U-Phasengruppe zusammengefaßt. Die Pole T₂, T₄ und T₆, die dichter bei 120° liegen, sind in einer V-Phasengruppe zusammengefaßt. Die Pole T₅, T₇ und T₉, die dichter bei 240° liegen, sind in einer W-Phasengruppe zusammengefaßt. Dies hat zur Folge, daß die Phasen der Pole T₁ bis T₉ in der Reihenfolge von U, V, U, V, W, V, W, U und W angeordnet werden.
Die Größen der induzierten Spannungen Vu, Vv und Vw der U-, V- und W-Phasen sind in 22 veranschaulicht. Beispielsweise ist die induzierte Spannung Vu der U-Phase gegeben durch eine Beziehung gemäß Vu = Wu X Eu X (cos(0°)+cos(–40°)+cos(40°)) X S1 = 2,532 X Eu X S1. Wenn die induzierten Spannungen der gleichen Phasengruppe der Pole in der Phasendifferenz untereinander identisch sind, beträgt jede der induzierten Spannungen Vu, Vv und Vw = 3 X Eu X S1. Die Phasendifferenzen zwischen den induzierten Spannungen der gleichen Phasengruppe der Pole resultiert in der Erzeugung der Spannung von 2,532/3 = 0,844. Dieses Verhältnis wird allgemein als Verteilungsfaktor bezeichnet, wie oben beschrieben wurde.
Der Wicklungsfaktor, der einer der Faktoren in dem Drehmoment-Erzeugungs-Wirkungsgrad des Motors ist, wird durch das Produkt aus dem Verteilungsfaktor und dem Kurz-Teilungs-Faktor (short-pitch factor) ausgedrückt. Es ist ratsam, daß der Wert des Wicklungsfaktors so dicht wie möglich bei eins (1) liegt. Der Kurz-Teilungs-Faktor hängt von der Weite oder der Breite der Pole des Stators 14 ab. Eine Erhöhung des Kurz-Teilungs-Faktors wird dadurch erreicht, indem man diesen so dicht wie möglich an die Weite oder Breite der Magnete 12 des Rotors 11 bringt, und zwar innerhalb eines Bereiches, in welchem die Leckage des Flusses zwischen den Polen des Stators 14 klein ist. Spezifischer ausgedrückt kann dies bei der Konstruktion des Motors 150 der Erfindung erreicht werden, indem die Luftspalte zwischen den Polen des Stators 14 vergrößert werden. Es ist für ein tatsächliches Design bzw. Konstruktion des Motors 150 er forderlich, einen Abgleich zwischen dem Kurz-Teilungs-Faktor und der Leckage des Flusses zwischen den Polen des Stators 14 zu berücksichtigen. Eine gewünschte Weite oder Breite der Pole des Stators 14 hängt auch von einer Vielfalt von Faktoren ab. Ein optimaler Wert des Kurz-Teilungs-Faktors kann daher hier nicht angegeben werden. Die Verbesserung von lediglich dem Verteilungsfaktor wird weiter unten beschrieben.
Das Layout der Phasen der Pole des Stators 14, ausgewählt, um die Bedingung nicht zu erfüllen, bei der die Pole des Stators 14 um einen elektrischen Winkel von (360 X K ± 60)° von den Bezugspolen entfernt gelegen sind und in einer gleichen Phasengruppe gesammelt sind, wird als nächstes untersucht. Wenn beispielsweise die Pole des Stators 14 in der Reihenfolge von U, W, W, V, U, U, W, V und V angeordnet sind, hat dies zur Folge, daß die Phasenwinkel der Spannungen, die in der gleichen Phasengruppe induziert werden, in Einheiten von 80° verschoben werden. Um ein Beispiel der U-Phasengruppe anzuführen, so ist die induzierte Spannung Vu durch eine Beziehung von Vu = Wu X Eu X (cos(0°) + cos(–80°) + cos(80°)) X S1 = 1,347 X Eu X S1 gegeben. Der Verteilungsfaktor ist dann so gering wie 0,499.
Wie aus der vorangegangenen Erläuterung hervorgeht, kann der Verteilungsfaktor dadurch maximiert werden, indem die Pole des Stators 14, die in einem elektrischen Winkel von (360 X K ± 60)° von einem ausgewählten einen der Pole entfernt gelegen sind, der gleichen Phasengruppe zugeordnet werden. Dies minimiert einen Abfall in dem Drehmoment, welches von dem Motor 150 ausgegeben wird, der sich aus den Phasendifferenzen zwischen den induzierten Spannungen ergibt. Das Layout der Pole des Stators 14, die in gleichen Intervallen voneinander in der Drehrichtung des Rotors 11 beabstandet sind, wurde insoweit erläutert. Die Pole des Stators 14 sind nicht notwendigerweise in gleichen Intervallen angeordnet, sondern können auch in irregulären Intervallen voneinander entfernt angeordnet sein. Das Layout der Pole des Stators 14, die in irregulären Intervallen gelegen sind, was von dem jeweiligen Fall abhängt, resultiert in einer Verbesserung des Drehmoment-Erzeugungs-Wirkungsgrades oder der induzierten Spannungsvektor-Unabgeglichenheit des Motors 150. Dies wird weiter unten mehr in Einzelheiten erläutert.
Die 30 bis 33 zeigen einen Motor von typischen Elektromotoren. Dieser Motortyp enthält Statorpole, die in einer Drehrichtung eines Rotors angeordnet sind, und enthält Wicklungen. Die Statorpole und die Wicklungen belegen gewöhnlich einen großen Betrag des Raumes in dem Motor. Wenn daher die Statorpole in irregulären Intervallen angeordnet sind, hat dies zur Folge, das die Volumina der Räume, die durch die Wicklungen belegt werden, voneinander verschieden sind, was in der Ausbildung von toten Räumen resultiert, die durch keine Wicklung belegt sind. Der Motor 150 der Erfindung ist jedoch so konstruiert, daß er eine Struktur aufweist, bei der die Wicklungen nicht benachbart zueinander in der Drehrichtung des Rotors 11 angeordnet sind, was somit zu keiner Ausbildung eines toten Raumes um die Statorpole herum führt.
Auf welche Weise der Drehmoment-Erzeugungs-Wirkungsgrad des Motors 150 weiter verbessert werden kann, der die Induktions-Spannungsvektor-Abgleichstruktur aufweist, bei welcher die Zahl der Pole des Rotors 11 und die Zahl der Pole des Stators 14 so ausgewählt sind, daß die Einheitsspannungen (z.B. Eu, Ev und Ew), die Änderungsraten der Drehwinkel der Magnetflüsse sind, die durch die N-Phasengruppen der Pole des Stators 14 fließen, im wesentlichen identisch in der Wellenform und in der Amplitude sind und im Phasenwinkel um 360°/N verschoben sind, und zwar ausgedrückt in elektrischen Winkelgraden, was noch beschrieben wird. In einem Fall, bei dem die Zahl der Pole des Rotors 14 gleich acht (8) beträgt und die Zahl der Pole des Stators 14 gleich neun (9) beträgt, sind die induzierten Spannungen der gleichen Phasengruppe, wie bereits beschrieben wurde, im Phasenwinkel verschoben, so daß der Verteilungsfaktor bei 0,844 liegt. Eine Vergrößerung des Verteilungsfaktors in einer solchen Struktur des Motors 150, um den Drehmoment-Erzeugungs-Wirkungsgrad desselben zu verbessern, wird durch Verschieben der Pole des Stators 14 in der Drehrichtung des Rotors 11 erreicht, um die Phasenwinkel in den induzierten Spannungen so dicht wie möglich zueinander zu bringen. Es ist in bezug auf den Drehmoment-Erzeugungs-Wirkungsgrad des Motors 150 ratsam, daß die Phasenwinkel vollständig untereinander angepaßt sind.
In einem Fall, bei dem die Zahl der Pole des Rotors 11 gleich acht (8) ist und die Zahl der Pole des Stators 14 gleich neun (9) ist und die Pole des Stators 14 in gleichen Intervallen angeordnet sind, betragen die Intervalle zwischen den Polen des Stators 14 gleich 40°. Wenn die Intervalle, wie in 23 veranschaulicht ist, zwischen den Polen T₁ und T₂, zwischen den Polen T₄ und T₅ und zwischen den Polen T₇ und T₈ auf 60° eingestellt sind, werden die Intervalle zwischen den Polen T₂ und T₃, zwischen den Polen T₃ und T₄, zwischen den Polen T₅ und T₆, zwischen den Polen T₆ und T₇, zwischen den Polen T₈ und T₉ und zwischen den Polen T₉ und T₁ auf 30° eingestellt, was dazu führt, wie auch in 24 veranschaulicht ist, daß die Phasenwinkel der induzierten Spannungen in der gleichen Phasengruppe miteinander koinzidieren, so daß der Verteilungsfaktor zu eins (1) wird, wodurch dann der Wirkungsgrad des Motors 150 verbessert wird.
Wenn die Intervalle zwischen den Polen T₁ und T₂, zwischen den Polen T₄ und T₅ und zwischen den Polen T₇ und T₈ auf 50° eingestellt werden und die Intervalle zwischen den Polen T₂ und T₃, zwischen den Polen T₃ und T₄, zwischen den Polen T₅ und T₆, zwischen den Polen T₆ und T₇, zwischen den Polen T₈ und T₉ und zwischen den Polen T₉ und T₁ auf 35° eingestellt werden, hat dies zur Folge, daß die Phasenwinkel der induzierten Spannungen in der gleichen Phasengruppe nicht vollständig miteinander koinzidieren, jedoch ein Verteilungsfaktor erreicht wird von 0,960, was zu einem verbesserten Drehmomenterzeugungs-Wirkungsgrad des Motors 150 führt, und zwar verglichen mit dem Fall, wenn die Pole T₁ bis T₂ in gleichen Intervallen angeordnet sind. Ein solches Layout bewirkt, daß alle die Pole T₁ bis T₉ des Stators 14 nicht in Ausrichtung placiert werden, und zwar mit den Polen des Rotors 11 in der radialen Richtung des Stators 14, was dann zu einem verbesserten Drehmoment-Erzeugungs-Wirkungsgrad des Motors 150 führt, und zwar ohne eine Vergrößerung der Riffelung des Drehmoments (cogging torque).
Die Wirkungen der induzierten Spannungsvektor-unabgeglichen-Kombinationen der Anzahl der Pole des Rotors 11 und der Anzahl der Pole des Stators 14, die in gleichen Intervallen angeordnet sind, wird nun beschrieben. Beispielsweise beträgt bei ei nem Beispiel, bei dem die Zahl der Pole des Rotors 11 und die Zahl der Pole des Stators 14 beide sechs (6) betragen und die Pole des Stators 14 in gleichen Intervallen angeordnet sind, die Vektoren der Spannungen, die durch die Pole des Stators 14 induziert werden, daß diese auf zwei Sektoren gesammelt werden, die zueinander um 180° außer Phase sind. Wenn somit der Motor 150 mit drei Phasen betrieben wird, führt dies zu einer induzierten Spannungsvektor-Unabgeglichenheit. Dies wird beispielsweise durch die Struktur, welche in 25 veranschaulicht ist, vermieden. Der Stator 14 besitzt Pole T₁₁, T₁₂, T₁₃, T₁₄, T₁₅ und T₁₆, welchen die Phasen U, W, V, W, U und V zugeordnet sind. Die Intervalle zwischen den Polen T₁₁ und T₁₂, zwischen den Polen T₁₂ und T₁₃ und zwischen den Polen T₁₆ und T₁₁ sind auf 80° eingestellt. Die Intervalle zwischen den Polen T₁₃ und T₁₄, zwischen den Polen T₁₄ und T₁₅ und zwischen den Polen T₁₅ und T₁₆ sind auf 40° eingestellt. Dieses Layout der Pole T₁₁ bis T₁₆ bewirkt gemäß der Darstellung in 26, daß die Vektoren der induzierten Spannungen Vu, Vv und Vw der U-, V- und W-Phasengruppen in der Größe untereinander gleich sind und die Phasendifferenzen zwischen diesen bei 120° liegen, wodurch eine induzierte Spannungsvektor-Unabgeglichenheit beseitigt wird und dies auch zu Reduzierungen in der Rauhigkeit des Drehmoments (cogging torque) und Drehmoment-Welligkeit führt.
Die oben erläuterten nützlichen Vorteile können auch durch die Struktur des Motors 150 erhalten werden, bei der die Zahl der Pole des Rotors 11 und die Zahl der Pole des Stators 14 nicht aus einem ganzzahligen Vielfachen der Zahl der Phasengruppen besteht. Beispielsweise besitzt gemäß der Darstellung in 27 der Stator 14 die Pole T₂₁, T₂₂, T₂₃ und T₂₄, welchen die Phasen U, V, W und W zugeordnet sind. Die Intervalle zwischen den Polen T₂₁ und T₂₂ und zwischen den Polen T₂₃ und T₂₄ sind auf 160° eingestellt. Die Intervalle zwischen den Polen T₂₂ und T₂₃ und zwischen den Polen T₂₄ und T₂₁ sind auf 20° eingestellt. Dieses Layout der Pole T₂₁ bis T₂₂ bewirkt gemäß der Darstellung in 27, daß die Vektoren der induzierten Spannungen Vu, Vv und Vw der U-, V- und W-Phasengruppen in der Größe untereinander gleich sind und die Phasendifferenzen zwischen denselben 120° betragen, wodurch eine Induktionsspannungsvektor-Unabgeglichenheit beseitigt wird und dies auch zu Reduzierungen in dem zahnförmigen Verlauf des Drehmoments und der Drehmoment-Rauhigkeit führt.
Wie aus der vorangegangenen Erläuterung hervorgeht, ist der Motor 150 nach der Erfindung so ausgelegt, daß er irgendeine Variation einer Vielfalt von Variationen der Pole des Rotors 11 und der Pole des Stators 14 aufweist, die in irregulären Intervallen angeordnet sind, um dadurch den Drehmomenterzeugungs-Wirkungsgrad zu verbessern und den zahnförmigen Drehmomentverlauf oder Drehmoment-Rauhigkeiten zu reduzieren. Die Größen der Intervalle zwischen den Polen des Stators 14 werden in bevorzugter Weise unter Berücksichtigung der Weite oder Breite der Luftspalte zwischen benachbarten zwei der Pole des Stators 14 ausgewählt und unter Berücksichtigung der Wirkungen auf den zahnförmigen Verlauf des Drehmoments oder Drehmoment-Welligkeiten.
Wenn es schwierig ist, die Pole des Stators 14 in irregulären Intervallen anzuordnen oder schwierig ist, einen gewünschten Grad der oben erläuterten Wirkungen sicherzustellen, können die Pole des Stators 14 auch alternativ mit unterschiedlichen Weiten oder Breiten ausgeführt werden. Natürlich können die Pole des Stators 14 auch so hergestellt werden, daß sie unterschiedliche Weiten oder Breiten besitzen und in irregulären Intervallen angeordnet sind.
Wenn beispielsweise der Motor 150 so konstruiert ist, daß er zwölf (12) Pole des Rotors 11 und fünfzehn (15) Pole des Stators 14 aufweist, die in regulären Intervallen angeordnet sind, hat dies zur Folge, daß die Pole des Stators 14 fünf Spannungen induzieren, und zwar V_T31, V_T32, V_T33, V_T34 und V_T35, wie in 29 veranschaulicht ist, deren Vektoren zueinander in Einheiten von 72° verschoben sind. Wenn zwei Paare, von denen jedes benachbarte zwei der induzierten Spannungsvektoren enthält, als die V- bzw. W-Phase bezeichnet werden und der verbleibende eine der induzierten Spannungsvektoren als U-Phase definiert wird, beträgt jede der Summen (d.h. der Vektoren der Spannungen Vv und Vw) der induzierten Spannungsvektoren der V- und W-Phasen das 1,6-fache des induzierten Spannungsvektors der U-Phase (d.h. einem Vektor der Spannung V_T31). Ein Abgleich unter den induzierten Spannungsvektoren der U-, V- und W-Phasen kann dadurch erreicht werden, indem der Pol des Stators 14 der U-Phase mit einer größeren Weite oder Breite ausgebildet wird, um den Betrag des magnetischen Flusses zu vergrößern, der dort hindurch verläuft, oder indem alternativ die Pole des Stators 14 der V- und W-Phase so ausgebildet werden, daß sie eine kleinere Weite oder Breite besitzen, um den Betrag des magnetischen Flusses zu reduzieren, der dort hindurch verläuft. Die Phasendifferenzen zwischen den induzierten Spannungsvektoren (d.h. den Vektoren der Spannungen Vu und Vv und der Vektoren der Spannungen Vu und Vw) der U- und V-Phase und zwischen der U- und W-Phase betragen beide 108°. Die Phasendifferenz zwischen den induzierten Spannungsvektoren der V- und W-Phasen liegt bei 144°. 108° und 144° sind verschieden von 120°, liegen jedoch innerhalb eines zulässigen Bereiches dicht dabei, wodurch ein zulässiger induzierter Spannungsvektor-Abgleich sichergestellt wird.
Der Abgleich unter den induzierten Spannungsvektoren der U-, V- und W-Phasen kann auch dadurch erreicht werden, indem die Zahl der Windungen der Wicklungen geändert wird (d.h. der Wicklungen 15, 16, 17 und 18) des Stators 14 auf einer Phasen-Grundlage. Natürlich kann dies in Kombination mit der Anordnung der Pole des Stators 14 bei irregulären Intervallen und/oder der Ausbildung derselben entsprechend unterschiedlicher Weiten oder Breiten erreicht werden.
Wenn beispielsweise der Motor 150 so konstruiert ist, daß er zwölf (12) Pole des Rotors 11 und fünfzehn (15) Pole des Stators 14 aufweist, die in regulären Intervallen angeordnet sind, hat dies zur Folge, daß gemäß den obigen Ausführungen die Pole des Stators 14 fünf Spannungen induzieren, deren Vektoren zueinander in Einheiten von 72° verschoben sind. Wenn zwei Paare, von denen jedes benachbarte zwei der induzierten Spannungsvektoren enthält, als V- bzw. W-Phase bezeichnet werden und der verbleibende eine der induzierten Spannungsvektoren als U-Phase definiert wird, beträgt jede der Summen aus den induzierten Spannungsvektoren der V- und W-Phase das 1,6-fache des induzierten Spannungsvektors der U-Phase. Der Abgleich unter den induzierten Spannungsvektoren der U-, V- und W-Phasen kann durch Erhöhen der Anzahl der Windungen der Wicklung der U-Phase um das 1,6-fache gegenüber den V- und W-Phasen erreicht werden. Die Phasendifferenzen zwischen den induzierten Spannungsvektoren der U- und V-Phase und zwischen der U- und der W-Phase betragen beide 108°. Die Phasendifferenz zwischen den induzierten Spannungsvektoren der V- und W-Phase liegt bei 144°. 108° und 144° sind von 120° verschieden, liegen jedoch in einem zulässigen Bereich dicht daran, wodurch sichergestellt wird, daß ein zulässiger induzierter Spannungsvektor-Abgleich erreicht wird.
Der Motor 150 der Erfindung ist so konstruiert, um die Leckage des Magnetflusses zwischen den Polen des Stators 14 zu minimieren und/oder einen Kurzschluß zwischen den magnetischen Kreisen zu vermeiden. Es ist ratsam, daß die oben beschriebenen Techniken mit Bezugnahme auf die Größe des Motors 150 kombiniert werden, ebenso in Bezugnahme auf die Zahl der Pole des Rotors 11 oder des Stators 14, ferner den Zweck der Verwendung des Motors 150 und/oder anderer Motor-Einschränkungen.
Obwohl die vorliegende Erfindung in bezug auf bevorzugte Ausführungsformen offenbart wurde, um das Verständnis für dasselbe zu verbessern, sei darauf hingewiesen, daß die Erfindung in vielfältiger Weise realisiert werden kann, ohne dabei das Prinzip der Erfindung zu verlassen. Die Erfindung ist daher so zu verstehen, daß sie alle möglichen Ausführungsformen und abgewandelten Ausführungsformen in Verbindung mit den gezeigten Ausführungsformen mit umfaßt, die realisiert werden können, ohne dabei das Prinzip der Erfindung zu verlassen, wie es sich aus den anhängenden Ansprüchen ergibt.

Claims

Wechselstrommotor, mit: einem Rotor, der Rotor-Magnetpole enthält, die aus N-Polen und S-Polen bestehen, welche abwechselnd entlang einem Umfang desselben angeordnet sind; einem Stator mit N-Statorpolgruppen, die aus Magnetpolen gebildet sind, welche entlang einem Umfang desselben angeordnet sind, wobei die N-Statorpolgruppen in einer Umfangsrichtung des Stators relativ von einem vorausgewählten Bezugspol der Rotormagnetpole um unterschiedliche Winkel jeweils auf einer Polgrundlage verschoben sind; und einer Vielzahl von schleifenförmigen Wicklungen, von denen sich jede in einer Umfangsrichtung des Stators erstreckt, wobei die schleifenförmigen Wicklungen benachbart zueinander in einer axialen Richtung des Stators in Relation zu den N-Statorpolgruppen jeweils angeordnet sind, wobei ein Zahl P der Rotormagnetpole und eine Zahl M der Magnetpole des Stators so ausgewählt sind, daß eine Beziehung gemäß M < (P/2) X N erfüllt wird.
Wechselstrommotor nach Anspruch 1, bei dem die Zahl P der Rotormagnetpole und die Zahl M der Magnetpole des Stators so ausgewählt sind, daß die Bedingungen erfüllt werden, bei denen Einheitsspannungen, die aus Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse, die durch die N-Statorpolgruppen verlaufen, im wesentlichen hinsichtlich der Wellenform und der Amplitude identisch sind und im Phasenwinkel um 360°/N, ausgedrückt als elektrischer Winkel, verschoben sind.
Wechselstrommotor nach Anspruch 1, bei dem die Magnetpole des Stators in irregulären Intervallen voneinander entfernt so angeordnet sind, daß Bedingungen erfüllt werden, bei denen die Einheitsspannungen, die Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse bilden, die durch die N-Statorpolgruppen verlaufen, im wesentlichen hinsichtlich der Wellenform und der Amplitude identisch sind und die hinsichtlich des Phasenwinkels um 360°/N verschoben sind, und zwar ausgedrückt als elektrischer Winkel.
Wechselstrommotor nach Anspruch 1, bei dem wenigstens eine der Weiten oder Breiten der Magnetpole des Stators so ausgewählt ist, daß sie gegenüber einer anderen oder gegenüber anderen der Weiten oder Breiten der Magnetpole des Stators verschieden ist, um Bedingungen zu erfüllen, bei denen die Einheitsspannungen, die aus Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse bestehen, welche durch die N-Statorpolgruppen verlaufen, im wesentlichen hinsichtlich der Wellenform und der Amplitude identisch sind und im Phasenwinkel um 360°/N verschoben sind, ausgedrückt als elektrischer Winkel.
Wechselstrommotor nach Anspruch 1, bei dem die Zahl der Windungen von wenigstens einer der Wicklungen so ausgewählt ist, daß sie von derjenigen einer anderen oder von den anderen der Wicklungen verschieden ist, um Bedingungen zu erfüllen, bei denen die Spannungen, die in den N-Statorpolgruppen jeweils induziert werden, die durch Produkte aus den Einheitsspannungen gegeben sind, die aus Änderungsraten in den Drehwinkeln der magnetischen Flüsse bestehen, welche durch die N-Statorpolgruppen verlaufen, im wesentlichen hinsichtlich der Wellenform und der Amplitude identisch sind und im Phasenwinkel um 360°/N verschoben sind, ausgedrückt als einen elektrischen Winkel.