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Die
Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für elektronische Bauteile mit
einem Verstärker
und einem Steuerstromtransistor, die aus einem Referenzsignal ein
Steuersignal erzeugen, einem Treiberstromspiegel, einem zwischen
dem Verstärker
und dem Treiberstromspiegel angeordneten Steuersignalschalter, der
den Treiberstromspiegel wahlweise von dem Steuerstromtransistor
trennt oder mit dem Steuerstromtransistor verbindet, wobei der Treiberstromspiegel
in einem mit dem Steuerstromtransistor verbundenen Zustand das Steuersignal
zu einem Treibersignal verstärkt.
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Eine
solche Treiberschaltung ist per se bekannt und wird zum Beispiel
zum Treiben von Laserdioden verwendet. Bei ebenfalls bekannten einfachen
Treiberschaltungen wird der Steuerstrom durch eine Gegenkopplung
stabilisiert, bei der ein Rückführsignaleingang
des Verstärkers über eine
Rückführung von
einem aus einem Steuerzweig des Treiberstromspiegels ausgekoppelten
Rückführsignal
gespeist wird.
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Beim
Treibe elektronischer Bauteile soll ein als Treibersignal dienender
Treiberstrom durch einen Referenzstrom einstellbar sein, mit dem
der Verstärker
ausgesteuert wird. Dabei soll die Verstärkung der Treiberschaltung,
also der Quotient aus dem Treiberstrom und dem Referenzstrom, sowohl
von der Höhe
des Referenzstroms, von der Höhe
des Treiberstroms, und von der Temperatur der beteiligten Komponenten
möglichst unabhängig sein
und auch bei in großen
Stückzahlen
hergestellten zu treibenden Bauteilen und Treiberschaltungen möglichst
gleich sein.
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Die
Bandbreite der Verstärkung
liegt bei Laserdioden-Treibern für
heutige CD/DVD Laufwerke bei etwa 1 MHz. Wegen dieser vergleichsweise
geringen Bandbreite kann der Treiberstrom, der im sub-Nanosekunden
Bereich geschaltet werden muss, nicht durch eine entsprechende Puls-Ansteuerung
des Referenzstroms erfolgen. Vielmehr erfolgt die Tastung über enable-Signale,
die den Steuerstrom unmittelbar vor dem als Ausgangsstufe dienenden
Treiberstromspiegel mit Hilfe des genannten Steuersignalschalters
wahlweise in den Treiberstromspiegel oder in andere Schaltungsteile
einspeisen.
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Das
gewünschte
Strom-Übersetzungsverhältnis zwischen
Treiberstrom und Steuerstrom des Treiberstromspiegels liegt typischerweise
im Bereich zwischen 5 und 20. Aus Gründen eines geringen Stromverbrauchs
ist ein hohes Übersetzungsverhältnis günstig. Im
Hinblick auf eine möglichst
hohe Schaltgeschwindigkeit ist ein eher niedriges Übersetzungsverhältnis vorzuziehen.
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Stromspiegel
werden unter Verwendung von Transistoren realisiert. Bekanntlich
ist die Stromverstärkung
beta von Bipolartransistoren, also der Quotient von Kollektorstrom
IC und Basisstrom IB, bei der in großen Stückzahlen erfolgenden Herstellung
Integrierter Schaltungen größeren Streuungen
unterworfen (beispielsweise zwischen 30 und 100). Darüber hinaus
ist die Stromverstärkung
vom Kollektorstrom abhängig.
Die genannten Streuungen übertragen
sich auf das Verhalten des Treiberstromspiegels, so dass dessen Verstärkung, unter
der hier der Quotient aus Treiberstrom und Steuerstrom verstanden
wird, mit der Folge streut, dass die gesamte Verstärkung der
Treiberschaltung ebenfalls die unerwünschten Streuungen aufweist.
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Zur
Kompensation der Streuungen dient bei der bekannten Treiberschaltung
(vergleiche 6) eine Kompensationsschaltung,
die ebenfalls einen Stromspiegel aufweist, der im Folgenden zur
Unterscheidung von dem Treiberstromspiegel als Kompensationsstromspiegel
bezeichnet wird. Der Kompensationsstromspiegel ist immer mit dem
Verstärker
verbunden. Die den Verstärker
stabilisierende Rückführung ist
an einen Steuerzweig des Kompensationsstromspiegels angeschlossen.
Dies unterscheidet die eingangs genannte bekannte Treiberschaltung
mit Kompensationsstromspiegel von der ebenfalls bekannten einfachen
Treiberschaltung, deren Rückführung aus
dem Steuerzweig des Treiberstromspiegels gespeist wird.
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Die
bekannte Kompensation basiert darauf, dass der mit der Rückführung des
Verstärkers
gekoppelte Kompensationsstromspiegel dem Treiberstromspiegel möglichst
weitgehend gleicht und insbesondere eine gleiche effektive Stromverstärkung aufweist.
Wie weiter unten noch näher
erläutert
wird, lässt
sich die Verstärkung
der gesamten Anordnung dann über
eine Dimensionierung bestimmter Widerstände einstellen. Deren Gleichlauf-Eigenschaften
(matching) sind bei einer monolithischen Integration der Schaltung
im Gegensatz zu den Eigenschaften der Transistoren inhärent gut.
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Die
bekannte Kompensation benötigt
jedoch vergleichsweise viel Strom, sie erzeugt einen zusätzlichen
Rauschbeitrag, und der Stromspiegelfehler des Kompensationsstromspiegels,
der durch Prozesstoleranzen hervorgerufen wird, geht voll in den
Betrag der Verstärkung
ein. Kritisch ist insbesondere, dass sich steigende Anforderungen
an die Rauscharmut des Treiberstroms mit der bekannten Kompensationsschaltung nicht
erfüllen
lassen.
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Vor
diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe
einer verbesserten Treiberschaltung, die weniger Strom braucht und
insbesondere ein verbessertes Signal/Rausch-Verhältnis aufweist.
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Diese
Aufgabe wird bei einer Treiberschaltung der eingangs genannten Art
dadurch gelöst,
dass eine Kompensationsschaltung zwischen einem Eingang des Steuerstromtransistors
und einem Eingang des Verstärkers
liegt, ein Korrektursignal erzeugt und das Korrektursignal additiv
in einen Eingang des Verstärkers
einspeist.
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Damit
wird ein grundsätzlich
anderer Ansatz zur Kompensation des Fehlerstroms des Treiberstromspiegels
vorgeschlagen. Im Gegensatz zu den genannten einfachen Treiberschaltungen
erlaubt die Erfindung eine Kompensation des Fehlerstroms und damit
eines Stromübersetzungsfehlers
des Treiberstromspiegels. Im Gegensatz zu der darüber hinaus
bekannten Treiberschaltung, die bereits eine Kompensationsschaltung aufweist,
ist erfolgt die Einspeisung des Korrektursignals bei der Erfindung
additiv, so dass die im Rahmen der Erfindung verwendete Kompensationsschaltung
lediglich einen additiven Offset für die Kompensation erzeugen
muss. Bei der bekannten Kompensationsschaltung erfolgt die Bildung
eines inhärent
korrigierten Rückführsignals
dagegen in dem Kompensationsstromspiegel, der daher den kompletten
Rückführstrom
tragen muss, während
der im Treiberstromspiegel ohnehin fließende Steuerstrom nicht für die Rückführung genutzt wird.
Das im Rahmen der Erfindung erzeugte additive Korrektursignal stellt
im Vergleich dazu nur einen kleinen Beitrag dar. Das verringert
sowohl die Stromaufnahme der erfindungsgemäßen Treiberschaltung als auch
das Rauschen, da Fehler und Störungen
(Rauschen) des additiven Korrektursignals ebenfalls klein sind und
daher nur in reduzierter Form auf den Regelkreis einwirken, der
durch die Rückführung geschlossen
wird.
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Mit
Blick auf Ausgestaltungen der Treiberschaltung ist bevorzugt, dass
ein Rückführsignaleingang
des Verstärkers über eine
Rückführung von
einem aus einem Steuerzweig des Treiberstromspiegels ausgekoppelten
Rückführsignal
gespeist wird.
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Dadurch
wird der im Steuerzweig ohnehin fließende Strom auch für die Rückführung benutzt.
Im Gegensatz dazu wird bei der bekannten Treiberschaltung die Rückführung von
dem Kompensationsstromspiegel gespeist, der daher nicht nur das
Korrektursignal, sondern auch noch das Rückführsignal erzeugen muss, was zu
den erwähnten
Nachteilen führt.
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Bevorzugt
ist auch, dass die Kompensationsschaltung einen Widerstand aufweist,
der zwischen dem Ausgang des Steuerstromtransistors und einer Einspeisung
des Korrektursignals liegt.
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Durch
diesen Widerstand wird das Potential am Punkt der Einspeisung des
Korrektursignals verringert, was eine störungsfreie Einspeisung erlaubt.
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Bevorzugt
ist auch, dass die Kompensationsschaltung das Korrektursignal in
Abhängigkeit
von einem Fehlerstrom des Treiberstromspiegels erzeugt.
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Dieses
Merkmal erlaubt eine Bildung des Korrektursignals, das einen Stromübersetzungsfehler
des Treiberstromspiegels passend kompensiert.
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Bevorzugt
ist auch, dass der Treiberstromspiegel einen Steuerzweig mit einem
ersten Transistor und einem ersten Emitterwiderstand sowie einen
Treiberzweig mit einem zweiten Transistor und einem zweiten Emitterwiderstand
aufweist, wobei der Wert des zweiten Emitterwiderstands einem 1/GD-fachen
des Werts des ersten Emitterwiderstands entspricht und eine Emitterfläche des
zweiten Transistors einem GD-fachen der Emitterfläche des
ersten Transistors entspricht.
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Diese
Skalierung der Emitterflächen
gewährleistet,
dass in dem ersten Transistor und dem zweiten Transistor die gleiche
Emitterstromdichte vorliegt. Die Skalierung der genannten Emitterwiderstände führt dann
auch zu einem gleichen Spannungsabfall über diesen Emitterwiderständen. Als
erwünschte
Folge stellt sich ein von der Temperatur und vom Kollektorstrom
weitgehend unabhängiger
effektiver Stromübersetzungsfaktor
Gdeff ein, der jedoch noch von dem gewünschten Wert GD abweicht.
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Bevorzugt
ist auch, dass die Kompensationsschaltung einen Proportionalzweig
mit einem dritten Transistor, einem vierten Transistor sowie einem
dritten Emitterwiderstand des dritten Transistors und einem vierten Emitterwiderstand
des vierten Transistors aufweist, wobei der dritte Transistor vom
Ausgang des Verstärkers gesteuert
wird.
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Durch
diese Ausgestaltung wird im Proportionalzweig ein zum Steuerstrom
durch den Steuerzweig des Treiberstromspiegels proportionaler (jedoch
kleinerer) Strom als Basiswert für
eine Erzeugung eines Korrektursignals erzeugt.
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Bevorzugt
ist auch, dass eine Emitterfläche
des dritten Transistors gleich dem Quotienten aus der Emitterfläche des
Steuerstromtransistors im Zähler
und dem Proportionalitätsfaktor
im Nenner ist und dass der Wert des dritten Emitterwiderstands gleich
einem GC-fachen des Emitterwiderstands des Steuerstromtransistors
ist.
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Durch
diese Merkmale wird der Strom im Proportionalzweig auf das 1/GC-fache
des Stroms durch den Steuerzweig verringert, was zu einem verringerten
Stromverbrauch der Treiberschaltung beiträgt.
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Ferner
ist bevorzugt, dass der vierte Transistor vom gleichen Leitfähigkeitstyp
wie der erste Transistor im Steuerzweig des Treiberstromspiegels
und so dimensioniert ist, dass seine Emitterstromdichte der Emitterstromdichte
des ersten Transistors entspricht.
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Diese
Ausgestaltung gewährleistet,
dass der Basisstrom des vierten Transistors zu dem im Treiberstromspiegel
auftretenden Fehlerstrom dI direkt proportional ist, was eine indirekte
Erfassung des Fehlerstroms erlaubt.
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Bevorzugt
ist auch, dass das Korrektursignal durch eine steuerbare Stromquelle
erzeugt wird, die von einem Basisstrom des vierten Transistors gesteuert
wird.
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In
dem Basisstrom des vierten Transistors bildet sich der Stromfehler
des Treiberstromspiegels ab. Die Steuerung der Stromquelle mit diesem
Basisstrom führt
daher zu einem von dem Stromfehler in erwünschter Weise abhängigen Korrektursignal.
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Eine
weitere bevorzugte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass
das Korrektursignal über
einen Korrektur-Stromspiegel aus einer Transistordiode und wenigstens
einem weiteren Transistor erzeugt wird.
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Die
Erzeugung des Korrektursignals über
einen Korrekturstromspiegel erlaubt eine Skalierung des Korrektursignals
durch eine Variation der Zahl von Stromzweigen des Stromspiegels.
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Ferner
ist bevorzugt, dass die Bereitstellung des Korrektursignals über eine
additive Verknüpfung
des Korrektursignals mit dem Rückführsignal
erfolgt. Alternativ ist bevorzugt, dass die Bereitstellung des Korrektursignals über eine
additive Verknüpfung
des Korrektursignals mit dem Referenzsignal erfolgt.
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Dabei
ist lediglich auf eine mit dem richtigen Vorzeichen erfolgende Überlagerung/Verknüpfung zu achten.
Durch die alternativen Verknüpfungsmöglichkeiten
werden die Freiheitsgrade beim Schaltungsdesign erhöht.
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Bevorzugt
ist auch, dass der Korrektur-Stromspiegel einen aus einer Basis
des vierten Transistors ausgekoppelten Strom mit einem Faktor L
skaliert und das L-fache des Stroms als Korrektursignal einem Rückführsignal
an einem Knoten in der Rückführung überlagert.
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Der
ausgekoppelte Strom ist direkt proportional zum Fehlerstrom des
Treiberstromspiegels, so dass diese Ausgestaltung ein zu diesem
Fehlerstrom proportionales Korrektursignal bereitstellt.
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Eine
bevorzugte Verwendung der oben genannten Treiberschaltungen besteht
darin, eine Laserdiode von ihrer Anodenseite her anzusteuern (high
side – Steuerung),
wie es bei heutigen Laserdioden in der Regel der Fall ist. Eine
alternative Verwendung besteht darin, eine Laserdiode von ihrer
Kathodenseite her anzusteuern (low side – Steuerung). Diese Alternativen
belegen die breite Verwendbarkeit der hier vorgestellten Treiberschaltungen,
die im Übrigen
nicht auf Treiberschaltungen für
Laserdioden beschränkt
ist sondern auch andere elektronische Bauteile mit umfasst.
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Weitere
Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
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Es
versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend
noch zu erläuternden
Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern
auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar
sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in
der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert.
Es zeigen, jeweils in schematischer Form:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
einer Treiberschaltung mit einer erfindungsgemäß angeordneten Kompensationsschaltung;
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2 eine
Strombilanz eines Treiberstromspiegels aus der Treiberschaltung
der 1;
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3 Verläufe einer
Abweichung einer tatsächlichen
Stromverstärkung
Gdeff von einer gewünschten Stromverstärkung GD über einer
Transistor-Stromverstärkung
für den
Treiberstromspiegel aus der Treiberschaltung der 1 in
qualitativer Form;
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4 die
Treiberschaltung aus der 1 mit einer konkreten schaltungstechnischen
Ausgestaltung einer Kompensationsschaltung;
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5 eine
Treiberschaltung mit einer weiter konkretisierten schaltungstechnischen
Ausgestaltung der Kompensationsschaltung; und
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6 eine
per se bekannte Treiberschaltung.
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Im
Einzelnen zeigt die 1 eine Treiberschaltung 10,
die elektrisch zwischen einem Versorgungspotentialanschluss 12 und
einem Bezugspotentialanschluss 14 liegt. Die Treiberschaltung 10 weist
einen Referenzsignaleingang 16, einen enable-Signaleingang 18 und
einen Ausgang 20 auf. An den Ausgang 20 ist ein elektronisches
Bauteil 22 angeschlossen. Das elektronische Bauteil 22 ist
bei einer bevorzugten Verwendung der Treiberschaltung 10 eine
Laserdiode 24 eines CD/DVD-Gerätes, die mit einem Treiberstrom
Iout betrieben wird.
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Bei
einer solchen Verwendung weist ein zeitlicher Verlauf des Treiberstroms
Iout Impulse variabler Höhe
und Breite auf. Zur Erzeugung solcher Impulsformen weist die Treiberschaltung 10 einen
Verstärker 26, einen
Treiberstromspiegel 28 und einen Steuersignalschalter 30 auf.
Eine Rückführung 32 dient
zur Erhöhung der
Bandbreite des Verstärkers 26 und
zur Stabilisierung seines Ausgangssignals. Ferner weist die Treiberschaltung 10 einen
Steuerstromtransistor GRD, dessen Leitfähigkeitsstrecke zusammen mit
einem Emitterwiderstand RR in Reihe zwischen dem Bezugspotential 14 und
dem Steuersignalschalter 30 liegt, sowie einen Referenzsignalwiderstand
Rin auf.
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Eine
Kompensationsschaltung 34 liegt zwischen einem Eingang
GRD_E des Steuerstromtransistors GRD und einem Eingang des Verstärkers 26.
Dazu ist ein Eingang 34_GRD der Kompensationsschaltung 34 mit
dem Eingang GRD_E und ein Ausgang 34_26 mit einem Eingang
des Verstärkers 26 verbunden.
In jedem Fall erzeugt die Kompensationsschaltung 34 ein
Korrektursignal KS oder -KS und stellt es additiv an einem Eingang
des Verstärkers 26 bereit.
Dabei kann die Bereitstellung durch Verknüpfen des Korrektursignals KS mit
einem Rückführsignal
RS (durchgezogene Verbindung von 34 und 32) oder
durch Verknüpfen
eines Korrektursignals -KS mit umgekehrtem Vorzeichen mit dem Referenzsignal
(gestrichelte Verbindung) erfolgen. Zusätzlich ist die Kompensationsschaltung 34 über einen
Anschluss 34_12 mit dem Versorgungspotentialanschluss 12 und über einen
Anschluss 34_14 mit dem Bezugspotentialanschluss 14 verbunden.
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Im
Folgenden wird die Erfindung unter Konzentration auf die Ausgestaltung
beschrieben, bei der das Korrektursignal KS additiv in den Rückführsignaleingang
des Verstärkers 26 eingespeist
wird. In diesem Fall dient ein Widerstand RDU zur Erzeugung einer
Potentialdifferenz zwischen dem Eingang GRD_E und einem Ausgang
des Steuerstromtransistors GRD, die eine Einspeisung des Korrektursignals
KS zwischen dem Widerstand RDU und dem Rückführsignaleingang des Verstärkers 26 erleichtert.
Zur Einstellung der Impulshöhen
im Treibersignal Iout wird der Verstärker 26 über seinen
Referenzsignaleingang mit einem Referenzstrom Iin ausgesteuert.
Der Verstärker 26 kann
z.B. als Operationsverstärker 36 mit
einem nichtinvertierenden Eingang "+",
einem invertierenden Eingang "-", und dem Ausgang 27 realisiert
sein. In diesem Fall wird das Referenzsignal Iin, bzw. ein von dem
Referenzstrom Iin über
dem Referenzsignalwiderstand Rin erzeugtes Potential, dem nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 36 zugeführt, während dessen
invertierender Eingang mit der Rückführung 32 verbunden
ist. Über
den Ausgang 27 des Operationsverstärkers 36 wird der
Steuerstromtransistor GRD angesteuert, so dass in dessen Leitfähigkeitsstrecke
ein Steuerstrom ID erzeugt wird.
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Über den
Steuersignalschalter 30 wird der Steuerstrom ID alternativ
in den Versorgungspotentialanschluss 12 oder in einen Steuerzweig 38 des
Treiberstromspiegels 28 eingespeist. Der Steuersignalschalter 30 wird
durch ein enable-Signal über
den enable-Signaleingang 18 betätigt. Dabei
befindet sich der Steuersignalschalter 30 jeweils für eine über das
enable-Signal vorbestimmte Zeitdauer, die einer Impulsbreite im
Treibersignal Iout entspricht, im dargestellten Schaltzustand. Der
in diesem Schaltzustand durch den Steuerzweig 38 fließende Steuerstrom
ID wird durch die mit ersten und zweiten Emitterwiderständen RD
und RD/GD versehenen ersten und zweiten Transistoren 40 und 42 des
Treiberstromspiegels 28 als verstärkter Treiberstrom Iout in
dessen Treiberzweig 44 übertragen.
Dabei wird das Übersetzungsverhältnis zwischen
Iout und dem Steuerstrom ID durch die Dimensionierung der Widerstände RD,
RD/GD und die Emitterflächen
der Transistoren 40, 42 vorbestimmt (Vergleiche
auch 2).
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Dabei
entsprechen die Bezeichnungen der ersten und zweiten Emitterwiderstände RD und
RD/GD Werten einer bevorzugten Ausgestaltung zur Erzielung eines
gewünschten Übersetzungsverhältnisses
GD. Analog entspricht die Emitterfläche des zweiten Transistors 42 im
Rahmen dieser Ausgestaltung einem GD-fachen der Emitterfläche des
ersten Transistors 40. Diese Skalierung der Emitterflächen gewährleistet,
dass in den ersten und zweiten Transistoren 40 und 42 die
gleiche Emitterstromdichte vorliegt. Die Skalierung der ersten und
zweiten Emitterwiderstände
RD, RD/GD führt
dann auch zu einem gleichen Spannungsabfall über diesen Emitterwiderständen RD,
RD/GD. Als erwünschte
Folge stellt sich ein von der Temperatur und vom Kollektorstrom
weitgehend unabhängiger
Stromübersetzungsfaktor
Gdeff ein, der jedoch noch von dem gewünschten Wert GD abweicht.
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Die
unerwünschte
Abweichung resultiert aus einem unvermeidlichen Fehlerstrom dI des
Treiberstromspiegels
28. Der Fehlerstrom dI hängt seinerseits
von der Stromverstärkung
der Transistoren
40,
42, vom als Kollektorstrom
bereitgestellten Treibersignal Iout und von dem gewünschten Übersetzungsverhältnis GD
ab. Werden pnp-Transistoren
40,
42 verwendet,
so wird die Stromverstärkung
auch als Bpnp bezeichnet und der Fehlerstrom dI berechnet sich mit
diesen Bezeichnungen zu
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Wie
bereits eingangs erwähnt
wurde, ist die Stromverstärkung
Bpnp bei der Herstellung Integrierter Schaltungen größeren Streuungen
unterworfen (bspw. zwischen 30 und 100). Das führt dazu, dass der effektive
Stromübersetzungsfaktor
GDeff des Treiberstromspiegels 28 ebenfalls Streuungen
aufweist, die sich in der Pulshöhe
des Treiberstrom Iout abbilden.
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2 zeigt
explizit eine Strombilanz des Stromspiegels
28. Dabei stellen
die Größen A40
und A42 die Emitterflächen
der Transistoren
40 und
42 dar. Aus der in
2 dargestellten
Strombilanz lässt
sich der Zusammenhang zwischen dem Steuerstrom ID und dem Treiberstrom
Iout ablesen:
GDeff,
die effektive Stromverstärkung,
ist also insbesondere immer kleiner als die gewünschte Stromverstärkung GD.
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3 zeigt
Verläufe
einer Abweichung einer tatsächlichen
Stromverstärkung
Gdeff von einer gewünschten
Stromverstärkung
GD über
einer Transistor-Stromverstärkung
Bpnp für
den Stromspiegel 28 aus der Treiberschaltung der 1 in
%.
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Der
von der streuenden Stromverstärkung
Bpnp abhängige
Fehlerstrom dI wird bei der vorliegenden Erfindung durch die Kompensationsschaltung 34 kompensiert,
die das Korrektursignal additiv an einem Eingang des Verstärkers bereitstellt.
Ein von der Kompensationsschaltung 34 erzeugtes Korrektursignal
liefert somit nur einen vergleichsweise kleinen Beitrag zum rückgekoppelten
Signal. Fehler und Störungen
(Rauschen bei der Erzeugung des Korrektursignals in der Kompensationsschaltung 34 gehen
deshalb nur mit einer entsprechend geringen Größenordnung in das Rückführsignal
ein und stellen daher nur eine entsprechend kleine Störung des
Regelkreises des Verstärkers 26 dar.
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4 zeigt
die Treiberschaltung 10 aus der 1 mit einer
konkreten schaltungstechnischen Ausgestaltung der Kompensationsschaltung 34,
wobei diese durch die zwischen ihren Anschlüssen 34_12, 34_14, 34_GRD
und 34_26 liegenden Elemente RM, QM, QC, RC und 35 gebildet
wird. Diese Kompensationsschaltung 34 weist einen Proportionalzweig 46 mit
einem dritten Transistor QC, einem vierten Transistor QM sowie einem
dritten Emitterwiderstand RC des dritten Transistors QC und einem
vierten Emitterwiderstand RM des vierten Transistors QM auf.
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Der
dritte Transistor QC wird, wie auch der Steuerstromtransistor GRD,
vom Ausgang
27 des Verstärkers
26 gesteuert.
Daher ist der im Proportionalzweig
46 fließende Strom
IP proportional zum Steuerstrom ID durch den Steuerzweig
38 des
Treiberstromspiegels
28. Um eine Proportionalität
zu erzielen, wird der dritte
Transistor QC so dimensioniert, dass seine Emitterfläche gleich
dem Quotienten aus der Emitterfläche
des Steuerstromtransistors QRD im Zähler und dem Proportionalitätsfaktor
GC im Nenner ist. Analog dazu muss der dritte Emitterwiderstand
RC so dimensioniert werden, dass sein Widerstand dem GC-fachen des
Emitterwiderstands RR entspricht.
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Der
vierte Transistor QM ist vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der erste Transistor 40 im
Steuerzweig 38 des Treiberstromspiegels 28 und
ist so dimensioniert, dass seine Emitterstromdichte der Emitterstromdichte des
ersten Transistors 40 entspricht. Bei einer Herstellung
der Treiberschaltung 10 als Integrierte Schaltung weist
seine Verstärkung
Bpnp dann ebenfalls Streuungen auf. Diese herstellungsbedingten
Streuungen treten aber in der Regel nur von Schaltung zu Schaltung,
nicht aber innerhalb einer einzigen Schaltung auf. Bei einer Herstellung
der Treiberschaltung 10 als Integrierte Schaltung wird
der erste Transistor 40 zusammen mit dem vierten Transistoren
QM innerhalb eines einzigen Prozesses hergestellt, so dass beide
Transistoren 40, QM gleiche Schwankungen ihrer Stromverstärkung Bpnp
aufweisen. Da beide Transistoren QM und 40 als Transistordioden
mit gleicher Emitterstromdichte angeschlossen sind, ist der Basisstrom
i_a des vierten Transistors QM direkt zu dem im Treiberstromspiegel 28 auftretenden
Fehlerstrom dI proportional.
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Dieser
Basisstrom i_a wird beim Gegenstand der
4 zur Steuerung
einer steuerbaren Stromquelle
35 verwendet, die dann ein
von der Stromverstärkung
Bpnp der Transistoren
40,
42 des Treiberstromspiegels
28 abhängiges Korrektursignal
KS erzeugt. Der als Steuersignal der Stromquelle wirkende Basisstrom
oder Anteil IQM des Basisstroms i_a des vierten Transistors QM ergibt
sich dann mit einem Faktor K als
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Der
Faktor K hängt
von der Art der Auskopplung des Steuersignals IQM aus dem Basisstrom
i_a ab.
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Unter
der Voraussetzung, dass die Stromquelle
35 ihr Steuersignal
mit einem Faktor L skaliert, zieht sie das L-fache des Stroms IQM
von einem Knoten
62 in der Rückführung
32 ab, was einer
additiven Verknüpfung/Überlagerung
(einer negativen Größe) entspricht. Über einem
in der Rückführung
32 angeordneten
Widerstand RDU verursacht das L-fache des aus dem Basisstrom ausgekoppelten
Steuersignals entsprechend eine Korrekturspannung dU, für die gilt:
-
Dieses
dU ruft über
die Rückführung
32 einen
zusätzlichen
Ansteuerstrom dzI als Korrektur des Steuerstroms ID hervor der sich
wie folgt berechnet:
-
Durch
Wahl der Faktoren L, K kann dzI so eingestellt werden, dass sich
genau der im Treiberstromspiegel 28 fehlende Fehlerstrom
dI ergibt, so dass dieser Fehlerstrom dI kompensiert wird.
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5 zeigt
die Treiberschaltung 10 aus der 1 mit einer
weiter konkretisierten schaltungstechnischen Ausgestaltung der Kompensationsschaltung 34.
Die Kompensationsschaltung 34 der 2 weist
einen Proportionalzweig 46 mit einem dritten Transistor
QC, einem vierten Transistor QM sowie einem dritten Emitterwiderstand
RC des dritten Transistors QC und einem vierten Emitterwiderstand
RM des vierten Transistors QM auf.
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Der
dritte Transistor QC wird, wie auch der Steuerstromtransistor QRD,
vom Ausgang
27 des Verstärkers
26 gesteuert.
Daher ist der im Proportionalzweig
46 fließende Strom
IP proportional zum Steuerstrom ID durch den Steuerzweig
38 des
Treiberstromspiegels
28. Um eine Proportionalität
zu erzielen, wird der dritte
Transistor QC so dimensioniert, dass seine Emitterfläche gleich
dem Quotienten aus der Emitterfläche
des Steuerstromtransistors QRD im Zähler und dem Proportionalitätsfaktor
GC im Nenner ist. Analog dazu muss der dritte Emitterwiderstand
RC so dimensioniert werden, dass sein Widerstand dem GC-fachen des
Emitterwiderstands RR entspricht.
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Der
vierte Transistor QM ist vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der erste Transistor 40 im
Steuerzweig 38 des Treiberstromspiegels 28 und
ist so dimensioniert, dass seine Emitterstromdichte der Emitterstromdichte des
ersten Transistors 40 entspricht. Bei einer Herstellung
der Treiberschaltung 10 als Integrierte Schaltung weist
seine Verstärkung
Bpnp dann ebenfalls Streuungen auf. Diese herstellungsbedingten
Streuungen treten aber in der Regel nur von Schaltung zu Schaltung,
nicht aber innerhalb einer einzigen Schaltung auf. Bei einer Herstellung
der Treiberschaltung 10 als Integrierte Schaltung wird
der erste Transistor 40 zusammen mit dem vierten Transistoren
QM innerhalb eines einzigen Prozesses hergestellt, so dass beide
Transistoren 40, QM gleiche Schwankungen ihrer Stromverstärkung Bpnp
aufweisen. Da beide Transistoren QM und 40 als Transistordioden
mit gleicher Emitterstromdichte angeschlossen sind, ist der Basisstrom
i_a des vierten Transistors QM direkt zu dem im Treiberstromspiegel 28 auftretenden
Fehlerstrom dI proportional.
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Es
bedarf daher nur noch einer Auskopplung dieses Basisstroms i_a und
einer Skalierung dieses Basisstroms i_a zu einem Steuersignal IQM,
um ein von der Stromverstärkung
Bpnp der Transistoren
40,
42 des Treiberstromspiegels
28 abhängiges Korrektursignal
KS zu erzeugen. Beim Gegenstand der
4 dienen
die Transistoren
48 und
50 der Auskopplung, also
zur Erzeugung des Steuersignals IQM. Bei der Kompensationsschaltung
34 aus
der
5 wird ein solches Korrektursignal KS über einen
Korrekturstromspiegel
52 aus einer Transistordiode
54 und
wenigstens einem weiteren Transistor
56.1 erzeugt, die
beide als npn-Transistoren
realisiert sind. Der aus dem Basisstrom des vierten Transistors
QM in den Korrekturstromspiegel
52 eingespeiste Strom IQM
ergibt sich dann mit einem Faktor K als
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Der
Faktor K hängt
von den Transistoren 48, 50 und optional vorhandenen
weiteren Koppelstromzweigen 58.1, ...., 58.n einer
Koppelfaktorschaltung 60 ab.
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Unter
der Voraussetzung, dass der Korrekturstromspiegel
52 den
Strom IQM mit einem Faktor L skaliert, zieht der Korrekturstromspiegel
52 das
L-fache des Stroms IQM von einem Knoten
62 in der Rückführung
32 ab,
was einer additiven Verknüpfung/Überlagerung
(einer negativen Größe) entspricht. Über einem
in der Rückführung
32 angeordneten
Widerstand RDU verursacht das L-fache des Stroms IQM entsprechend
eine Korrekturspannung dU, für
die gilt:
-
Dieses
dU ruft über
die Rückführung
32 einen
zusätzlichen
Ansteuerstrom dzI als Korrektur des Steuerstroms ID hervor der sich
wie folgt berechnet:
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Durch
Wahl der Faktoren L, K kann dzI so eingestellt werden, dass sich
genau der im Treiberstromspiegel 28 fehlende Fehlerstrom
dI ergibt, so dass dieser Fehlerstrom dI kompensiert wird. Bevorzugt
wird man, um den Stromverbrauch gering zu halten, die Stromvervielfachung
durch den Korrekturstromspiegel 52 bewirken. Dazu kann
der Korrekturstromspiegel 52 um eine L-Faktorschaltung 64 ergänzt werden,
die den Korrekturstromspiegel 52 um weitere Transistoren 56.2,
..., 56.m erweitert, was für eine Vervielfachung des vom Knoten 62 subtrahierten
Stroms und damit zu einer entsprechenden Einstellmöglichkeit
für den
Faktor L führt. Für große Werte
von L kann der Korrekturstromspiegel 52 mit einem sogenannten
(β-helper,
also einer Darlington-Schaltung, ausgestattet werden.
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Soweit
wie bisher beschrieben eignet sich die Treiberschaltung 10 insbesondere
als Laserdiodentreiber für
einen Kanal. Zur Pulsformung können
weitere Kanäle
verwendet werden, deren Ausgangsströme an einem vor der Laserdiode 24 angeordneten
Summierknoten addiert werden. Der in den 1 und 4 dargestellte
Stromspiegel 28 weist pnp Transistoren 40, 42 auf,
weil die zur Zeit benutzten Laserdioden 24 von der Anodenseite
her angesteuert werden, was auch als high side – Steuerung bezeichnet wird.
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Die
Schaltung kann jedoch bei einer Realisierung des Stromspiegels 28 mit
npn-Transistoren und den damit einhergehenden Änderungen der übrigen Schaltungsteile,
beispielsweise einer Umkehrung sämtlicher Polaritäten und
Leitfähigkeitstypen,
auch für
eine sogenannte low side – Ansteuerung
verwendet werden, bei der Laserdioden von der Kathodenseite her
angesteuert werden. Es versteht sich ferner, dass solche high side – Treiberschaltungen
und low side – Treiberschaltungen
auch zusammen in einem Treiberschaltungsverbund betrieben werden
können.
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Eine
weitere Alternative besteht darin, dass der vom Korrekturstromspiegel 52 erzeugte
Strom, gegebenenfalls nach einer Invertierung, auch in den Referenzsignaleingang
des Verstärkers 26 eingespeist
werden kann.
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Um
die oben genannten Vorteile der Erfindung zu verdeutlichen, zeigt 6 eine
per se bekannte Treiberschaltung 70, die einen Kompensationsstromspiegel 72 aufweist.
Bei der Treiberschaltung 70 ist der Kompensationsstromspiegel 72 in
eine Rückführung 74 des
Verstärkers 36 geschaltet
und so dimensioniert, dass er die gleiche effektive Stromverstärkung liefert
wie der Treiberstromspiegel 28. Der vom Kompensationsstromspiegel
gelieferte Strom erzeugt am Widerstand RM den gleichen Spannungsabfall,
den der Eingangsstrom Iin an Rin erzeugt. Unter der genannten Voraussetzung
gleicher effektiver Stromverstärkung
ist die Verstärkung
dann ausschließlich
durch Widerstandsverhältnisse
bestimmt. Diese lassen sich bei der monolithischen Integration recht
genau einstellen. Die Zeichen A... in der 5 bezeichnen
Emitterflächen.
Die Pfeile GDCeff, 1/GC und Gdeff geben die Richtung und den Betrag
einer Verstärkung
an. Die mit R.... gekennzeichneten Elemente entsprechen Widerstandswerten.
Ansonsten bezeichnen gleiche Ziffern in den 1, 4 und 5 jeweils
gleiche Elemente.
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Ein
Unterscheid zu der 4 besteht darin, dass das Rückführsignal
nicht aus dem Steuerzweig 38 des Treiberstromspiegels ausgekoppelt
wird, sondern von dem Kompensationsstromspiegel 72 bereitgestellt wird.
Der Kompensationsstromspiegel wird daher von dem vollständigen Rückführsignal
und nicht nur von einem kleinen Offset durchflossen. Das führt zu den
eingangs genannten Nachteilen des hohen Stromverbrauchs und insbesondere
zu einem im Vergleich zum Gegenstand der 1 und 4 sehr
viel höheren Rauschanteil
im Rückführsignal.
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Aus
einem Vergleich der 1, 4 und 6,
die jeweils Ausgestaltungen der Erfindung zeigen, mit dem Stand
der Technik, wie er in der 6 dargestellt
ist, ergeben sich auch die folgenden beiden alternativen Formulierungen
von Ausgestaltungen der Erfindung:
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Alternative I:
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Treiberschaltung
(10) für
elektronische Bauteile (22) mit einem Verstärker (26),
der aus einem Referenzsignal (Iin) ein Steuersignal (ID) erzeugt,
einem Treiberstromspiegel (28), einem zwischen dem Verstärker (26)
und dem Treiberstromspiegel (28) angeordneten Steuersignalschalter
(30), der den Treiberstromspiegel (28) wahlweise
von dem Verstärker
(26) trennt oder mit dem Verstärker (26) verbindet,
wobei der Treiberstromspiegel (28) in einem mit dem Verstärker (26)
verbundenen Zustand das Steuersignal (ID) zu einem Treibersignal
(Iout) verstärkt,
und einer Kompensationsschaltung (34), die ein Korrektursignal
(KS) in Abhängigkeit
von einem Fehlerstrom (dI) des Treiberstromspiegels (28)
erzeugt und an einem Eingang des Verstärkers (26) bereitstellt.
Ein Rückführsignaleingang
des Verstärkers
(26) wird über
eine Rückführung (32)
von einem aus einem Steuerzweig (38) des Treiberstromspiegels
(28) ausgekoppelten Rückführsignal
((RS) gespeist und die Kompensationsschaltung (34) stellt
das Korrektursignal (KS) additiv an einem Eingang des Verstärkers (26) bereit.
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Alternative II:
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Treiberschaltung
(10) für
elektronische Bauteile (22) die einen Verstärker (26),
einen Treiberstromspiegel (28) mit einem Steuerzweig (38)
und einem Treiberzweig (42), und eine Kompensationsschaltung
(34) aufweist, wobei der Steuerzweig (38) einen
ersten Transistor 40 aufweist, der mit einem zweiten Transistor
(QRD) in Reihe geschaltet ist, und wobei die Kompensationsschaltung
(34) einen Fehlerstrom (dI) des Treiberstromspiegels (28)
durch ein Kompensationssignal (KS) kompensiert. Die Treiberschaltung
(10) weist einen Proportionalzweig (46) mit einem
dritten Transistor (QC) und einem vierten Transistor (QM) auf, der
dritte Transistor (QC) wird zusammen mit dem zweiten Transistor
QRD von einem Ausgang des Verstärkers
(26) gesteuert, Elemente (RM, QM, RD, 40), der
Treiberschaltung (10) sind so dimensioniert, dass in dem
ersten Transistor (40) und dem vierten Transistor (QM)
gleiche Stromdichten herrschen, und die Kompensationsschaltung (34) wird
von einem Basisstrom (i_a) des vierten Transistors (QM) gespeist,
sie erzeugt das Kompensationssignal (KS) als zu dem Basisstrom (i_a)
proportionales Signal, und sie verknüpft das Kompensationssignal
(KS) additiv mit einem Signal an einem Eingang des Verstärkers (26).
