DE102004063722A1

DE102004063722A1 - Schaltung zur Reduzierung von Intermodulation zweiter Ordnung und Direktwandlungsempfänger

Info

Publication number: DE102004063722A1
Application number: DE102004063722A
Authority: DE
Inventors: Woo-Nyun Yongin Kim
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-12-30
Filing date: 2004-12-28
Publication date: 2005-08-04
Anticipated expiration: 2024-12-29
Also published as: DE102004063722B4; CN1638369A; US20050143044A1; CN100544332C; KR20050068566A; US7421263B2; KR100632690B1

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Reduzierung von Intermodulation zweiter Ordnung und auf einen zugehörigen Direktwandlungsempfänger mit einem Mischer (200). DOLLAR A Erfindungsgemäß sind eine Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung (210), welche ausgeführt ist, die Intermodulation zweiter Ordnung eines Mischers (200) durch Detektieren von wenigstens einer Ausgabespannung desselben und durch Einstellen einer Verstärkung der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung zu steuern, und eine Lastimpedanz (208) vorhanden, welche zwischen einen ersten Ausgabeanschluss und einen zweiten Ausgabeanschluss des Mischers einzuschleifen ist. DOLLAR A Verwendung z. B. für Direktwandlungsempfänger in Hochfrequenz-Kommunikationssystemen.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Reduzierung von Intermodulation zweiter Ordnung und einen zugehörigen Direktwandlungsempfänger mit einem Mischer, insbesondere für ein Hochfrequenz(HF)-Kommunikationssystem.
In einem Empfänger mit einer (Superheterodyne-)Überlagerungsarchitektur ist eine Intermodulation dritter Ordnung (IM3) bedeutsam. Wird ein Trägersignal in ein Basisbandsignal mit einem gewünschten zu übertragenden oder zu empfangenden Frequenzband moduliert, dann verursachen Nichtlinearitäten eines Bauelements mit mehreren Eingangsfrequenzen, z.B. eines Mischers, unerwünschte Ausgangsfrequenzen, welche von den Eingangsfrequenzen verschieden sind. Die Eingabesignale mit zwei oder mehr Frequenzen werden miteinander gemischt und produzieren Verzerrungen mit zusätzlichen unerwünschten Frequenzen, d.h. eine Intermodulationsverzerrung bzw. -störung, welche nachfolgend als IMD bezeichnet wird. Passieren Eingabesignale mit zwei Eingangsfrequenzen ein nichtlineares Bauelement, dann werden Intermodulationskomponenten erzeugt, welche nachfolgend als IM bezeichnet werden. Die IMD wird von den IM-Komponenten verursacht. Die IM-Komponenten weisen Frequenzen auf, welche mit der Summe der zwei Eingangsfrequenzen und der Differenz zwischen den zwei Eingangsfrequenzen korrespondieren. Daher verursacht die IMD, wenn zwei Eingabesignale mit zwei verschiedenen Eingangsfrequenzen an das nichtlineare Bauelement angelegt werden, eine Interferenz mit einer Modulation und Demodulation.
Wird die Frequenz des Trägersignals in einem Superheterodyne-Wandlungsprozess in eine Zwischenfrequenz (IF) gewandelt, dann kann eine IMD dritter Ordnung bei Basisbandfrequenzen auftreten und daher nicht einfach ausgefiltert werden. Eine direkte Umwandlung, die auch als Null-IF oder Homodyne bezeichnet wird, ist ein Sonderfall des Überlagerungsempfängers. In diesem Fall wird ein lokaler Oszillator LO auf die gleiche Frequenz gesetzt wie der gewünschte HF-Kanal. Das bedeutet, dass die IF null ist oder ein Gleichstromsignal. Dann werden die Filterung und die Verstärkung bei einem Gleichstromsignal durchgeführt, wobei die Verstärkung leichter mit niedriger Leistung erreicht werden kann. Die Grundfunktion eines Direktwandlungsempfängers kann als Mischen einer Eingangssignalfrequenz von (f_RC + Δ), wobei Δ die Bandbreite der Modulation ist, mit einem lokalen Oszillator bei f_LO betrachtet werden, was eine Ausgabe bei f_MIXOUT = (f_RF + Δ – f_LO) und (f_RF + Δ + f_LO) ergibt. Bei einem herkömmlichen Überlagerungsempfänger fallen Verzerrungsanteile zweiter Ordnung normalerweise aus dem Band und können einfach ausgefiltert werden. Bei einem Direktwandlungsempfänger jedoch verursachen Verzerrungen gerader Ordnung, insbesondere Anteile zweiter Ordnung, Interferenzen innerhalb des Bandes.
In einem Direktwandlungsempfänger wird das empfangene Trägersignal direkt in das Basisbandsignal heruntergewandelt und so tritt eine IMD zweiter Ordnung bei Basisbandfrequenzen auf. Daher hat in einem Direktwandlungsempfänger die IMD zweiter Ordnung einen größeren Ef fekt auf die Signalverzerrung als die IMD dritter Ordnung und entsprechend besteht das Bedürfnis, die IMD zweiter Ordnung einzustellen, um die Signalverzerrung zu verhindern.
Der theoretische Punkt, an welchem die lineare Erweiterung der IMD zweiter Ordnung die lineare Erweiterung eines Eingangssignals kreuzt, wird als Kreuzungspunkt zweiter Ordnung (IP2) bezeichnet. Der IP2 ist ein wichtiger Parameter, welcher benutzt wird, um ein Hochfrequenz(HF)-Kommunikationssystem zu charakterisieren, und repräsentiert die vollständige Nichtlinearität des Kommunikationssystems. Steigt der Wert für den Kreuzungspunkt an, dann hat das Bauelement eine geringere Nichtlinearität.
Wird der Leistungspegel des Eingangssignals erhöht, dann wird der Leistungspegel der IMD zweiter Ordnung am Ausgang ebenfalls erhöht, und der Punkt, an welchem der Leistungspegel der IMD zweiter Ordnung den Originalleistungspegel des Eingabesignals kreuzt, wird durch IP2 repräsentiert. Da die Ausgabeleistung jedoch im Allgemeinen gesättigt ist, bevor die Ausgabeleistung den theoretischen IP2-Punkt erreicht, korrespondiert ein realer IP2-Punkt nur mit einem erwarteten hypothetischen Ausgabeleistungspegel, an welchem erwartet wird, dass die IMD zweiter Ordnung den gleichen Amplitudenpegel wie der Eingangsleistungspegel erreicht.
Die Linearität des Kommunikationssystems kann durch Erreichen eines hohen IP2 erhöht werden, wodurch die IMD zweiter Ordnung (IM2) reduziert wird. Allgemein weist ein Mischer in einem Direktwandlungsempfänger eine IP2-Kalibrierschaltung zum Einstellen des IP2 auf.

1 zeigt ein Schaltbild einer herkömmlichen Kalibrierschaltung für den Kreuzungspunkt zweiter Ordnung (IP2).

Wie aus 1 ersichtlich ist, umfasst die IP2-Kalibrierschaltung einen Mischer 100 und einen IP2-Modulator 102. Die herkömmliche IP2-Kalibrierschaltung aus 1 wird in K. Kivekas et al., „Calibration techniques of active BiCMOS mixers", IEEE J. Solid-State Circuits, Juni 2002, Bd. 37, Seiten 766 bis 769 beschrieben, deren Inhalt hiermit vollständig durch Bezugnahme hierin aufgenommen wird.

Der Mischer 100 umfasst eine erstes Eingabeanschlusspaar 104 zum Empfangen eines Trägersignals V_RF und ein zweites Eingabeanschlusspaar 106 zum Empfangen eines lokalen Oszillationssignals V_LO. Der Mischer 100 gibt eine Frequenzdifferenz, z.B. f_RF+ Δ – f_LO, zwischen der Frequenz des Trägersignals V_RF und der Frequenz des lokalen Oszillationssignals V_LO aus. Das Ausgabesignal des Mischers 100 wird an einem Ausgabeanschlusspaar 108 ausgegeben.

Die IP2-Steuerschaltung 102 umfasst Lastwiderstände R_LP, R_LN und einen Kalibrierwiderstand R_cal. Der Kalibrierwiderstand R_cal ist parallel zu dem Lastwiderstand R_LP geschaltet und kompensiert eine Fehlanpassung zwischen den Differenzausgaben V_op und V_on des Mischers 100. Eine vollständige Ausgabespannung der Intermodulation zweiter Ordnung (IM2) wird durch Aufsummieren der IM2-Ausgabespannung in einem gemeinsamen Modus und der IM2-Ausgabespannung in einem Differenzmodus erhalten.

Die IM2-Ausgabespannung V_{IM2, cm} im gemeinsamen Modus wird durch folgende Gleichung (1) bestimmt: VIM2, cm = icm(R + ΔR – RC) – icm(R – ΔR) = icm(2ΔR – RC), (1)wobei R_LN durch (R – ΔR) repräsentiert wird, Rc eine Abnahme des Widerstandswertes des Widerstands R_LP, z. B. R_LP = R + ΔR, durch den Wi derstand R_cal bezeichnet und i_cm einen Strom im gemeinsamen Modus repräsentiert.

Die IM2-Ausgabespannung V_{IM2, cm} im Differenzmodus wird durch folgende Gleichung (2) bestimmt: VIM2, dm = idm(R + ΔR – Rc) –idm(R – ΔR) = idm(2ΔR – Rc), (2)wobei R_LN durch (R – ΔR) repräsentiert wird, Rc die Abnahme des Widerstandswertes des Widerstands R_LP, z.B. R_LP = R + ΔR, durch den Widerstand R_cal bezeichnet und i_dm einen Strom im Differenzmodus repräsentiert.

Daher ergibt sich die vollständige IM2-Ausgabespannung V_IM2 durch folgende Gleichung (3): VIM2 = VIM2,cm + VIM2,dm = idm(2R – Rc) + icm(2ΔR – Rc). (3)

Der Kreuzungspunkt zweiter Ordnung (IP2) wird durch Einstellen des Widerstands Rc kalibriert, beispielsweise durch Ändern des Widerstandes R_cal, um die Spannung V_IM2 zu ändern, beispielsweise zu reduzieren. Die Benutzung des oben beschriebenen Kalibrierverfahrens mit dem Widerstand R_cal hat in einem Halbleiterherstellungsprozess ihre Grenzen. Da der Widerstandswert ΔR im Bereich von ungefähr 0,1% bis 10% des Widerstandswertes R liegt, liegt auch der Wert des Widerstands Rc im Bereich von ungefähr 0,1% bis 10% des Widerstandswertes R. Daher sollte der Wert des Widerstandes R_cal zehnmal bis tausendmal größer als der Widerstandswert R sein, d.h. der Widerstand R_cal sollte im Bereich von einigen zehn Megaohm liegen, wenn der Widerstand R im Bereich von einigen zehn Kiloohm liegt. Daher ist es schwierig, den Widerstand R_cal in einem Halbleiterherstellungsprozess zu implementieren, da ein sehr großer Widerstand eine große Fläche eines Halbleitersubstrats einnimmt und zusätzliche Logikschaltungen erforderlich sind. Zusätzlich kann eventuell keine ausreichende Spannungstoleranz in einer Struktur erreicht werden, in welcher eine hohe Verstärkung und Linearität erforderlich sind, wenn die Widerstandslast zur IP2-Kalibrierung verwendet wird.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltung der eingangs genannten Art zur Verfügung zu stellen, mit welcher die Intermodulation zweiter Ordnung (IM2) durch Kalibrieren eines Kreuzungspunkts zweiter Ordnung (IP2) vergleichsweise gut gesteuert werden kann und welche eine hohe Linearität für ein Bauelement, wie einen Direktwandlungsempfänger, zur Verfügung stellt und mit relativ geringer Chipfläche realisierbar ist, und einen zugehörigen Direktwandlungsempfänger anzugeben.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch eine Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch einen Direktwandlungsempfänger mit den Merkmalen des Patentanspruchs 18.

Durch die Erfindung wird die Intermodulation zweiter Ordnung (IM2) reduziert, so dass die Linearität eines Hochfrequenz(HF)-Bauelements erhöht wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Vorteilhafte, nachfolgend beschriebene Ausführungsformen der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte, herkömmliche Ausführungsbeispiel sind in den Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:

1 ein Schaltbild einer Direktwandlungsempfängerschaltung mit einer herkömmlichen Kalibrierschaltung für einen Kreuzungspunkt zweiter Ordnung (IP2),

2 ein Blockschaltbild einer Direktwandlungsempfängerschaltung mit einer Kalibrierschaltung für einen Kreuzungspunkt zweiter Ordnung (IP2) gemäß der Erfindung,

3A und 3B jeweils ein Schaltbild einer Direktwandlungsempfängerschaltung mit IP2-Kalibrierschaltung zum Steuern einer IM2-Ausgabespannung durch Einstellen der Verstärkung von Differenzverstärkern gemäß der Erfindung und

4A und 4B jeweils ein Schaltbild einer Direktwandlungsempfängerschaltung mit IP2-Kalibrierschaltung zum Steuern einer IM2-Ausgabespannung durch Einstellen der Verstärkung von Stromquellen gemäß der Erfindung.

Die in 2 gezeigte Direktwandlungsempfängerschaltung beinhaltet eine erfindungsgemäße Kalibrierschaltung zur Kalibrierung eines Kreuzungspunktes zweiter Ordnung (IP2), um die Intermodulation zweiter Ordnung (IM2) zu steuern. Wie aus 2 ersichtlich ist, umfasst diese IP2-Kalibrierschaltung eine Lastimpedanz 208 und eine Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 210. In der Direktwandlungsempfängerschaltung sind die Lastimpedanz 208 und die Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 210 operativ mit Ausgabeanschlüssen 206 eines Mischers 200 verbunden.
Der Mischer 200 wandelt ein Trägersignal V_RF direkt in ein Basisbandsignal um. Entsprechend weist der Mischer 200 ein erstes Eingangsanschlusspaar 202 zum Empfangen des Trägersignals V_RF und ein zweites Eingangsanschlusspaar 204 zum Empfangen eines lokalen Oszillations signals V_LO auf. Der Mischer 200 ist in eine Direktwandlung einbezogen und gibt ein Nutzsignal aus, welches die Frequenzdifferenz zwischen dem Trägersignal V_RF und dem lokalen Oszillationssignal V_LO repräsentiert. Das Ausgabesignal des Mischers 200 wird an einem Ausgabeanschlusspaar 206 ausgegeben. Das Ausgabeanschlusspaar 206 umfasst einen ersten Ausgabeanschluss zum Ausgeben einer Spannung V_op und einen zweiten Ausgabeanschluss zum Ausgeben einer Spannung V_on, und das Ausgabesignal des Mischers 200 ist ein Differenzsignal.
Die Lastimpedanz 208 ist zwischen den beiden Ausgabeanschlüssen 206 des Mischers 200 eingeschleift und wird benutzt, um ein kleines Signal als Ausgabesignal des Mischers 200 zu sensieren. Da ein Ausgabesignal des Mischers 200 zur Verwendung in einem Direktwandlungsvorgang an Drainanschlüsse von Transistoren ausgegeben wird, siehe z.B. 3, ist der Lastwiderstand der Lastimpedanz 208 zwischen deren Drainanschlüsse eingeschleift.
Die Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 210 umfasst einen Pegeldetektor 212, einen Verstärker 214 und eine Stromquelleneinheit 216.
Der Pegeldetektor 212 detektiert die Spannungen V_op und V_on, welche Differenzausgabesignale des Mischers 200 sind, und gibt ein Detektorausgabesignal an den Verstärker 214 aus. Das Detektorausgabesignal kann einen Spannungspegel im Bereich der Spannungen V_op und V_on, einen transformierten Pegel oder einen quantisierten Spannungspegel aufweisen oder kann eine transformierte Phase der Spannungen V_op und V_on sein. In jedem der Fälle wird die Charakteristik der detektierten Spannungen V_op und V_on an den Verstärker 214 übertragen.
Der Verstärker 214 verstärkt eine Spannungsdifferenz zwischen Gemeinsammoduspegeln der Charakteristik der detektierten Spannungen V_op und V_on und einer Referenzspannung. Die Ausgabespannung des Verstärkers 214 steuert die Stromquelleneinheit 216.
Die Stromquelleneinheit 216 umfasst eine erste Stromquelle 218 und eine zweite Stromquelle 219. Ausgabeströme der ersten und zweiten Stromquelle 218 und 219 werden beide durch die Ausgabespannung des Verstärkers 214 gesteuert. Ausgabeströme i_cm und i_dm der ersten und zweiten Stromquelle 218 und 219 über den Mischer 200 erzeugen eine vorbestimmte Gemeinsammodusspannung und eine Differenzmodusspannung über einer Ausgabeimpedanz und der Lastimpedanz 208.
Durch die oben beschriebenen Komponenten wird eine vorbestimmte Verstärkung in der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 210 erzeugt. Die Verstärkung der gemeinsamen Modusrückkopplungsschaltung 210 wird von einer Spannung oder von einem Strom des Verstärkers 214 und der Stromquelleneinheit 216 gesteuert.
Eine Gesamtausgabespannung V_IM2 der Intermodulation zweiter Ordnung (IM2) wird durch die Summe der IM2-Ausgabespannung V_IM2,cm des gemeinsamen Modus und der IM2-Ausgabespannung V_IM2,dm des Differenzmodus repräsentiert. Die IM2-Ausgabespannung V_IM2,dm des Differenzmodus wird durch folgende Gleichung (4) bestimmt: VIM2, dm = idmRL, (4)wobei angenommen wird, dass die Lastimpedanz nur den Widerstand R_L umfasst und idm den Differenzstrom bezeichnet.
Die IM2-Ausgabespannung V_IM2,cm im gemeinsamen Modus wird durch folgende Gleichung (5) bestimmt:
wobei i_cm einen Strom im gemeinsamen Modus bezeichnet, Z₀ + ΔZ eine Ausgabeimpedanz der ersten Stromquelle 218 bezeichnet und Z₀ – ΔZ eine Ausgabeimpedanz der zweiten Stromquelle 219 bezeichnet. Zusätzlich bezeichnet G_cm + ΔG eine Verstärkung der Spannung V_op, welche eine Differenzausgabespannung des Mischers 200 ist, und G_cm + ΔG bezeichnet eine Verstärkung der Spannung V_on, welche eine weitere Differenzausgabespannung des Mischers 200 ist.
Daher ergibt sich die gesamte IM2-Ausgabespannung V_IM2 durch folgende Gleichung (6):
Gemäß Gleichung (6) kann die IM2-Ausgabespannung V_IM2 durch Einstellen einer Gemeinsammodus-Rückkopplungsverstärkung reduziert werden, d.h. durch Einstellen der Verstärkung der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 210, wodurch der Kreuzungspunkt zweiter Ordnung IP2 erhöht und die Intermodulationsverzerrung zweiter Ordnung reduziert werden, so dass erfindungsgemäß die Linearität im Kommunikationssystem sichergestellt wird.
Die 3A und 3B zeigen jeweils ein Schaltbild einer Direktwandlungsempfängerschaltung mit weiteren Ausführungsbeispielen einer erfindungsgemäßen IP2-Kalibrierschaltung zum Steuern einer IM2-Ausgabespannung durch Einstellen der Verstärkung eines Verstärkers.
Die Struktur der IP2-Kalibrierschaltung aus 3A ist analog zur IP2-Kalibrierschaltung aus 2. In der IP2-Kalibrierschaltung aus 3A wird ein Widerstand RL als Lastimpedanz 208 aus 2 verwendet. Die Verstärkung des Verstärkers und der Pegel der IM2-Ausgabespannung in der IP2-Kalibrierschaltung aus 3A werden über einen Widerstand gesteuert.
Wie aus 3A ersichtlich ist, wird ein Mischer 300 für die Direktwandlung benutzt. Der Mischer 300 umfasst ein erstes Eingabeanschlusspaar 302 zum Empfangen des Trägersignals V_RF und ein zweites Eingabeanschlusspaar 304 zum Empfangen des lokalen Oszillationssignals V_LO Die Eingabeanschlüsse 302 und 304 funktionieren auf die gleiche Weise wie die Eingabeanschlüsse 202 und 204 aus 2.
Der Mischer 300 zur Direktwandlung gibt ein Signal mit einer Frequenz oder Signale mit Frequenzen aus, welche mit der Frequenzdifferenz zwischen dem Trägersignal V_RF und dem lokalen Oszillationssignal V_LO korrespondieren. Das Ausgabesignal des Mischers 300 wird an einem Ausgabeanschlusspaar V_op und V_on ausgegeben. Das Ausgabeanschlusspaar V_op und V_on umfasst einen ersten Ausgabeanschluss zum Ausgeben der Spannung V_op und einen zweiten Ausgabeanschluss zum Ausgeben der Spannung V_on, und das Ausgabesignal des Mischers 300 liegt in Form eines Differenzsignals vor.
Die Lastimpedanz RL ist zwischen den beiden Ausgabeanschlüssen V_op und V_on des Mischers 300 eingeschleift und steuert eine kleine Signalverstärkung des Ausgabesignals des Mischers 300.
Ein Verstärker 308a einer Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 306a umfasst zwei Differenzverstärker und eine Vorladeschaltung. Die beiden Differenzverstärker umfassen eine erste Difterenzverstärkerschaltung und eine zweite Differenzverstärkerschaltung. Die erste Diffe renzverstärkerschaltung umfasst ein erstes Differenztransistorpaar, eine erste aktive Last und eine erste Gleichstromquelle. Das erste Differenztransistorpaar umfasst einen Transistor N4 und einen Transistor N5. Die vom Pegeldetektor 212 detektierte Spannung V_op wird an ein Gate des Transistors N4 angelegt und eine Referenzspannung Vref wird an ein Gate des Transistors N5 angelegt. Eine Source des Transistors N4 und eine Source des Transistors N5 sind gemeinsam mit der ersten Gleichstromquelle verbunden. Die erste Gleichstromquelle umfasst einen Transistor N2, dessen Source mit Masse oder einer Spannung VSS verbunden ist und dessen Drain mit der gemeinsamen Source des ersten Differenztransistorpaars N4 und N5 verbunden ist. Die aktive Last umfasst einen als Diode verschalteten Transistor P3, dessen Gate und Drain miteinander verbunden sind und der als aktive Last für die Ausgabesignale des ersten Differenztransistorpaars N4 und N5 und eines zweiten Differenztransistorpaars N6 und N7 wirkt. Zusätzlich überträgt der Transistor P3 kleine Signalausgabespannungen des ersten und zweiten Differenztransistorpaares zu zwei Stromquellen P1 und P2.
Das zweite Differenztransistorpaar umfasst den Transistor N6 und den Transistor N7. Die vom Pegeldetektor 212 detektierte Spannung V_on wird an ein Gate des Transistors N7 angelegt und die Referenzspannung Vref wird an ein Gate des Transistors N6 angelegt. Eine Source des Transistors N6 und eine Source des Transistors N7 sind gemeinsam mit der zweiten Gleichstromquelle verbunden. Die zweite Gleichstromquelle umfasst einen Transistor N3, dessen Source mit Masse oder einer Spannung VSS verbunden ist und dessen Drain mit der gemeinsamen Source des zweiten Differenztransistorpaars N6 und N7 verbunden ist.
Die detektierten Spannungen V_op und V_on, welche an die Gateanschlüsse des Transistors N4 bzw. des Transistors N7 angelegt werden, entsprechen den Ausgabesignalen V_op und V_on des Mischers 300 oder repräsentieren diese jedenfalls. Die Ausgabesignale V_op und V_on des Mi schers 300 können durch eine Impedanzschaltung, wie einen Widerstand, einer Induktivität und/oder einer Kapazität, detektiert werden. Zudem können die Ausgabesignale V_op und V_on des Mischers 300 dadurch detektiert werden, dass die Ausgabeanschlüsse V_op und V_on des Mischers 300 direkt mit den Gates der Transistoren N4 und N7 verbunden sind.
Die Vorladeschaltung umfasst eine Referenzstromquelle Iref und einen als Diode verschalteten Transistor N1. Die Referenzstromquelle Iref ist zwischen der Versorgungsspannung VDD und der Drain des Transistors N1 eingeschleift. Der Transistor N1 ist zwischen der Referenzstromquelle Iref und einen Masseanschluss (VSS) eingeschleift. Gate und Drain des Transistors N1 sind miteinander verbunden, wodurch eine Diode gebildet wird. Zusätzlich sind die Drain und das Gate des Transistors N1 über einen Widerstand R1 mit einem Gate des Transistors N2 und über einen Widerstand R2 mit einem Gate des Transistors N3 verbunden.
Eine Stromquelleneinheit 310a umfasst einen Transistor P1 als eine erste Stromquelle und einen Transistor P2 als eine zweite Stromquelle. Eine Source des Transistors P1 ist mit der Versorgungsspannung VDD verbunden und eine Drain ist mit dem ersten Ausgabeanschluss des Mischers 300 verbunden. Zusätzlich ist ein Gate des Transistors P1 mit der Drain und dem Gate des Transistors P3 verbunden, welcher als aktive Last wirkt. Eine Source des Transistors P2 ist mit der Versorgungsspannung VDD verbunden und eine Drain ist mit dem zweiten Ausgabeanschluss des Mischers 300 verbunden. Zusätzlich ist ein Gate des Transistors P2 mit der Drain und dem Gate des Transistors P3, welcher als aktive Last wirkt, und gemeinsam mit dem Gate des Transistors P1 verbunden. In anderen Worten ausgedrückt, die Gates des Transistors P1 und des Transistors P2 sind gemeinsam mit dem Drain und der Gate des Transistors P3 verbunden.
Durch die oben beschriebene Struktur wird eine vorbestimmte Verstärkung in der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 306a erzeugt. Zusätzlich variiert die Verstärkung der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 306a mit dem Strom Ical, welcher durch die Widerstände R1 und R2 fließt, die zwischen den Gates der Transistoren N2 und N3 eingeschleift sind. In anderen Worten ausgedrückt, eine vorbestimmte Spannungsdifferenz zwischen der Gatespannung des Transistors N2 und der Gatespannung des Transistors N3 wird durch den Strom Ical erzeugt, welcher durch die Widerstände R1 und R2 fließt, wodurch eine Gleichstromdifferenz zwischen dem Gleichstrom durch den Transistor N2 und dem Gleichstrom durch den Transistor N3 erzeugt wird.
Da die Spannungsverstärkung eines Differenzverstärkers proportional zum Übertragungsleitwert eines Transistors im Differenzverstärker ist und der Übertragungsleitwert von einem Vorladegleichstrom abhängig ist, resultiert die Spannungsdifferenz zwischen den Gatespannungen des Transistors N2 und des Transistors N3 in dem Parameter ΔG, welcher im Zusammenhang mit 2 oben beschrieben ist.
3B zeigt ein Schaltbild einer IP2-Kalibrierschaltung zum Steuern der Verstärkung eines Verstärkers und einer IM2-Ausgabespannung durch Bereitstellen einer Spannungsquelle. Die Struktur der IP2-Kalibrierschaltung aus 3B ist analog zur IP2-Kalibrierschaltung aus 3A, außer dass eine Spannungsquelle V1 und eine Spannungsquelle V2 zwischen dem Transistor N2 und dem Transistor N3 anstatt der Widerstände R1 und R2 aus 3A eingeschleift sind. Eine Spannungsdifferenz V1 + V2 wird auf diese Weise zwischen den Gates der Transistoren N2 und N3 aufgebaut.
Entsprechend wird durch Vergleichen der Ströme durch die Transistoren N2 und N3 eine Gleichspannungsdifferenz erzeugt, welche mit der Spannungsdifferenz V1 + V2 korrespondiert, und ein Verstärker 308b, welcher eine erste und zweite Differenzverstärkerschaltung umfasst, hat eine Verstärkungsdifferenz, die durch die Gleichstromdifferenz verursacht wird. Eine Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 306b kann eine Gemeinsammodus-Verstärkungsdifferenz aufweisen, welche mit dem Parameter ΔG korrespondiert, der vom Verstärkungsunterschied des Verstärkers 308b verursacht wird.
Die 4A und 4B zeigen jeweils ein Schaltbild einer weiteren Direktwandlungsempfängerschaltung gemäß der Erfindung mit einer IP2-Kalibrierschaltung zum Steuern einer IM2-Ausgabespannung, in diesen Fällen durch Einstellen der Verstärkung einer Stromquelle.
4A zeigt ein Beispiel einer IP2-Kalibrierschaltung zum Steuern einer IM2-Ausgabespannung durch Einstellen der Verstärkung einer Stromquelle durch Benutzen eines Widerstandes. Die IP2-Kalibrierschaltung aus 4A ist analog zur IP2-Kalibrierschaltung aus 3A und 3B, außer einer anderen Verteilung von Vorladewiderständen zwischen einer Gleichstromquelleneinheit 410a und einem Verstärker 408a. Eine Stromquelleneinheit 410a umfasst den Transistor P1 als erste Stromquelle und den Transistor P2 als zweite Stromquelle. Zusätzlich sind Widerstände R3 und R4 in Reihe zwischen den Gates der Transistoren P1 und P2 eingeschleift und ein Strom Ical fließt durch die Widerstände R3 und R4. Der Strom Ical erzeugt eine Spannungsdifferenz zwischen den Gatespannungen der Transistoren P1 und P2.
Ein großer Signalstrom des Transistors P1 wird durch die Gate-Source-Spannung des Transistors P1 erzeugt und ein großer Signalstrom des Transistors P2 wird durch die Gate-Source-Spannung des Transistors P2 erzeugt. Es wird vorausgesetzt, dass die oben beschriebenen Transistoren der Erfindung in ihrem aktiven Bereich betrieben werden.
Die großen Signalströme der Transistoren P1 und P2 weichen durch eine Spannungsdifferenz der Gatespannungen der Transistoren P1 und P2 voneinander ab. Der Stromunterschied zwischen den großen Signalströmen verursacht einen Übertragungsleitwertunterschied zwischen den Transistoren P1 und P2, woraus eine kleine Signalverstärkungsdifferenz resultiert. Die kleine Signalverstärkungsdifferenz beeinflusst die Verstärkung einer Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 406a.
Die Vorladeverbindungen der Transistoren N2 und N3, welche Gleichspannungsquellen eines Verstärkers 408a sind, haben eine andere Struktur als in den Bereichen aus 3A und 3B. Wie aus 4A ersichtlich ist, sind ein Gate des Transistors N2 und ein Gate des Transistors N3 direkt miteinander verbunden und keine Widerstände oder Spannungsquellen sind zwischen ihnen eingeschleift. Daher wird eine Vorspannung, welche von einem in der Vorladeschaltung angeordneten Transistor N1 bestimmt wird, in gleicher Weise an die Gateanschlüsse der Transistoren N2 und N3 angelegt. Aufgrund der gleichen Vorspannung an den Gateanschlüssen der Transistoren N2 und N3 ist ein erster Gleichstrom, welcher durch den Transistor N2 fließt, im Wesentlichen gleich einem zweiten Gleichstrom, welcher durch den Transistor N3 fließt.
Während des Betriebs der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 406a nimmt ein durch einen Transistor N4 fließender Strom und ein durch den Transistor N7 fließender Strom zu, wenn die Spannungen V_op und V_on zunehmen. Die Ströme durch die Transistoren N5 und N6 nehmen durch die Zunahme der Ströme durch die Transistoren N4 und N7 ab. Die Gatespannung des Transistors P3 nimmt durch die Abnahme der Ströme durch die Transistoren N5 und N6 ab. Die kleinere Gatespannung des Transistors P3 verursacht eine Abnahme des großen Signalstroms der Stromquelleneinheit 410a. Der verringerte große Signalstrom der Stromquelleneinheit 410a verursacht eine Abnahme des Übertragungsleitwertes der Transistoren P1 und P2 in der Stromquelleneinheit 410a, wodurch die Spannungen V_op und V_on abnehmen. In anderen Worten ausgedrückt, die Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 406a benutzt eine negative Rückkopplung, um das System der IP2-Kalibrierschaltung zu stabilisieren und eine stabile Verstärkung bereitzustellen.
4B zeigt ein Schaltbild einer IP2-Kalibrierschaltung gemäß der Erfindung, welche eine IM2-Ausgabespannung durch Steuern der Verstärkung einer Stromquelle steuert und dazu eine Spannungsquelle zum Vorladen benutzt. Die IP2-Kalibrierschaltung aus 4B ist analog zur IP2-Kalibrierschaltung aus 3A und 3B, außer der Verteilung von Vorspannungsquellen zwischen einer Stromquelleneinheit 410b und einem Verstärker 408b.
Die Stromquelleneinheit 410b umfasst den Transistor P1 als erste Stromquelle und den Transistor P2 als zweite Stromquelle. Eine erste Spannungsquelle V3 und eine zweite Spannungsquelle V4 sind in Reihe zwischen den Gates der Transistoren P1 und P2 eingeschleift. Ein erster großer Signalstrom des Transistors P1 wird durch die Spannungsdifferenz zwischen dem Gate und der Source des Transistors P1 erzeugt und ein zweiter großer Signalstrom des Transistors P2 wird in gleicher Weise durch die Spannungsdifferenz zwischen dem Gate und der Source des Transistors P2 erzeugt.
Eine Differenz zwischen dem ersten und zweiten großen Signalstrom der Transistoren P1 und P2 wird durch eine Spannungsdifferenz zwischen den Gatespannungen der Transistoren P1 und P2 verursacht. Der Stromunterschied zwischen den großen Signalströmen verursacht einen Übertragungsleitwertunterschied zwischen den Transistoren P1 und P2, woraus eine kleine Signalverstärkungsdifferenz der Transistoren P1 und P2 resultiert. Die kleine Signalverstärkungsdifferenz beeinflusst die Verstärkung einer Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung 406b.
Zusätzlich unterscheiden sich die Vorladeverbindungen der Transistoren N2 und N3, welche Gleichspannungsquellen des Verstärkers 408b sind, von den Vorladeverbindungen der Transistoren N2 und N3 aus 3A und 3B dadurch, dass das Gate des Transistors N2 und das Gate des Transistors N3 direkt miteinander verbunden sind und keine Widerstände oder Spannungsquellen zwischen ihnen eingeschleift sind. Daher wird eine Vorspannung, welche von einem in der Vorladeschaltung angeordneten Transistor N1 bestimmt wird, in gleicher Weise an die Gateanschlüsse der Transistoren N2 und N3 angelegt. Durch die gleiche angelegte Vorladespannung entspricht ein erster Gleichstrom, welcher durch den Transistor N2 fließt, im Wesentlichen einem zweiten Gleichstrom, welcher durch den Transistor N3 fließt.
Gemäß der Erfindung wird somit die Verstärkung einer Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung gesteuert, um die Intermodulationsverzerrung zweiter Ordnung zu reduzieren.

Claims

Schaltung zur Reduzierung einer Intermodulation zweiter Ordnung, gekennzeichnet durch – eine Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung (210), welche ausgeführt ist, die Intermodulation zweiter Ordnung eines Mischers (200) durch Detektieren von wenigstens einer Ausgabespannung des Mischers (200) und durch Einstellen einer Verstärkung der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung (210) zu steuern, und – eine Lastimpedanz (208) zum Einschleifen zwischen einem ersten Ausgabeanschluss und einem zweiten Ausgabeanschluss des Mischers (200).
Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastimpedanz (208) im Betrieb zwischen einem Eingabeanschluss eines ersten Differenzverstärkers und einem Eingabeanschluss eines zweiten Differenzverstärkers eingeschleift ist, welche Teil der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung (210) sind.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Mischer (200) ausgeführt ist, um eine Direktwandlung durchzuführen.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung (210) folgende Komponenten umfasst: – einen Pegeldetektor (212), welcher ausgeführt ist, um wenigstens eine Ausgabespannung des Mischers (200) zu detektieren, – eine Verstärkereinheit (214), welche ausgeführt ist, um eine Ausgabespannung des Pegeldetektors (212) zu verstärken, und – eine Stromquelleneinheit (216), welche ausgeführt ist, um wenigstens einen Strom zur Verfügung zu stellen, welcher von einer Ausgabespannung der Verstärkereinheit (214) gesteuert wird.
Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkereinheit (214) folgende Komponenten umfasst: – einen ersten Differenzverstärker, welcher ausgeführt ist, um eine Differenz zwischen einer ersten Spannung am ersten Ausgabeanschluss des Mischers (200) und einer Referenzspannung zu verstärken, und – einen zweiten Differenzverstärker, welcher ausgeführt ist, um eine Differenz zwischen einer zweiten Spannung am zweiten Ausgabeanschluss des Mischers (200) und der Referenzspannung zu verstärken.
Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und zweite Differenzverstärker jeweils einen als Diode verschalteten Transistor umfassen.
Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelleneinheit (216) folgende Komponenten umfasst: – eine erste Stromquelle (218), welche dem ersten Ausgabeanschluss des Mischers (200) einen ersten Strom zur Vertfügung stellt, und – eine zweite Stromquelle (219), welche dem zweiten Ausgabeanschluss des Mischers (200) einen zweiten Strom zur Verfügung stellt.
Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stromquelle (218) ein erster Feldeffekttransistor (P1) ist und die zweite Stromquelle (219) ein zweiter Feldeffekttransistor (P2) ist.
Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein Sourceanschluss der ersten Stromquelle (218) und ein Sourceanschluss der zweiten Stoomquelle (219) miteinander gekoppelt sind und eine gemeinsame Sourcekonfiguration bilden.
Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung (210) auf der Verstärkung des ersten Differenzverstärkers und der Verstärkung des zweiten Differenzverstärkers basiert.
Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Differenzverstärker eine erste Gleichstromquelle umfasst und ein erster Vorladestrom durch die erste Gleichstromquelle einstellbar ist, so dass die Verstärkung des ersten Differenzverstärkers steuerbar ist.
Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Vorladestrom durch eine erste Vorspannung zwischen einem Gate- und einem Sourceanschluss der ersten Gleichstromquelle steuerbar ist.
Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Vorspannung zwischen dem Gate- und dem Sourceanschluss der ersten Gleichstromquelle durch einen Kalibrierstrom über einen Widerstand aufbaubar ist, welcher mit dem Gateanschluss der ersten Gleichstromquelle verbunden ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Differenzverstärker eine zweite Gleichstromquelle umfasst und ein zweiter Vorladestrom durch die zweite Gleichstromquelle einstellbar ist, so dass die Verstärkung des zweiten Differenzverstärkers steuerbar ist.
Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Vorladestrom durch eine zweite Vorspannung zwischen einem Gate- und einem Sourceanschluss der zweiten Gleichstromquelle steuerbar ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung der Gemeinsammodus-Rückkopplungsschaltung (210) durch die Verstärkung der ersten Stromquelle und die Verstärkung der zweiten Stromquelle steuerbar ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass eine Verstärkung der ersten Stromquelle und eine Verstärkung der zweiten Stromquelle von einer Spannungsdifferenz zwischen einer ersten Gatespannung der ersten Stromquelle und einer zweiten Gatespannung der zweiten Stromquelle steuerbar ist.
Direktwandlungsempfänger mit – einem Mischer (200) mit einem ersten Ausgabeanschluss und einem zweiten Ausgabeanschluss, gekennzeichnet durch – eine Lastimpedanz (208), welche zwischen dem ersten Ausgabeanschluss und dem zweiten Ausgabeanschluss des Mischers (200) eingeschleift ist, – einen ersten Transistor (P1), welcher zwischen einer Versorgungsspannung (VDD) und dem ersten Ausgabeanschluss eingeschleift ist, und – einen zweiten Transistor (P2), welcher zwischen der Versorgungsspannung (VDD) und dem zweiten Ausgabeanschluss eingeschleift ist.
Direktwandlungsempfänger nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch – einen ersten Differenzverstärker zum Verstärken einer Differenz zwischen einer ersten Spannung am ersten Ausgabeanschluss und einer Referenzspannung und – einen zweiten Differenzverstärker zum Verstärken einer Differenz zwischen einer zweiten Spannung am zweiten Ausgabeanschluss und der Referenzspannung.
Direktwandlungsempfänger nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass – der erste Differenzverstärker eine erste Gleichstromquelle und der zweite Differenzverstärker eine zweite Gleichstromquelle umfasst, – ein erster Vorladestrom durch die erste Gleichstromquelle einstellbar ist, so dass die Verstärkung des ersten Differenzverstärkers steuerbar ist, und – ein zweiter Vorladestrom durch die zweite Gleichstromquelle einstellbar ist, so dass die Verstärkung des zweiten Differenzverstärkers steuerbar ist.
Direktwandlungsempfänger nach einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Differenzverstärker eine erste Gleichstromquelle und der zweite Differenzverstärker eine zweite Gleichstromquelle umfasst und während eines Normalbe triebs der Gleichstrom durch die erste Gleichstromquelle im Wesentlichen gleich dem Gleichstrom durch die zweite Gleichstromquelle ist.