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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine elektrische Hilfsschaltung,
die in Verbindung mit einem Hochfrequenz-Empfänger verwendet wird, um ein
Spannungsbezugssignal für
eine digitale Data-Slicer-Schaltung vorzusehen, und insbesondere eine
Klemmschaltung, die in einem drahtlosen Hochfrequenz-Fernsteuerungssystem
verwendet wird, um einen elektrischen Klemmbezug vorzusehen, um
zu verhindern, dass der Data-Slicer auf Umgebungsrauschen reagiert
und falsche digitale Datensignale erzeugt.
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RKE-Systeme
zum ferngesteuerten Öffnen ohne
Schlüssel
(Remote Keyless Entry) und ferngesteuerte Alarmsysteme sind seit
längerem
für Kraftfahrzeuge
verfügbar,
wobei jedoch ständig
Variationen oder vollständig
neue Funksysteme entwickelt werden. Zum Beispiel gibt es jetzt passive
RKE-Systeme, die
das Fahrzeug auf- und zusperren, wenn sich der Fahrer in und aus
dem lokalen Bereich des Onboard-Funkempfängers bewegt. „Sentry"-Zündschlüssel mit
oder ohne herkömmlichem
Schlüsselbart
umfassen eine vorprogrammierte Schaltung, die drahtlos mit dem Fahrzeug
interagiert, um den korrekten Zündschlüssel für das Fahrzeug
zu identifizieren. Weiterhin sind Reifendruck-Überwachungssysteme verfügbar, die
eine konstante Statusüberwachung
des pneumatischen Drucks in jedem Reifen mit Hilfe von intern angebrachten
Sensoren vorsehen.
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Bei
diesen Beispielen für
drahtlose Kommunikations- und Steuersysteme bietet die Betriebsumgebung
in einem Kraftfahrzeug einzigartige Hindernisse, die überwunden
werden müssen,
um die gewünschten
Ergebnisse zuverlässig
und konsistent vorzusehen. Vor allem ist der Energieverbrauch der Komponenten
in einem drahtlosen System ein wichtiger Entwurfsfaktor. Gewöhnlich verwendet
ein drahtloses System wenigstens eine Empfänger und wenigstens einen Sender,
die entfernt voneinander angeordnet sind und operativ miteinander über ein Hochfrequenz-Funksignal
interagieren, um eine Steuerfunktion im System vorzusehen. Der Sender muss
gewöhnlich
nur dann betrieben werden und ein Ausgabesignal erzeugen, wenn er
für eine
gewünschte
Aktion aktiviert wird, während
der Empfänger
während
aller Betriebsphasen mit Energie versorgt werden muss, um auf ein
Signal vom Sender zu warten. Ein in einem Kraftfahrzeug installierter
Empfänger
muss also unter Umständen
die meiste Zeit ausschließlich
mit Batterieleistung betrieben werden und erhält nur bei laufendem Motor
Energie vom Ladesystem des Fahrzeugs. Bei bestimmten Kraftfahrzeuganwendungen
werden die Hochfrequenz-Funksysteme deaktiviert oder sind nicht
erforderlich, während
der Motor läuft.
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Zum
Beispiel muss der RKE-Empfänger
unabhängig
davon, wie lange ein mit einem RKE-System ausgestattetes Kraftfahrzeug
stehen gelassen wird, konstant mit Energie versorgt werden, um das vom
Benutzer ausgesendete Steuersignal zum Aufsperren des Fahrzeugs
zu empfangen. Außerdem müssen diejenigen
Teile des RKE-Systems, die das gesendete Signal interpretieren und
verarbeiten, also etwa der Mikroprozessor und andere unterstützende Komponenten,
jederzeit reagieren können,
wenn ein gesendetes Signal empfangen wird. Weil die Batterie bei
ausgeschaltetem Motor die einzige Energiequelle des Kraftfahrzeugs
ist, müssen
der Energieverbrauch des RKE-Empfängers und
der Signalverarbeitungskomponenten extrem niedrig vorgesehen werden.
Dies ist insbesondere der Fall, wenn außerdem auch verschiedene andere
Onboard-Fahrzeugsysteme verwendet werden, die alle bei ausgeschaltetem
Motor Energie verbrauchen. Wenn der erforderliche Strombedarf der
einzelnen Onboard-Systeme nicht sehr niedrig gehalten wird, wird
die Kapazität
der Fahrzeugbatterie schnell entladen, sodass das Fahrzeug außer Betrieb
gesetzt wird.
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Um
dieses Problem zu vermeiden, haben Hersteller Beschränkungen
bezüglich
des Strombedarfs von Funksystemen und anderen Systemen auferlegt,
die eingehalten werden müssen,
während
das Fahrzeug stillsteht. Die neuesten Funksysteme verwenden Niedrigleistungs-Empfänger in
Kombination mit Mikroprozessoren, die „schlafen", bis sie durch ein eingehendes Datensignal „aufgeweckt" bzw. aktiviert werden.
Dadurch wird Energie gespart. Dieser Ansatz hat sich bis zu einem
gewissen Punkt als erfolgreich erwiesen. Weil jedoch immer mehr
Energie verbrauchende Systeme in Fahrzeugen integriert werden, haben
die Hersteller noch strengere Beschränkungen hinsichtlich des Strombedarfs
für neue Funksysteme
auferlegt. Allgemein ist dies darauf zurückzuführen, dass falsche Aufweckereignisse
für den
Mikroprozessor schwer zu kontrollieren sind.
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Wenn
im Betrieb ein herkömmlicher
Funkempfänger
ein Hochfrequenzsignal im richtigen Frequenzbereich empfängt, demoduliert
der Empfänger das
codierte digitale Signal und formt es zu dem ursprünglichen
digitalen Datenstrom um. Der Empfänger muss dann den Mikroprozessor „aufwecken", damit der Mikroprozessor
den digitalen Datenstrom decodieren kann, um erstens zu bestimmen,
ob er den richtigen Identifikationscode aufweist, und um zweitens
den angeforderten Befehl (d.h. Aufsperren der Türen, Aufsperren des Kofferraums,
usw.) zu bestimmen. Das Aufwecken des Mikroprozessors und die folgenden
Datenverarbeitungsaktionen verbrauchen eine bestimmte Batterieleistung,
die sich kumulativ anhäuft.
Um eine korrekte Funktion von herkömmlichen Funksystemen zu erreichen,
muss die Signalverarbeitungsoperation zugelassen werden und muss
auch dann Energie verbraucht werden, wenn der Empfänger auf
Sender im selben Frequenzbereich reagiert, die aber zu einem anderen
Fahrzeug gehören.
Wenn der Mikroprozessor in diesen Fällen erkennt, dass der Sender
einen anderen Identifikationscode aufweist, kehrt er in den Schlafmodus
zurück.
Ein Nachteil bei derartigen Funksystemen besteht jedoch darin, dass
sie auf beliebige eingehende Hochfrequenzen reagieren und dadurch
eine große Anzahl
von falschen Aufweckereignissen erzeugen. Diese falschen Aufweckereignisse
verbrauchen wiederholt und kumulativ Energie und verschwenden die begrenzten
Ressourcen der Fahrzeugbatterie.
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Falsche
Aufweckereignisse können
bei herkömmlichen
Funksystemen auch verursacht werden, wenn der Empfänger gestreute
Hochfrequenzsignale im Frequenzbereich des Empfängers aufgreift, die durch
gestreute Harmonische dieser Frequenzen oder durch andere elektromagnetische
Störungen verursacht
werden. Dies wird allgemein als „externes Rauschen" bezeichnet. Das
externe Rauschen kann durch verschiedene Methoden oder einfach dadurch gefiltert
werden, dass die Empfindlichkeit des Empfängers herabgesetzt wird. Wenn
die Empfindlichkeit des Empfängers
herabgesetzt wird, ist jedoch die Reichweite des Empfängers kleiner,
sodass ein leistungsstärkerer
Sender erforderlich ist. Die Hauptursache für falsche Aufweckereignisse
ist jedoch das „interne
Rauschen", dass
in Teilen der Empfängerschaltung
selbst erzeugt wird. Allgemein ist ein internes Rauschen durch unerwünschte elektrische
Signale in der Empfängerschaltung
gekennzeichnet. Das interne Rauschen äußert sich in kleinen fluktuierenden
Spannungen oder Strömen,
die aufgrund der Aktivität
der elektronischen Komponenten vorhanden sind. Das interne Rauschen
kann minimiert, aber nicht beseitigt werden. Um die durch ein internes Rauschen
verursachten Probleme zu vermeiden, werden Empfänger gewöhnlich mit einem hohen „Signal/Rauschen-Verhältnis" in Bezug auf den
Pegel des inhärenten
internen Schaltungsrauschens ausgebildet, der für das zu verarbeitende Signal
toleriert werden kann. In einem Empfänger mit einem hohen Signal/Rauschen-Verhältnis ist
das Rauschen während
der normalen Hochfrequenz-Signalverarbeitung lediglich als eine
Hintergrundstörung
mit niedrigem Pegel relativ zu dem Signal vorhanden. Diese Strategie
funktioniert gut in einem Empfänger,
der ein kontinuierliches Signal wie etwa ein Radiosignal empfängt. Jedoch
bei Anwendungen wie etwa einem herkömmlichen RKE-System oder anderen
bekannten Hochfrequenz-Funksystemen, bei denen der Empfänger auf
eine sporadische Übertragung
warten muss, ohne dass ein konstant gesendetes Signal verarbeitet
wird, ist der Rauschpegel häufig
distinkt und kann als ein gültiges
Signal interpretiert werden, sodass der Empfänger wiederholt falsche Aufweckereignisse
erzeugt.
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Eine
Hochfrequenz-Empfängerschaltung
gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1 ist aus der
EP 1 148 682 A2 bekannt.
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Bis
heute können
herkömmliche
Funkempfängersysteme
keine ausreichende Filterung oder Rauschdämpfung vorsehen, die das interne
Umgebungsrauschen angemessen dämpft.
Sie sind also nicht in der Lage, falsche Aufweckereignisse zu vermeiden,
die übermäßige Mengen
der Batterieleistung verbrauchen.
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Deshalb
besteht ein Bedarf dafür,
den Schaltungsaufbau des Empfängers
zu verbessern, um einen durch falsche Aufweckereignisse des Mikroprozessors
verursachten übermäßigen Energieverbrauch
in durch Batterien betriebenen Systemen zu verhindern.
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Eine
Hochfrequenz-Empfängerschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung umfasst die Merkmale des Patentanspruchs 1.
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Indem
die vorliegende Erfindung durch internes Rauschen verursachte falsche
Aufweckereignisse für
den Mikroprozessor beseitigt, verhindert die vorliegende Erfindung,
dass das Empfängersystem übermäßig Energie
verbraucht.
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Weitere,
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die
folgende Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen verdeutlicht.
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1 ist
ein allgemeines Blockdiagramm einer typischen integrierten Schaltung,
die als Hochfrequenzempfänger
für die
Verwendung in Hochfrequenz-Funksystemen mit niedrigem Energieverbrauch
dient.
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Teils des Hochfrequenz-Empfängers von 1 und
der Hilfsschaltung der vorliegenden Erfindung, die als Klemmbezug
für den
Daten-Slicer verwendet wird.
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3 gibt
eine Oszilloskopanzeige der Signale wieder, die durch den Hochfrequenz-Empfänger von 1 mit
der Hilfsschaltung der vorliegenden Erfindung von 2 erzeugt
werden, wobei die resultierende Unterdrückung von internem Schaltungsrauschen
gezeigt wird, wodurch falsche Aufweckereignisse des Mikroprozessors
verhindert werden.
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Ein
Hochfrequenz-Empfängersystem
mit niedrigen Energieverbrauch zum Empfangen und Umformen von gesendeten
digitalen Daten zu einem digitalen Datenstrom für die Verarbeitung durch einen
Mikroprozessor ist in den Zeichnungen durch das Bezugszeichen 10 angegeben,
wobei allgemein gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um ähnliche
Elemente wiederzugeben. Das Hochfrequenz-Empfängersystem enthält eine
integrierte Schaltung 12. Die integrierte Schaltung 12 ist
eine typische integrierte Schaltpackung, die als IC-Chip bezeichnet
wird und einen internen Schaltungsaufbau aufweist, mit dem sie als
Hochfrequenz-Funkempfänger
mit niedrigem Energieverbrauch funktionieren kann. Insbesondere
umfasst die integrierte Schaltung 12 eine Anzahl von Teilschaltungen,
die miteinander zusammenwirken, um diese Funktionalität vorzusehen.
Wie in 1 gezeigt, umfassen die Teilschaltungen einen
rauscharmen Verstärker
(LNA) 14, der dafür
ausgebildet ist, die modulierten Hochfrequenzsignale von einer Antenne 16 anzunehmen und
für die
weitere Verarbeitung zu verstärken.
Die durch die Antenne 16 empfangenen Hochfrequenzsignale
treten an einem Verbindungspunkt 18 in die integrierte
Schaltung 12 ein. Dabei ist zu beachten, dass die integrierte
Schaltung 12 physikalisch auf einer Leiterplatte (nicht
gezeigt) angeordnet ist, die verschiedene andere elektrische und
elektronische Schaltungen aufweist und Spannungen und Signale vorsieht,
die für
die Funktion der integrierten Schaltung 12 erforderlich
sind, aber für
die vorliegende Erfindung nicht relevant sind. Die Verbindungspunkte sind
in den Zeichnungen nur allgemein angegeben.
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Es
ist weiterhin zu beachten, dass ein Hochfrequenz-Empfänger
dieses Typs verwendet wird, um ein Signal im „Hochfrequenzbereich" zu empfangen, der
als Trägerwelle
für digitale
Daten dient. Die digitalen Daten, die eine Information oder einen
Befehl enthalten, werden in einem Hochfrequenzsender erzeugt und
auf eine Trägerwelle
codiert bzw. moduliert. Die Trägerwelle
wird verstärkt
und ist aufgrund ihrer physikalischen Natur innerhalb des Hochfrequenzbereichs
in der Lage, die modulierte Information über eine Distanz zu tragen
bzw. fortzupflanzen, die von der Leistung des verstärkten Hochfrequenzsignals
abhängig
ist. Ein derartiges „drahtloses" Hochfrequenzsignal
wird von dem hier beschriebenen Hochfrequenz-Empfängersystem
empfangen und demoduliert, um die modulierte digitale Information
zu extrahieren. Es ist auch zu beachten, dass die Antenne 16 auf
die bestimmten in diesen Systemen verwendeten Hochfrequenzbereiche
abgestimmt ist. Insbesondere können
diese Empfängersysteme
betrieben werden, um eine aus einer Gruppe von vorbestimmten Frequenzen
zu empfangen, die in die Bereiche zwischen 300 und 450 MHz und zwischen
750 und 915 MHz fallen.
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Die
integrierte Schaltung 12 umfasst weiterhin einen Mischer 20,
der elektrisch mit dem LNA 14 kommuniziert und dafür ausgebildet
ist, das verstärkte
Hochfrequenzsignal von dem LNA 14 anzunehmen und mit einer
vorbestimmten lokalen Oszillationsfrequenz zu mischen, um ein moduliertes
Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen. Das Zwischenfrequenzsignal enthält noch
die modulierte Information, weist aber eine spezifische vorbestimmte
Frequenz auf, die in einem tieferen Bereich liegt als das Hochfrequenzsignal.
Deshalb kann das modulierte digitale Datensignal einfacher extrahiert
werden.
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Ein
PLL-Generator 22 kommuniziert elektrisch mit dem Mischer 20.
Der PLL-Generator 22 umfasst
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 24, der dafür ausgebildet
ist, das vorbestimmte lokale Schwingungsfrequenzsignal aus einer
Basisbezugsschwingungsfrequenz zu erzeugen. Der PLL-Generator 22 befindet
sich in einem Regelkreis mit dem Mischer 20, sodass die
zu dem Mischer 20 gesendete lokale Schwingungsfrequenz
automatisch eingestellt werden kann, um Fluktuationen in dem Hochfrequenzsignal
zu folgen, sodass die resultierende Hochfrequenz stabil und konstant
ist. Ein Kristalloszillator 26 ist extern zu der integrierten
Schaltung 12 vorgesehen, kommuniziert aber elektrisch mit
dem PLL-Generator 22 über
einen Verbindungspunkt 28 und ist dafür ausgebildet, die Basisschwingungsfrequenz
für den
PLL-Generator 22 zu erzeugen. Der Kristalloszillator 26 gehört zu einem
bekannten Typ, der physikalisch und elektrisch mit einer bekannten
und stabilen Frequenz schwingt, wenn eine Spannung an ihn angelegt
wird. Die ausgegebene Resonanzfrequenz basiert auf der physikalischen Gitterstruktur
des verwendeten Kristalls.
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Die
integrierte Schaltung 12 umfasst weiterhin einen Begrenzer 30,
der elektrisch mit dem Mischer 20 kommuniziert und dazu
ausgebildet ist, die modulierte Hochfrequenz anzunehmen und als Bandpassverstärker zu
dienen, um die digitalen Daten aus dem Hochfrequenzsignal zu demodulieren und
ein rohes digitales Datensignal zu erzeugen. Mit anderen Worten
verstärkt
der Begrenzer 30 nur einen vorbestimmten und spezifischen
Frequenzbereich (Frequenzband), wodurch die Hochfrequenzen entfernt
werden und nur das rohe digitale Datensignal durchgelassen wird.
Ein Filter 32 kommuniziert elektrisch mit dem Begrenzer 30,
um das rohe digitale Datensignal von dem Begrenzer 30 anzunehmen und
zu einer vorbestimmten Bandbreite für den Data-Slicer 34 herunterzufiltern.
Der Data-Slicer 34 kommuniziert elektrisch mit dem Filter 32,
um das gefilterte Datensignal anzunehmen und den digitalen Datenstrom,
der ursprünglich
auf den empfangenen Hochfrequenzträger moduliert wurde, für die weitere Verarbeitung
durch einen Mikroprozessor 36 wiederherzustellen. Die Ausgabe
aus dem Datenfilter 32 wird auch wie durch das Bezugszeichen 44 angegeben
als Rückkopplung
zum Steuern der Ausgabe des LNA sowie wie durch das Bezugszeichen 46 angegeben
als reflektive Rückkopplung
verwendet.
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In
dieser Anwendung ist der Mikroprozessor 36 von einem Typ,
der ein entfernt gesteuertes System wie etwa ein RKE, einen Alarm
oder ein Sicherheitssystem, einen Fernstart oder ein Fernüberwachungssystem
(z.B. eine Reifendrucküberwachung) in
einem Kraftfahrzeug steuert. Es ist zu beachten, dass die vorliegende
Erfindung nicht auf diese Systeme beschränkt ist und auf ein beliebiges
System angewendet werden kann, das eine integrierte Empfängerschaltung
mit niedrigem Energieverbrauch verwendet. Das Ausgabesignal des
Data-Slicer 34 wird aus der integrierten Schaltung 12 über einen
Verbindungspunkt 38 zu dem Mikroprozessor 36 geführt. Die
integrierte Schaltung 12 weist auch einen Spitzendetektor 40 auf,
der elektrisch mit dem Filter 32 kommuniziert. Der Spitzendetektor 40 ist
dafür ausgebildet,
das gefilterte Signal anzunehmen und eine Gleichspannung zu erzeugen,
die proportional zu dem Spitzenwert des gefilterten digitalen Datensignals
ist.
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Insbesondere
weist der Data-Slicer 34 der integrierten Schaltung 12 einen
Eingang 50, einen Ausgang 52 und einen Bezugspunkt 54 auf.
Der Data-Slicer 34 ist
dafür ausgebildet,
die empfangenen digitalen Datensignale an ei nem Eingang 50 anzunehmen, die
Signale zu einem digitalen Datenstrom umzuformen und den digitalen
Datenstrom über
seinen Ausgang 52 zu dem Mikroprozessor 36 zu
geben. Der Spitzendetektor 40 weist einen Eingang 56 und
einen Ausgang 58 auf und ist dafür ausgebildet, ein Signal am
Eingang des Data-Slicer 34 festzustellen und ein Spannungsbezugssignal
zu entwickeln, das der Spitze des festgestellten Signals entspricht.
Das Spannungsbezugssignal von dem Ausgang 58 des Spitzendetektors 40 wird
am Verbindungspunkt 42 aus der integrierten Schaltung 12 zu
einer Hilfsschaltung geleitet, die allgemein durch das Bezugszeichen 60 angegeben
wird. Die Hilfsschaltung 60, die weiter unten ausführlicher
erläutert
wird, entwickelt ein Schwellwertbezugssignal aus der Ausgabe des
Spitzendetektors 40 und leitet dieses zurück zu der
integrierten Schaltung 12 und über den Verbindungspunkt 48 zu
dem Bezugseingang 54 des Data-Slicer 34. Auf diese
Weise stellt der Spitzendetektor 40 nicht nur entsprechende
digitale Datensignale an seinem Eingang 56 fest, sondern
auch ein Umgebungsrauschen, wenn keine digitalen Datensignale empfangen
werden. Während
das Hochfrequenz-Empfängersystem 10 auf
ein gültiges
Signal wartet, entwickelt der Spitzendetektor 40 konstant
ein Spannungsbezugssignal, das den Spitzenwert des Umgebungsrauschen
wiedergibt. Dieses auf das Rauschen bezogene Spannungsbezugssignal
wird über den
Spitzendetektorausgang 58 zu einer Hilfsschaltung 60 gesendet,
die ein Schwellwertbezugssignal erzeugt, das zu dem Bezugspunkt 54 des
Data-Slicer 34 zurückgesendet
wird. Mit anderen Worten gibt der Spitzendetektor 40 immer
ein Spannungsbezugssignal aus, das entweder ein gültiges Signal
oder ein Umgebungsrauschen wiedergibt. Dieses Signal wird dann durch
die Hilfsschaltung 60 verwendet, um ein konstantes Schwellwertbezugssignal
für den
Data-Slicer 34 zu
erzeugen, das ein gültiges
Signal oder ein Umgebungsrauschen wiedergibt. Es ist zu beachten,
dass das Schwellwertbezugssignal häufig auch als Klemmsignal bezeichnet
wird, weil die Ausgabe der Schaltung, die das Bezugssignal verwendet, über oder
unter dem Schwellwert „geklemmt" wird. Die Erzeugungsschaltung
wie etwa die Hilfsschaltung 60 wird deshalb auch als Klemmschaltung
bezeichnet.
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Die
Hilfs- oder Klemmschaltung 60 ist in 2 im
Detail gezeigt. Die Klemmschaltung 60 ist elektrisch zwischen
dem Ausgang 58 des Spitzendetektors 40 und dem
Bezugseingang 54 des Data-Slicer 34 angeordnet.
Die Klemmschaltung 60 weist einen Spannungsteiler, der
allgemein durch das Bezugszeichen 62 angegeben ist, und
einen Ladungskondensator 64 auf. Die Klemmschaltung 60 ist
dafür ausgebildet,
das Spannungsbezugssignal von dem Spitzendetektor 40 anzunehmen
und ein Schwellwertbezugssignal, das auch als Klemmbezug bezeichnet
wird, für
den Data-Slicer 34 zu erzeugen, indem zuerst die Ausgabe
aus dem Spitzendetektor 40 durch den Spannungsteiler 62 und
dann über
den Ladungskondensator 64 geführt wird.
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Der
Spannungsteiler 62 der Hilfsschaltung 60 umfasst
einen ersten und einen zweiten Widerstand 66 und 68,
die elektrisch in Reihe mit dem Ausgang des Spitzendetektors 40 und
einem Erdungsbezug 70 geschaltet sind. Das Spannungsbezugssignal wird
an dem ersten Reihenwiderstand 66 angelegt, und der Klemmbezug
wird elektrisch zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand 66, 68 am
Verbindungspunkt 69 abgenommen. In Kombination mit dem
Ladungskondensator 64 ist der Spannungsteiler 62 dafür ausgebildet,
einen geeigneten Widerstand vorzusehen, damit die Klemmschaltung 60 die Klemmschwellwert-Bezugsspannung
erzeugt, die das Spannungsbezugssignal verfolgt.
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Insbesondere
wird der gesamte Reihenwiderstand der Widerstände 66 und 68 des
Spannungsteiler 62 mit einem bestimmten Wert gewählt, um
den entsprechenden Zeitpunkt für
die RC-Reaktion der Klemmschaltung vorzusehen. Die einzelnen Widerstandswerte
der Widerstände 66 und 68 sind derart
vorbestimmt, dass der Spannungsteiler 62 zwischen den hohen
und niedrigen Spannungspegeln der digitalen Datensignale für die gegebene
Datenrate der gesendeten digitalen Datensignale unterscheiden kann,
wenn ein Signal vorliegt. Der Ladungskondensator 64 der
Hilfsschaltung umfasst einen Elektrolytkondensator mit einer ersten
und einer zweiten elektrischen Leitung 72 und 74.
Die erste elektrische Leitung 72 ist dafür ausgebildet,
unter positiven Spannungspotentialen in Relation zu der zweiten
elektrischen Leitung betrieben zu werden. Die erste elektrische
Leitung 72 ist elektrisch mit dem Spannungsteiler 62 zwischen
dem ersten und dem zweiten Widerstand 72, 74 an
dem Verbindungspunkt 69 verbunden. Die zweite elektrische
Leitung 74 ist elektrisch mit einem Erdungsbezug 70 verbunden,
um den Klemmbezug vorzusehen, die zu dem Bezugseingang 54 des
Data-Slicer 34 gesendet wird.
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Der
Kapazitätswert
des Ladungskondensators 64 ist derart gewählt, dass
die RC-Reaktion der Klemmschaltung 60 (in Kombination mit
den Widerständen 66 und 68)
ausreichend schnell ist, um auf das stark fluktuierende Umgebungsrauschen
in der integrierten Schaltung 12 zu reagieren und dieses
zu verfolgen. Weil der Klemmbezug aus der Spitze eines zu dem Data-Slicer 34 gesendeten
Signals entwickelt wird, liegt der Klemmbezug, auch wenn kein Datensignal
vorliegt, immer etwas über
einem Umgebungsrauschen, das unbeabsichtigt den Eingang 50 des
Data-Slicers 34 erreicht. Weil der zu dem Bezugseingang 54 des
Data-Slicers 34 gesendete Klemmbezug etwas höher als
das Umgebungsrauschen ist, wird verhindert, dass der Data-Slicer 34 auf
das Umgebungsschaltungsrauschen reagiert und einen falschen digitalen
Datenstrom zum Aufwecken an den Mikroprozessor 36 gibt.
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Eine
graphische Darstellung dieser Interaktion ist in 3 gezeigt,
in der eine Oszilloskopanzeige die Aktionen der Klemmschaltung 60 und
des Data-Slicers 34 angibt.
In 3 gibt die horizontale Achse die Zeit wieder,
während
die vertikale Achse die Signalamplitude oder den Spannungspegel
wiedergibt. Die Kurve A gibt das stark fluktuierende Umgebungsrauschen
in der integrierten Empfängerschaltung 12 am
Eingang 50 des Data-Slicer 34 wieder, wenn kein
Datensignal vorliegt. Die Kurve B gibt die Reaktion der Klemmschaltung 60 wieder,
die am Bezugspunkt 54 des Data-Slicers abgenommen wird. Es
ist deutlich, dass die Klemmschaltung 60 erfolgreich einen
Bezugspegel erzeugt, der auf Änderungen
im Umgebungsrauschen reagiert und unter dem Rauschpegel bleibt (Kurve
A). Wenn das in Kurve B gezeigte Signal an dem Bezugspunkt 54 des
Data-Slicers 34 angelegt wird, wird der Data-Slicer auf den
Schwellwertbezug geklemmt, wobei seine Ausgabe (wie in Kurve C gezeigt)
hoch bleibt und keine Signale zu dem Mikroprozessor 36 gibt
oder diesen aufweckt.
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Es
ist zu beachten, dass die Kurve A und B eine relative Amplitudenbeziehung
zueinander aufweisen, wobei die Kurve B unterhalb des Rauschpegels
der Kurve A bleibt. Dies ist erforderlich, weil der Data-Slicer 34 eine
elektroni sche Einrichtung des Komparator-Typs ist, die naturgemäß einen
positiven und einen negativen bzw. invertierten Eingang aufweist.
Das bedeutet, dass ein am positiven Eingang (Eingang 50)
des Data-Slicer 34 angelegtes Signal empfangen und ohne
Veränderung
verstanden wird. Ein am negativen Eingang (Bezugseingang 54)
des Data-Slicer 34 empfangenes Signal wird jedoch invertiert,
wenn es empfangen wird. Der erzeugte Klemmbezug muss also unterhalb
des Rauschsignals sein, das am positiven Eingang (Eingang) 50 des
Data-Slicer 34 angelegt wird, um einen Klemmbezug zu dem
negativen Eingang (Bezugseingang 54) des Data-Slicer 34 vorzusehen,
der tatsächlich den
Rauschpegel übersteigt
und verhindert, dass der Data-Slicer 34 ein Signal durchlässt. Die
Kurve C weist keine Amplitudenrelation zu den Kurven A und B auf,
sondern gibt die stabile Ausgabe des Data-Slicer 34 wieder,
wobei keine falschen digitalen Datensignale den Mikroprozessor 36 aufwecken.
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Wenn
digitale Daten zu dem Data-Slicer 34 gesendet werden, entwickelt
der Spitzendetektor 40 einen Spitzenspannungsbezug, der
die Höhen
und Tiefen (Einsen und Nullen) der Daten wiedergibt. Die eingehenden
digitalen Daten und damit der Spannungsbezug treten mit einer Datenrate
auf, die die RC-Antwortzeit
der Klemmschaltung 60 überschreitet.
Die Klemmschaltung 60 kann also dem durch die digitalen
Daten veranlassten Ansteigen und Abfallen des Spannungsbezugssignals
nicht folgen, sodass die Daten am Eingang 50 des Data-Slicer 34 den Klemmschwellwert
am Bezugseingang 54 übersteigen
können.
Der Klemmschwellwertbezug wird also wiederholt in einer Weise überschritten,
die die digitalen Daten repliziert. Dadurch kann der Data-Slicer 34 das
rohe digitale Datensignal wiederherstellen, zu dem ursprünglichen
digitalen Datenstrom umformen und zu dem Mikroprozessor 36 geben.
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Wenn
also ein gültiges
digitales Datensignal vorliegt, gestattet die Hilfsschaltung 60,
dass der Data-Slicer 34 den digitalen Datenstrom wiederherstellt und
für die
weitere Verarbeitung an den Mikroprozessor 36 gibt. Wenn
dagegen kein gültiges
digitales Datensignal vorliegt, sieht die Hilfsschaltung 60 der
vorliegenden Erfindung einen entsprechenden Klemmbezug vor, der
verhindert, dass der Data-Slicer 34 auf Umgebungsrauschen
reagiert und falsche digitale Datenströme zu dem Mikroprozessor 36 gibt.
Auf diese Weise kann der Energieverbrauch verhindert werden, der
durch falsche Aufweckereignisse des Mikroprozessors 36 und
der assoziierten Schaltungen entsteht.