DE1019356B - Funknavigationssystem - Google Patents
FunknavigationssystemInfo
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- DE1019356B DE1019356B DEI6683A DEI0006683A DE1019356B DE 1019356 B DE1019356 B DE 1019356B DE I6683 A DEI6683 A DE I6683A DE I0006683 A DEI0006683 A DE I0006683A DE 1019356 B DE1019356 B DE 1019356B
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- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/52—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using a receiving antenna moving, or appearing to move, in a cyclic path to produce a Doppler variation of frequency of the received signal
- G01S3/54—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using a receiving antenna moving, or appearing to move, in a cyclic path to produce a Doppler variation of frequency of the received signal the apparent movement of the antenna being produced by coupling the receiver cyclically and sequentially to each of several fixed spaced antennas
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Description
Die Erfindung betrifft ein Funknavigationssystem, bei welchem die Richtungsanzeige an einer Empfangsstation
bezüglich der Sendestation durch Phasen- bzw. Zeitvergleich zwischen einer Bezugswelle und einer Vergleichsoder Peilwelle gewonnen wird.
Sie bezieht sich insbesondere auf solche Navigationssysteme, bei denen die empfangene Energie dadurch
phasen- oder zeitmoduliert wird, daß man sie über einen Laufweg empfängt, dessen Länge entweder kontinuierlich
oder stufenweise zyklisch verändert wird, und bei denen die Vergleichs- oder Peilwelle aus der empfangenen
Energie durch Methoden der Phasendemodulation gewonnen wird. Die zyklische Veränderung der Weglänge
erhält man dadurch, daß — im Falle eines Funkfeuers — die Lage der strahlenden und im Falle eines Peilers die
Lage der empfangenden Antenne auf der kreisförmigen Antennenanordnung aufeinanderfolgend und zyklisch
verändert wird. Diese Veränderung der Antennenlage kann beispielsweise durch eine einzige Antenne bewerkstelligt
werden, welche mechanisch in der Horizontalebene auf der Peripherie eines Kreises bewegt wird und
die dauernd mit der Speise- oder Empfangsausrüstung verbunden ist. Dadurch erhält man eine kontinuierliche
Veränderung der Weglänge. Alternativ kann auch eine Anzahl von mehr als drei iesten, auf einem Kreis angeordneten
Antennen nacheinander mit dem Sender oder Empfänger mittels einer Umschalteinrichtung verbunden
werden. Dadurch entsteht eine stufenweise Veränderung der Weglänge. . . .. ,.
Von diesen bekannten Anordnungen für die Funknavigation geht die Erfindung aus.
Bekanntlich ist die Wirkung der Veränderung der Weglänge um den Betrag d auf eine bestimmte Trägerwelle
die, daß die zeitliche Aufeinanderfolge um den
Betrag T = - verändert wird, wobei c die Ausbreitungsgeschwindigkeit der Welle bedeutet. Ist die Trägerwelle
unmoduliert, so entspricht diese Veränderung T einer Phasenverschiebung um den Betrag 2π fT, wobei f die
Frequenz des Trägers ist. Ist jedoch die Trägerwelle der Frequenz f irgendwie mit der Frequenz F moduliert,
entspricht die Veränderung der Zeit T nicht nur einer Verschiebung der Phase des Trägers um den Betrag 2π fT,
sondern auch einer Verschiebung der Phase der Modulationsfrequenz um den Betrag 2nFT. Erfolgt die Veränderung
der Weglänge nun zyklisch mit gleichförmiger Geschwindigkeit—was mathematisch mit d = R sin 2π ft
zu schreiben ist, wobei p die Frequenz der zyklischen Veränderung und R ihre Amplitude ist —, so besteht ihre
Wirkung darin, daß die Trägerwelle der Frequenz f über einen Winkel φ sin (2nft + α) phasenmoduliert ist, wobei
α ein Phasenausdruck und φ = 2π f R/c ist. Ebenso
tritt eine Phasenmodulation der Modulationsfrequenz F über einen Winkel θ — 2nFR/c sin (2πφί + α) ein. Bei
Funknavigationssystem
Anmelder:
International Standard Electric
Corporation, New York, N. Y. (V. St. A.)
Corporation, New York, N. Y. (V. St. A.)
Vertreter: DipL-Ing. H. Ciaessen, Patentanwalt,
Stuttgart-Zuffenhausen, Hellmuth-Hirth-Str. 42
Stuttgart-Zuffenhausen, Hellmuth-Hirth-Str. 42
Beanspruchte Priorität:
Großbritannien vom 13. Dezember 1951
Großbritannien vom 13. Dezember 1951
Charles William Earp, London,
ist als Erfinder genannt worden
ist als Erfinder genannt worden
Funknavigationssystemen der soeben beschriebenen Art ist der Phasenausdruck α dem Winkel gleichzusetzen, den
die Einfallsrichtung der Wellen mit einer Bezugsrichtung bildet.
Durch Demodulieren dieser Phasenmodulation der empfangenen Trägerwelle der Frequenz f erhält man eine
Peilwelle der Frequenz f, die durch Phasenvergleich mit
■ einer Bezugswelle gleicher Frequenz eine eindeutige Anzeige
der Einfallsrichtung liefert. Alternativ kann die empfangene Trägerenergie so demoduliert werden, daß
man die Modulationsfrequenz F erhält, welche selbst mit der Frequenz f phasenmoduliert ist. Der Phasenvergleich
mit einer Bezugswelle ergibt ebenfalls die Richtung des einfallenden Strahles (α).
Ein bekanntes Funkfeuer mit einer kreisförmigen Antennenanordnung arbeitet in der Weise, daß deren Einzelantennen
nacheinander und zyklisch durch entsprechende
- Impulsfolgen erregt werden, d. h., die ausgesandte Welle
ist impulsmoduliert. Im Empfänger wird die empfangene Energie gleichgerichtet und liefert eine Impulsfolge, die
infolge der Veränderung der Weglänge phasenmoduliert ist. In diesem Falle wird die Phasenmodulation nicht durch
den Phasenwinkel, sondern durch eine Impulszeitmodulation ausgedrückt, und die Demodulation der Impulse
ergibt eine Peilwelle derselben Phase, genauso, als wenn die Phasenmodulationshüllkurve vom Träger allein abgeleitet
worden wäre.
Alle diese Systeme haben die gemeinsame Eigenschaft, daß die Peilwelle von einer phasenmodulierten Welle abgeleitet wird, welche entweder die Trägerwelle selbst sein kann oder ein Zwischenträger, wie z. B. eine Impulsfolge. Bekanntlich erstrecken sich die Seitenbänder einer derartig phasen- oder zeitmodulierten Welle theoretisch über
Alle diese Systeme haben die gemeinsame Eigenschaft, daß die Peilwelle von einer phasenmodulierten Welle abgeleitet wird, welche entweder die Trägerwelle selbst sein kann oder ein Zwischenträger, wie z. B. eine Impulsfolge. Bekanntlich erstrecken sich die Seitenbänder einer derartig phasen- oder zeitmodulierten Welle theoretisch über
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das ganze Frequenzspektrum, und es bilden sich aus denen die Grundwelle wieder in richtiger Phasenlage
Seitenbandpaare, die von der Trägerfrequenz um herstellbar ist, ausgesiebt werden und daß aus diesen
±ίΐ(2π ^i H-α) verschoben sind, wobeiw eine ganze Zahl ist Harmonischen die Grundwelle für den Phasenvergleich
und die Amplituden der Seitenbänder der Ordnungszahlw mit der Bezugswelle wiederhergestellt wird,
proportional der Besselschen Funktion erster Art Jn (φ) 5 Es ergeben sich also infolge der Möglichkeit der Ver-
der Ordnung η sind. Dabei bedeutet φ den maximalen wendung eines sogenannten Großbasissystems mehrere
Phasenhub auf jeder Seite des Mittelwertes. Wird die Ver- Vorteile, von denen der der Verkleinerung der Peilfehler
änderung der Weglänge im Antennensystem relativ klein bei Doppelausbreitung der Wellen am einleuchtendsten
gehalten, so daß φ nicht größer als ein Radiant (arc φ = 1 ist. Ein weiterer Vorteil ergibt sich dadurch, daß man als
bzw. φ = 180/π) ist, haben die Seitenbänder der Ord- io Vergleichswelle eine solche verwendet, die von den Seiten-
nungszahl w2g 2 vernachlässigbare Größe, und die Aus- bändern höherer Ordnung abgeleitet wird. Wie bereits
gangsspannung eines Phasendiskriminators, an den eine oben erwähnt, erzeugt ein Großbasissystem Seitenbänder
solche Welle zur Demodulation angelegt wird, ist prak- zweiter und höherer Ordnung mit beträchtlicher Ampli-
tisch eine lineare Funktion der Phasenänderung, d. h., tude.
wenn die Phasenänderung gemäß einer Sinusfunktion mit 15 Es sei zunächst die Wirkungsweise eines kleineren
der Frequenz j> erfolgt, wird die Diskriminatorausgangs- Störsignals auf das Nutzsignal bzw. auf die Richtungsanspannung
auch eine Sinuswelle der Frequenz p. Wenn φ zeige betrachtet, wie es z. B. durch einen einzelnen
vergrößert wird, nehmen die Seitenbänder mit den Ord- reflektierenden Gegenstand in der Nachbarschaft des Annungszahlen
größer als 1 allmählich merkbare Amplituden tennensystems entsteht. Es sei angenommen, daß die
an, so daß die Ausgangsspannung des Diskriminators 20 Amplitude des Störsignals ungefähr ein Zehntel derjenigen
nicht mehr eine lineare Funktion der Phasenänderung ist, des Nutzsignals beträgt. Infolge der Bewegung der Einzelsondern
Ausdrücke enthält, die Seitenbändern höherer antenne auf dem Kreis oder der nacheinander erfolgenden
Ordnung entsprechen. ■■ Anschaltung einer Mehrzahl von Einzelantennen entsteht
Bei den bisher bekannten Navigationssystemen dieser durch das Störsignal eine genau gleiche Serie von Seiten-Art
mußte daher die Größe der Phasenmodulation bzw. 25 bandfrequenzen wie durch das Nutzsignal mit dem einder
Phasenhub auf solch einen Wert beschränkt werden, zigen Unterschied, daß die durch das Störsignal hervordaß
die Ausgangsspannung des Phasendiskriminators gerufenen verschiedenen Amplituden nur ein Zehntel derpraktisch
eine lineare Funktion der Phasenänderung dar- jenigen des Nutzsignals batragen. Die Wirkung der Komstellt,
d. h. daß nur die Seitenbänder erster Ordnung eine bination der zwei Signale erzeugt Summenkomponenten,
Rolle spielen. Die Seitenbänder höherer Ordnung wurden 30 welche von der gewünschten Amplitude und Phase um
so klein gehalten, daß sie keinen merklichen Einfluß auf maximale Beträge von ± 10% in der Amplitude und
die Linearität haben. Diese Beschränkung des Phasen- ± 0,1 Radiant (etwa ± 5,7° oder rund 6°) in der Phase
hubes bedeutet eine entsprechende Beschränkung des abweichen. Bei Bestimmung der Peilung aus der Phase
Durchmessers des Kreisantennensystems. Da jedoch bei irgendeiner Seitenband-Harmonischen kann der Peil-Richtantennensystemen
Peilfehler infolge Doppelaus- 35 fehler also zwischen ± 6° liegen, und wenn die Seitenbreitung,
d. h. infolge von Reflexion an Bauten oder bänder erster Ordnung die Peilwelle liefern, kann der
Bergen, auftreten und diese nur durch eine wesentliche Fehler bis zu ± 6° als solcher auch in die Richtungsan-Verkleinerung
des Durchmessers oder, anders ausgedrückt, zeige eingehen. Wenn jedoch z.B. Seitenbänder der
der Basis des Antennensystems verringert werden können, fünften Harmonischen verwendet werden, beträgt die
ist es klar, daß die Beschränkung der Antennenbasis ent- 40 Frequenz der Peilwelle das Fünffache derjenigen der
sprechend der Verwendung eines relativ niedrigen zyklischen Veränderung der Weglänge, d. h. fünf Perioden
Phasenhubes einen großen Nachteil darstellt. Es ist daher der Peilwelle entsprechen einer Periode der Veränderung
Aufgabe der Erfindung, ein Funknavigationssystem zu in der Azimutpeilung, und der Fehler wird von ± 6° bei
schaffen, bei welchem der Durchmesser der Antennenan- 3603 auf ± 6° bei 1800° verringert. Mit anderen Worten
Ordnung nicht durch die Erfordernisse der Phasenmodu- 45 gesagt, wird der Fehler der Peilung um den Faktor 5 redulation
beschränkt zu werden braucht. ziert, nämlich gleich der Ordnungszahl der verwendeten
Das Funknavigationssystem gemäß der Erfindung, bei Seitenbänder. Diese Fehlerverringerung wird jedoch durch
dem empfangsseitig eine richtungsunabhängige Bezugs- den Verlust der Eindeutigkeit erkauft, und um den vollen
welle gewonnen wird sowie eine phasenmodulierte Welle, Vorteil der Verwendung von Seitenbändern höherer
deren Modulation ihrer Phasenlage nach von der Richtung 50 Ordnung auszunutzen, ist es notwendig, Mittel zur Beder
Empfangsstation zur Sendestation abhängt, und zwar seitigung der Mehrdeutigkeit zu schaffen, so daß das
entweder durch Demodulation des von einem Funkfeuer System eine eindeutige Peilung liefert und eine große
mit kreisförmiger Anordnung von Einzelantennen ausge- Peilgenauigkeit.
strahlten Trägers und gegebenenfalls Zwischenträgers Es ist daher eine weitere Aufgabe der Erfindung, die
oder dadurch, daß ein unmodulierter Träger von einer 55 Eindeutigkeit der Peilung zu gewährleisten,
kreisförmigen Anordnung von Einzelantennen aufge- Die Erfindung wird an Hand von Zeichnungen näher
nommen wird und die Modulation durch kommutierendes erläutert.
Anschalten von Einzelantennen an den Empfänger her- Fig. 1 zeigt einen Peiler gemäß der Erfindung im Blockgestellt
wird, und bei dem die Einfallsrichtung durch schaltbild;
Messung des Phasenwinkels zwischen der richtungsab- 60 Fig. 2 zeigt eine Phasendiskriminatoranordnung, welche
hängigen Welle und der Bezugswelle bestimmt wird, ist bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 Verwendung
dadurch gekannzsichnet, daß die Vergrößerung des D urch- findet; .
messers der kreisförmigen Antennenanordnung zwecks Fig. 3 zeigt Wellenbilder zur Erläuterung der Anord-
Erhöhung der Peilgenauigkeit unter Beibehaltung einer nung nach Fig. 1;
linearen Beziehung zwischen der Anzeige des Phasendis- 65 Fig. 4 zeigt den eigentlichen Empfänger im Blockschalt-
kriminators und der richtungsabhängigen Phasenände- bild.
rung dadurch ermöglicht ist, daß aus der richtungsab- In Fig. 1 sind die wesentlichen Elemente eines Kurzhängigen
Welle nach der Demodulation zueinander teiler- wallenpeilers gemäß der Erfindung dargestellt, und zwar
iremde Harmonische, deren Amplituden beim jeweilig ist mit 1 eine Anordnung von neun Einzelantennen begegebenen
Antennenabstand noch genügend groß sind und 70 zeichnet, die mit gleichem Abstand auf dem Umfang eines
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Kreises von angenähert 17 m Radius angeordnet sind. Die phasenmodulierte Welle vom Filter 15 wird jetzt
Die Einzelantennen werden nacheinander in regelmäßiger an einen Phasendiskriminator 16 angelegt, der sowohl die
zyklischer Folge mittels des Schalters 2 mit dem Eingangs- ungeradzahligen als auch die geradzahligen Harmonischen
kreis einer Mischstufe 3 gekoppelt. Der Schalter 2 wird der Modulationsfrequenz ft, die sich aus der Überlagerung
von der Ausgangsspannung einer Steuereinheit 4 betätigt, 5 zwischen dem Träger und den verschiedenen Seiten-
was durch die gestrichelte Linie 5 angedeutet ist. Die bändern im Diskriminator ergeben, abgibt. Die gerad-
Frequenz der Steuereinheit und somit die Frequenz der zahligen Harmonischen vom Diskriminator 16 werden
Umschaltung betrage φ = 111,1 Hz, und jede Antenne an ein Filter 17 angelegt, welches z. B. die vierte
werde nacheinander mit der Mischstufe 3 für die Dauer Harmonische (4 p) auswählt. Die Ausgangsspannung
einer Millisekunde verbunden. i° vom Filter 17 wird dann über einen Phasenschieber
Die Steuereinheit 4 liefert auch über die Leitung 5« ein 18 an einen Impulskonverter 19 angelegt, welcher nach
Bezugssignal der Frequenz ft an die Phasenmeßeinrich- der bekannten Methode der Impulstechnik durch Über-
tung 25. Der Schalter 2 kann entweder ein elektromecha- steuerung und Differentiation die Eingangsspannung des
nischer oder ein rein elektronischer Schalter sein; dem- Phasenschiebers 18 in eine Folge von einseitig gerichteten
gemäß ist auch die Steuereinheit 4 entsprechend ausge- 15 400-Mikrosekunden-Impulsen mit einer Wiederholungs-
bildet. Solche Steuereinheiten sind bekannt und brauchen frequenz 4 ft umformt. Die ungeradzahligen Harmonischen
hier nicht besonders beschrieben zu werden. Die Misch- aus dem Diskriminator 16 werden an ein Filter 20 gelegt,
stufe 3 wird zusätzlich zu der von dem Antennensystem 1 welches eine Harmonische auswählt, die eine Primzahl zu
aufgenommenen Energie von einem Oszillator 6 gespeist, der durch das Filter 17 ausgewählten geradzahligen Har-
wodurch das Signal in eine Zwischenfrequenz umgesetzt 20 monischen ist. Im vorliegenden Beispiel wählt das FiIter 20
wird, die in einem Zwischenfrequenzfilter 7 ausgewählt die fünfte Harmonische (5 ft) aus. Die Ausgangsspannung
wird. Die Kombination der Mischstufe 3 des Oszillators 6 vom Filter 20 wird dann an einen Impulskonverter 21
und des Filters 7 bildet in Wirklichkeit einen Kanal eines desselben Typs wie der Impulskonverter 19 gelegt, wo-
Zweikanalempfängers. Die Ausgangsspannung dieses durch eine Folge von einseitig gerichteten 100-Mikro-
Kanals wird an den Eingangskreis einer zweiten Misch- 25 sekunden-Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz 5 ft
stufe 8 gelegt. erzeugt wird.
Zusätzlich zu der kommutierten Antennenanordnung 1 Die Ausgänge der Impulskonverter 19 und 21 werden
ist eine weitere Einzelantenne 9 vorgesehen, die zweck- nun einem Koinzidenzkreis 23 zugeführt, welcher eine
mäßigerweise im Mittelpunkt der kreisförmigen Antennen- Torschaltung bekannter Art aufweist, die nur dann eine
anordnung aufgestellt ist und deren Zweck später näher 30 Ausgangsspannung erzeugt, wenn ein Impuls vom Konerläutert
wird. Diese Antenne ist dauernd mit dem Ein- verter 19 und einer vom Konverter 21 zu gleicher Zeit
gangskreis einer Mischstufe 10 verbunden, welche außer- angelegt werden. Die Einstellung des Phasenschiebers 18
dem durch den Oszillator 6 gespeist wird, so daß die über erfolgt nun so, daß jeder vierte Impuls vom Konverter 19
die Antenne 9 empfangene Energie auf die gleiche mit jedem fünften Impuls vom Konverter 21 zeitlich zu-Zwischenfrequenz
transponiert wird wie die der Misch- 35 sammenfällt. Die Ausgangsspannung des Koinzidenzstufe
3. Die gewünschte Zwischenfrequenz der Misch- kreises 23 hat also die Form einer Folge von Impulsen der
stufe 10 wird durch das Zwischenfrequenzfilter 11 aus- Wiederholungsfrequenz 4^/4 = 5^/5 = ft, d. h. gleich
gewählt. Die Kombination der Mischstufe 10, des der Frequenz der Steuereinheit 4, mit welcher das AnOszillators
6 und des Filters 11 bildet den zweiten Kanal tennensystem 1 kommutiert wird. Diese Impulsfolge
des Empfängers. Der Ausgang dieses zweiten Kanals ist 40 wird jetzt an ein Tiefpaßfilter 24 gelegt, durch welches sie
mit dem Eingangskreis der Mischstufe 12 verbunden, in eine sinusförmige Welle der Frequenz ft umgeformt
welche außerdem mit einem Hilfsoszillator 13 der' Fre- wird, die die Peilwelle darstellt. Die Phase dieser Peilwelle
quenz P verbunden ist. Die Frequenz des Hilfsoszillators wird im Indikator 25 mit der Pase der Bezugswelle der
13 wird in erster Linie durch den Wert der Zwischen- Frequenz ft der Steuereinheit 4 verglichen, und das Erfrequenz
hinter den Mischstufen 3 und 10 bestimmt und 45 gebnis des Phasenvergleichs ergibt eine eindeutige Anzeige
wird vorzugsweise in der Größsnanordnung 1Z5 derselben der Einfallsrichtung der empfangenen Welle. Die Anzeigegewählt. Dar Hilfsoszillator 13 ist vorzugsweise quarz- vorrichtung 25 besteht aus einer üblichen Phasenmeßeingesteuert
und von hoher Frequenzkonstanz. Der Ausgang richtung, die eine Phasendifferenz von 360° anzuzeigen
der Mischstufe 12 besteht aus oberen und unteren Seiten- gestattet. Sie kann z. B. ein Dynamometer oder ein
bändern, entstanden aus der Überlagerung der Zwischen- 50 Phasenmesser mit Kathodenstrahlröhre sein,
frequenz aus dem Filter 11 mit der Frequenz des Hilfs- Fig. 2 zeigt den Phasendiskriminator 16 der Fig. 1. Der Oszillators 13. Es werden z. B. durch das Filter 14 die Diskriminator besteht aus einem Eingangstransformator oberen Seitenbänder ausgewählt und an den Eingangskreis 26 mit der Primärwicklung 27, an welche die zu demodu- der Mischstufe 8 gelegt, in welcher sie mit der Zwischen- lierende Welle angelegt wird, und zwei Ausgangswickfrequenz aus dem Filter 7 überlagert werden. Der Aus- 55 lungen 28 und 29. Die Ausgangswicklung 28 ist über ein gang der Mischstufe 8 enthält unter anderen Kompo- Verzögerungsnetzwerk 30 mit der Primärwicklung 31 nenten eins soMia, die der Frequenzdifferenz zwischen eines Differentialtransformators 32 gekoppelt, dessen dem Eingang von Filter 14 und dem vom Filter 7 ent- Sekundärwicklung 33 mit diagonal gegenüberliegenden spricht. Diese Frequenz wird durch das Filter 15 ausge- Ecken 34 und 35 eines üblichen Phasenaufspalt-Netzsiebt und hat die Frequenz P, die identisch mit dsr des 60 werkes 36, bestehend aus Widerstands-Kapazitäts-Komstabilisierten Hilfsoszillators 13 ist, jedoch eine Phasen- bination, verbunden ist. Das Verzögerangsnetzwerk 30 modulation aufweist, die durch die Veränderungen in der erzeugt eine Phasenverschiebung von 903 oder ein ungeaugenblicklichen Differenz zwischen der Phase der von radzahliges Vielfaches davon. Ein Anschluß der Ausder Antennenanordnung 1 über die Mischstufe 3 ge- gangswicklung 29 des Transformators 26 ist mit dem lieferten Spannung und der Phase der über die Mischstufe 65 Mittelpunkt der Sekundärwicklung 33 des Differentialvon der Antenne 9 gelieferten Spannung bestimmt wird. transformators 32 verbunden, so daß die in der Wicklung Der Ausgang vom Filter 15 ist so eine feste Frequenz P, 29 induzierte EMK an allen Punkten des Brückennetzwelche infolge der Kommutation der kreisförmigen An- werkes 36 gleichphasig angelegt wird. Jede der vier tennenanordnung 1 mit der Kommutierungsfrequenz ft Ecken 34, 35, 37, 38 der Brücke 36 ist mit dem anderen phasenmoduliert ist. 70 Ende der Sekundärwicklung 29 über einen entsprechen-
frequenz aus dem Filter 11 mit der Frequenz des Hilfs- Fig. 2 zeigt den Phasendiskriminator 16 der Fig. 1. Der Oszillators 13. Es werden z. B. durch das Filter 14 die Diskriminator besteht aus einem Eingangstransformator oberen Seitenbänder ausgewählt und an den Eingangskreis 26 mit der Primärwicklung 27, an welche die zu demodu- der Mischstufe 8 gelegt, in welcher sie mit der Zwischen- lierende Welle angelegt wird, und zwei Ausgangswickfrequenz aus dem Filter 7 überlagert werden. Der Aus- 55 lungen 28 und 29. Die Ausgangswicklung 28 ist über ein gang der Mischstufe 8 enthält unter anderen Kompo- Verzögerungsnetzwerk 30 mit der Primärwicklung 31 nenten eins soMia, die der Frequenzdifferenz zwischen eines Differentialtransformators 32 gekoppelt, dessen dem Eingang von Filter 14 und dem vom Filter 7 ent- Sekundärwicklung 33 mit diagonal gegenüberliegenden spricht. Diese Frequenz wird durch das Filter 15 ausge- Ecken 34 und 35 eines üblichen Phasenaufspalt-Netzsiebt und hat die Frequenz P, die identisch mit dsr des 60 werkes 36, bestehend aus Widerstands-Kapazitäts-Komstabilisierten Hilfsoszillators 13 ist, jedoch eine Phasen- bination, verbunden ist. Das Verzögerangsnetzwerk 30 modulation aufweist, die durch die Veränderungen in der erzeugt eine Phasenverschiebung von 903 oder ein ungeaugenblicklichen Differenz zwischen der Phase der von radzahliges Vielfaches davon. Ein Anschluß der Ausder Antennenanordnung 1 über die Mischstufe 3 ge- gangswicklung 29 des Transformators 26 ist mit dem lieferten Spannung und der Phase der über die Mischstufe 65 Mittelpunkt der Sekundärwicklung 33 des Differentialvon der Antenne 9 gelieferten Spannung bestimmt wird. transformators 32 verbunden, so daß die in der Wicklung Der Ausgang vom Filter 15 ist so eine feste Frequenz P, 29 induzierte EMK an allen Punkten des Brückennetzwelche infolge der Kommutation der kreisförmigen An- werkes 36 gleichphasig angelegt wird. Jede der vier tennenanordnung 1 mit der Kommutierungsfrequenz ft Ecken 34, 35, 37, 38 der Brücke 36 ist mit dem anderen phasenmoduliert ist. 70 Ende der Sekundärwicklung 29 über einen entsprechen-
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den Gleichrichter in Serie mit einer entsprechenden mit den Ausgangsseiten der Gleichrichter verbunden ist,
Widerstands-Kapazitäts-Kombination verbunden, wie die von den gegenüberliegenden Ecken 34 und 35 der
dies mit 39, 40, 41 für eine Ecke bezeichnet ist. Das Brücke 36 gespeist werden, während das Klemmenpaar 43
Verzögerungsnetzwerk 30 ist so aufgebaut, daß die in der entsprechend mit den Ecken 37 und 38 verbunden ist.
Sekundärwicklung 33 induzierte EMK 90° Phasenver- 5 Wenn man für die Betrachtung die Schaltelemente der
Schiebung gegenüber der an den Mittelpunkt der Wicklung Brücke selbst sowie die zusätzlichen Kombinationen von
33 angelegten EMK der Wicklung 29 hat, wenn die an Schaltelementen außer acht läßt, so zeigt sich, daß die
der Wicklung 27 liegende Eingangsspannung gleich- ganze in Fig. 2 dargestellte Schaltung eine bekannte
bleibende Phase aufweist. Die Ausgangsspannungen des Phasendemodulationsanordnung bildet, welche bei einer
Diskriminators sind auf zwei Klemmenpaare verteilt, von io im Bereich φ sin 2npt phasenmodulierten Eingangsspan-
denen das Klemmenpaar 42 über Blockkondensatoren 44 nung eine Ausgangsspannung liefert, die proportional ist
sin {φ sin 2π pt) -2J1 (φ) sin 2upt + 2J3 (φ) sin tnpt + 2J5 (φ) sin ΙΟπ pt + ...
. Diese Ausgangsspannung tritt an dem Klemmenpaar42 15 Die Einfügung des Phasenaufspalt-Brückennetzwerkes
auf und ist derjenige Teil der Diskriminator-Ausgangs- in die Schaltung und die weiteren mit den Ecken 37 und
spannung, welcher die ungeradzahligen Harmonischen 38 verbundenen Schaltelemente verändern in keiner
enthält, die aus der Überlagerung der Trägerkomponente Weise das Wesen der an dem Klemmenpaar 42 auf-
und den ungeradzahligen Seitenbandkomponenten der tretenden Ausgangsspannung. Die Funktion dieser zumodulierten
Eingangswelle entstehen. 20 sätzlichen Schaltelemente ist die Erzeugung einer anders-Im
Falle des in Fig. 1 dargestellten Peilers ist es der- gearteten Demodulationsspannung an dem Klemmenjenige
Ausgang, welcher an das Filter 20 angelegt wird; paar 43 als die an dem Klemmenpaar 42, da eine der
denn diese Spannung enthält die gewünschte fünfte beiden an die Gleichrichter angelegten Spannungen in der
Harmonische. Phase um 90° verschoben ist. Die hinter den Gleich-
85 richtern auftretende Spannung ist demgemäß proportional
sin {φ sin 2npt + 90°) == cos (93 sin 2npt) = J0{φ) + 2J2 (φ) sin 4npt + 2/4(99) sin 8npt...
Da die stetige (Gleichstrom-) Komponente J0 (φ) durch blicklichen Phasendifferenz zwischen der von der kommudie
Blockkondensatoren unterdrückt wird, enthält die 30 tierten Anordnung 1 und der von der Antenne 9 auf-Ausgangsspannung
des Diskriminators an dem Klemmen- genommenen Spannung ist. Diese Spannung ist daher
paar 43 nur geradzahlige Harmonische, die von der über- nur infolge der Änderung der Weglänge phasenmoduliert,
lagerung der Trägerfrequenz mit den geradzahligen Es sei besonders darauf aufmerksam gemacht, daß irgend-Seitenbandkomponenten
der modulierten Eingangswelle eine Phasenmodulation, welche die empfangene Energie
herrühren. Im Falle des Peilers der Fig. 1 ist es die Aus- 35 aus anderen Gründen aufweisen könnte, nicht als Modugangsspannung,
die an das Filter 17 angelegt wird. In lation der vom Filter 15 abgegebenen Spannung auftritt,
dieser Spannung ist die vierte Harmonische enthalten. da eine derartige Modulation in gleicher Weise von der
Es sei in diesem Zusammenhang noch darauf hingewiesen, Antenne 9 wie von dem Antennensystem 1 aufgenommen
daß das Auftreten dieser Harmonischen hinter dem Dis- wird und deshalb in keiner Weise den richtungsmäßig
kriminator nicht die Folge von Verzerrungen durch die 40 bedingten Phasenunterschied zwischen den beiden aktiven
Schaltelemente ist, sondern nur dem komplexen Charakter Antennen beeinflußt. Die Anordnung ist. deshalb beeiner
phasenmodulierten Welle zuzuschreiben ist. sonders für Signale geeignet, die inkohärente Phase haben,
Die Schaltung nach Fig. 2 stellt also eine Kombination wie z. B. solche, die von einem getasteten Oszillator herzweier
bekannter Diskriminatoren dar; in dem einen rühren, oder Signale, die bereits senderseitig phasen-oder
haben die kombinierten unmodulierten Spannungen 90° 45 frequenzmoduliert sind. Da weiterhin das zu demodu-Phasenverschiebüng,
wobei die entsprechende Ausgangs- lierende Signal immer dieselbe Mittenfrequenz P des
spannung hinter den Gleichrichtern nur die ungerad- stabilisierten Hilfsoszillators hat, kann ein scharf abgezahligen
Harmonischen aufweist; in dem anderen sind stimmter Diskriminatorkreis verwendet werden, obgleich
die kombinierten unmodulierten Spannungen gleich- die Frequenz des Senders nicht stabilisiert ist. Das ist ein
phasig, wodurch die entsprechende Ausgangsspannung 50 besonders großer Vorteil der Anordnung,
hinter den Gleichrichtern nur die geradzahligen Harmo- In Fig. 3 sind über derselben Zeitskala, aber ohne Benischen
enthält. iücksichtigung der festen Phasenverschiebung in den Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß die von der kreisförmigen Geräten, verschiedene Wellenformen dargestellt, um die
Antennenanordnung 1 und der Bezugsantenne 9 emp- Wirkungsweise des in Fig. 1 gezeichneten Peilers zu erfangenen
Spannungen ohne Phasenveränderung auf die- 55 läutern. Kurve α stellt die Bezugswelle dar, die in der
selbe Zwischenfrequenz transponiert werden, da die Steuereinheit 4 (Fig. 1) erzeugt und dem Indikator 25 zu-Frequenzumformung
der beiden Eingangskanäle mit geführt wird. Wie schon erwähnt, hat diese Bezugswelle
Hilfe ein und desselben Mischoszillators 6 bewirkt wird. dieselbe Frequenz p — 111,1 Hz wie die der Antennen-Jede
Veränderung bezüglich Frequenz oder Phase des umschaltung. Kurve b zeigt die vierte Harmonische
Oszillators 6 wirkt auf beide Zwischenfrequenzen (Filter 7 60 4p = 444,4 Hz, die vom Diskriminator 16 an das Filter 17
und 11) in gleicher Weise ein. Durch die Überlagerung der angelegt ist, während die Kurve c die fünfte Harmonische
Zwischenfrequenzspannung des Filters 7 mit dem oberen, 5p — 555,5 Hz darstellt, die an das Filter 20 angelegt
sich durch die Überlagerung der Zwischenfrequenz- ist. Kurve d zeigt die Impulsfolge, die aus der vierten
spannung des Filters 11 ergebenden Seitenband mit der Harmonischen im Impulskonverter 19 entsteht, während
Frequenz des Hilfsoszillators 13 erhält man im Ausgang 65 die Kurve e die aus der fünften Harmonischen abgeleitete
des Filters 15 eine Spannung der Frequenz P, also die Impulsfolge darstellt, die im Impulskonverter 21 erzeugt
gleiche Frequenz, die der Hilfsoszillator 13 erzeugt. Die wird. Die Impulse der Wellenform e sind schmaler als die
Phase dieser Spannung hat eine stetige Komponente, die Impulse der Wellenform d. Kurve f zeigt die aus der
nur von der Phase des stabilisierten Oszillators abhängt, Koinzidenz der beiden Impulsfolgen d und e im Aus-
und eine weitere Komponente, welche gleich der äugen- 70 gangskreis des Koinzidenzkreises 23 erzeugte Impuls-
folge. Die Breite der Einzelimpulse der Impulsfolge f ist naturgemäß durch den schmaleren Impuls (e) bestimmt,
und die Impulsfolgefrequenz beträgt φ = 111,1Hz. Die Impulse der Kurve f werden mittels des Filters 24
in eine sinusförmige Welle der Frequenz f = 111,1 Hz
umgeformt, die durch die gestrichelte Kurve g angedeutet ist. Im Indikator 25 werden die Kurven α und g
phasenmäßig miteinander verglichen, wodurch eine eindeutige Anzeige der Einfallsrichtung der empfangenen
Strahlung entsteht. Bei Betrachtung der Impulsfolgen d und e ist ersichtlich, daß es zur Verhinderung des mehrmaligen
Auftretens einer Impulskoinzidenz in jedem Kommutationszyklus notwendig ist, daß in keiner Impulsfolge
die Impulsdauer größer ist als die Differenz zwischen den Wiederholungsperioden der beiden Impulsfolgen,
d. h. nicht größer als 450 Mikrosekunden für Impulsfolgen der Wiederholungsfrequenz 444,4 Hz und
555,5 Hz. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Impulsdauer D1 (Fig. 3, Kurve d) 400 Mikrosekunden
gewählt, d. h. ein relativ großer Bruchteil der 450 Mikro-Sekunden Differenz zwischen den Wiederholungsperioden.
Für die fünfte Harmonische (Fig. 3, Kurve e) beträgt die Impulsdauer D2 100 Mikrosekunden, d. h. ein relativ
kleiner Bruchteil der Differenz zwischen den Wieder-JioJungsperioden.
Der Takt der Koinzidenzimpulse (Kurve f) wird im wesentlichen durch die Phase der
Impulse der fünften Harmonischen bestimmt. Die Hauptfunktion der von der vierten Harmonischen abgeleiteten
Impulsfolge ist das Zustandekommen der Koinzidenz.
Zweckmäßigerweise wählt man daher die Lage dieser Impulse auf der Zeitachse so, daß die Impulse der
fünften Harmonischen allein sowohl die Impulsbreite als auch die Lage der durch die Koinzidenz entstandenen
Impulsfolge auf der Zeitachse bestimmen. Zum Zwecke dieser Takteinstellung ist der Phasenschieber 18 vorgesehen.
Sein Variationsbereich ist verhältnismäßig klein und soll 45° nicht übersteigen. Er wird einmal eingestellt
und während des Betriebes nicht mehr verändert. Die Veränderung der Einfallsrichtung der empfangenen
Wellen verschiebt beide Impulsfolgen in der gleichen Weise, jedoch nicht den gegenseitigen Abstand der Impulse
beider Impulsfolgen. Die Wirkungsweise der Anordnung wird durch das aufeinanderfolgende schrittweise
Wirksammachen der Einzelantennen nicht verändert. Die Ausgangsspannung des Diskriminators besteht aus einer
Gruppe von Wellenpaketen und nicht aus einer kontinuierlichen Sinuswelle. Die Anzahl der Einzelantennen
(9 Stück) ist groß genug, um am Ausgang der Filter 17 und 19 als Einhüllende der Wellenpakete Sinuswellen zu
erhalten.
Die Amplitude der durch die Modulation hervorgerufenen Seitenbänder irgendwelcher Ordnung ist nur
ein Bruchteil des Phasenhubes und kann für gewisse Phasenhübe vernachlässigt werden. Die Amplituden der
einzelnen Seitenbänder in Abhängigkeit vom Phasenhub sind in der folgenden Besselfunktionstabelle I für den
Phasenhub φ = 1 bis φ = 7 (95 in Radiant gemessen) für
die ersten acht Seitenbänder dargestellt.
Tabelle I Werte von /„ (φ)
η | φ=1 | . «p = 2 | φ = 3 | ψ = 4 | — 0,328 | φ = 6 | φ = 7 |
1 | + 0,440 | + 0,577 | + 0,339 | — 0,066 | + 0,047 | — 0,277 | — 0,004 |
2 | + 0,115 | + 0,353 | + 0,486 | + 0,364 | + 0,365 | — 0,243 | — 0,301 |
3 | + 0,020 | + 0,129 | + 0,309 | + 0,430 | + 0,391 | + 0,115 | — 0,168 |
4 | + 0,002 | + 0,034 | + 0,132 | + 0,281 | + 0,261 | + 0,358 | + 0,158 |
5 | 0,0 | + 0,007 | + 0,043 | + 0,132 | + 0,131 | + 0,362 | + 0,348 |
6 | 0,0 | + 0,001 | + 0,011 | + 0,049 | + 0,053 | + 0,246 | + 0,339 |
7 | 0,0 | 0,0 | + 0,002 | + 0,015 | + 0,018 | + 0,130 | + 0,224 |
8 | ο,ο | 0,0 | ο,ο | + 0,004 | + 0,056 | + 0,128 | |
Der Phasenhub φ wird aus der Formel φ = —j— bestimmt,
wobei r der Radius der Antennenanordnung und λ die Betriebswellenlänge ist.
Wählt man λ = 21 m und r = 17 m, dann wird
φ sa 5 (Radiant). Wenn man also diejenigen Seitenbänder
vernachlässigt, deren Amplituden Werte kleiner als 0,2 annehmen, weil sie für die praktische Auswertung zu Idein
sind, so zeigt die Tabelle I, daß die für die Auswertung nützlichen Seitenbänder von der ersten, dritten, vierten
und fünften Ordnung sind. Dies sind alles teilerfremde Harmonische.
Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung ist für die oben angegebene Dimensionierung (r = 17 m, λ = 21 m) besonders
geeignet, weil darin die Seitenbänder der vierten und fünften Ordnung ausgewählt werden. Da die Phase
der Vergleichswelle, wie weiter oben beschrieben, nur durch die Seitenbänder der fünften Ordnung festgelegt
wird, bedeutet dieses eine Verringerung des Fehlers um den Faktor 5 gegenüber der Verwendung des Seitenbandes
erster Ordnung.
Durch entsprechende Dimensionierung der auf den Diskriminator 16 folgenden Filter wäre es auch möglich,
die dritte und vierte Harmonische auszuwählen und die Vergleichswelle von der vierten Harmonischen abzuleiten.
Dies würde jedoch keine wesentliche Verbesserung der Peilung bzw. keine Verringerung des Peilfehlers bedeuten.
Alternativ könnte man auch die Impulse der fünften Harmonischen mit denen der ersten Harmonischen
(Grundwelle) zur Koinzidenz bringen. Eine solche Auswahl ist jedoch nicht vorzuziehen. Vielmehr ist es
wünschenswert, zur Erzeugung der Peilwelle solche Harmonische zu verwenden, die in ihrer Ordnungszahl nahe
beieinander liegen und veimöge der Größe der Ordnungszahl (4 bzw. 5) eine Erhöhung der Peilgenauigkeit
gestatten.
Wenn die Anlage mit einer Wellenlänge von 26 m betrieben werden soll, ohne den Radius der Antennenanordnung
zu ändern, wird der Phasenhub φ «a 4 (Radiant), und die Tabelle I zeigt, daß die Seitenbänder
nützlicher Amplitudenwerte diejenigen der zweiten, dritten und vierten Ordnung sind. In diesem Falle
müssen die auf den Diskriminator folgenden Filter entsprechend geändert werden, um die Impulse der dritten
und vierten Harmonischen auszusieben. Dabei sind die von der dritten Harmonischen abgeleiteten Impulse die
breiten und die der vierten die schmalen.
Eine weitere, jedoch nicht zweckmäßige Möglichkeit besteht darin, die Impulse von der zweiten und dritten
Harmonischen abzuleiten. Die zweite und vierte Harmonische bilden keine verwendbare Kombination, da die
Zahlen 2 und 4 keine Primzahlen sind und somit die aus
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der Koinzidenzstufe hervorgehenden Impulse die doppelte Wiederholungsfrequenz haben wurden. Das ergäbe eine
Zweideutigkeit der Peilung. Die Tabelle I zeigt weiter, daß auf dieser Wellenlänge die erste Harmonische zu
klein ist, um eine zuverlässige Anzeige zu gestatten, obwohl die Anzeige an sich eindeutig wäre.
Durch entsprechende Wahl des Antennendurchmessers in Bezug zur Betriebswellenlänge können die besten Kombinationen
gefunden werden. Die geeignetste Auswahl
ähnlicher Weise für andere Betriebswellenlängen bestimmt
werden. Eine typische Auswahl wird in Tabelle II für verschiedene Antennenkreisdurchmesser gegeben.
In Fig. 1 ist ein Peiler beschrieben, bei dem die empfangsseitig erzeugte Phasenmodulation einer unrnodulierten
Trägerwelle ausgewertet wird.
Es wird nun ein anderes Ausführungsbeispiel der Er-5 findung für eine Empfangsanordnung (Fig. 4) beschrieben,
die mit einem Funkfeuer bekannter Art zusammenarbeitet. Die Antennenanordnung des Funkfeuers besteht
aus mindestens drei in gleichem Winkelabstand auf einem Kreise angeordneten Einzelantennen und einer im
der Seitenbandharmonischen und demzufolge der Filter- io Mittelpunkt des Systems angeordneten weiteren Antenne,
harmonischen (Filter 17 und 20 der Fig. 1) kann in Die drei Einzelantennen werden zyklisch und aufeinanderfolgend
mit einem Sender verbunden, welcher Hochfrequenzimpulse mit gleichem Impulsabstand erzeugt.
Das Bezugssignal wird von der Mittelantenne dauernd 15 ausgesendet und besteht aus einer Serie von Impulsen der
gleichen Wiederholungsfrequenz wie die Peilimpulse. An einem Empfangsort läßt sich die Richtung zum Funkfeuer
aus der Zeitdifferenz zwischen dem Auftreten der Bezugsimpulse und der Peilimpulse bestimmen. Von der
20 Mittelantenne werden weiterhin Synchronisierimpulse bestimmter Impulsform ausgesendet, die sich von den
Peil- und Bezugsimpulsen unterscheiden. Die in Fig. 4 dargestellte Empfangsanordnung ist geeignet, mit einem
Funkfeuer der eben beschriebenen Art zusammenzu-25 arbeiten. Bei diesem Funkfeuer sind beispielsweise neun
Einzelantennen in gleichem Abstand auf dem Umfang eines Kreises mit dem Radius 450 m angeordnet, und
diese Antennen werden zyklisch mit Hochfrequenz-Für irgendeinen Antennenkreisdurchmesser sollte je- impulsen von 1 Mikrosekunde Dauer und einer Wiederweils
die höhere Harmonische für die Erzeugung der 30 holungsfrequenz von 10 kHz gespeist. Die Anschaltrelativ
schmalen Impulse —· entsprechend Kurve e der frequenz über eine vollständige, einmalige Abtastung des
Antennensystems betrage in Anlehnung an das weiter oben beschriebene Beispiel p = 111,1 Hz. Das Bezugssignal wird von einer im Mittelpunkt der Antennen-35
anordnung aufgestellten weiteren Antenne als eine Folge von 1-Mikrosekunden-Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz von 10 kHz ausgesendet, wobei die Einzelimpulse
durch eine Welle der Frequenz p (d. h. derselben Frequenz wie die Kommutierungsfrequenz) fester Phase
Antennenkreis- | Ψ | Seitenband- |
durchmesser | 2 Radiant | harmonische |
,64 | 3 | 2,1 |
,96 | 4 | 3,2 |
1,26 | 5 | 4,3 |
1,57 | 6 | 5,4 |
1,89 | 7 | 6,5 |
2,3 | 7,6 | |
Fig. 2 — verwendet werden, während die niedrigere Harmonische zur Erzeugung der breiteren, die Koinzidenz
ermöglichenden Impulse — entsprechend Kurve d der Fig. 2 — dient.-
Der Diskriminator der Fig. 1 erzeugt sowohl die ungeradzahligen als auch die geradzahligen Harmonischen
der Phasenmodulationsfrequenz. Die Tabelle I zeigt, daß es unter Umständen möglich ist, eine Diskriminator-
anordnung zu verwenden, die nur die ungeradzahligen 40 lagemoduliert sind.
Harmonischen abgibt. Im Falle φ = 5 (Radiant) wäre Die Empfangsanlage gemäß Fig. 4 besteht aus einer
es beispielsweise möglich, die dritte und fünfte Seiten- Antenne 45 und dem eigentlichen Empfänger 46. Dieser
bändharmonische zu verwenden, da 3 und 5 Primzahlen nimmt die Hochfrequenzenergie auf, verstärkt und desind
und bei φ = 5 diese Seitenbänder eine auswertbare moduliert sie. An dessen Ausgang erscheinen die Impuls-Größe
haben. Es ist jedoch in keinem Falle möglich, 45 folgen entsprechend dem Peilsignal, dem Bezugssignal
einen Diskriminator zu verwenden, der nur die gerad- und dem Synchronisiersignal. Alle diese Impulse werden
zahligen Harmonischen abgibt, da es geradzahlige Prim- einem Impulskanalwähler 47 zugeführt; die Peilimpulse
zahlen nicht gibt. werden dann über eine Leitung 48 an den Selektor 49
Der Aufstellungsort der Bezugsantenne 9 der Fig. 1 ist und die Bezugsimpulse über die Leitung 50 an den Im-
nicht kritisch, es muß nur dafür Sorge getragen werden, 50 pulsdemodulator 51 gelegt. Der Kanalwähler 47 kann
daß sie nicht unterschiedlich auf die einzelnen Antennen von irgendeiner bekannten Art sein, z. B. wie er bei
der Antennenanordnung 1 einwirkt, wodurch Peilfehler Impuls-Mehrkanal-Nachrichtenverbindungen verwendet
entstehen würden. Das kann vermieden werden, wenn wird. Eine ins einzelne gehende Beschreibung erscheint
die Bezugsantenne 9 entweder genügend weit — etwa deshalb unnötig. Dasselbe gilt für den Impulsdernodu-
zwei Wellenlängen — von der kreisförmigen Antennen- 55 lator 51, dessen Ausgangsspannung die gewünschte
anordnung 1 oder in deren Mittelpunkt aufgestellt wird. Bezugswelle der Frequenz p ist.
Während in dem in Fig. 1 beschriebenen Ausführungs- Die den Peilinhalt darstellende, dem Selektor 49 zuge-
beispiel der Vergleich zwischen der Peilwelle und der führte Impulsfolge besteht aus einer Folge von 1-Mikro-
Bezugswelle durch einen Phasenvergleich zwischen sinus- sekunden-ImpulsenmitderWiederholungsfrequenzlOkHz,
förmigen Wellen geschieht, könnte er genausogut als ein 60 die mit der Kommutationsfrequenz p lagemoduliert sind.
Zeitvergleich zwischen der Folge der Koinzidenzimpulse Die Phase dieser Modulation wird allein durch die Ein-
aus dem Koinzidenzkreis 23 und einer Impulsfolge der- fausrichtung der empfangenen Welle bestimmt. Der
selben Wiederholungsfrequenz vorgenommen werden, die Bereich dieser Lagemodulation ist abhängig vom Radius
aus der Steuereinheit 4 abgeleitet worden ist. des Antennensystems und gegeben durch die Formel
T = jz Radius des Antennensystems/Lichtgeschwindigkeit = ± 450 m/3 · 108 m/sec = ± 1,5 MikroSekunden.
Die so modulierte Impulsfolge kann durch Fourieranalyse aufgelöst werden, und zwar in eine Sinuswelle mit
der Frequenz der Impulswiederholungsfrequenz und eine
Anzahl von Harmonischen derselben, wobei jede dieser Wellen über den gleichen Bereich von ±1,5 Mikrosekunden
mit der Antennenkommutationsfrequenz p
moduliert ist. Die Zeitmodulation einer Sinuswelle ist nur ein anderer Weg zur Beschreibung der Phasenmodulation.
Der Phasenhub für eine Welle der Frequenz f, welche über den Bereich T zeitmoduliert ist, kann durch die
Formel φ = 2π fT (Radiant) ausgedrückt werden. In
vorliegendem Beispiel wird deshalb die Fourier-Komponente der Grundfrequenz (10 kHz) über einen Bereich von
annähernd rt 0,1 Radiant phasenmoduliert, und die harmonische Komponente w-ter Ordnung wird über einen
Bereich von ± 0,1 η Radiant phasenmoduliert. Die Impulsdauer
von 1 Mikrosekunde und die Impulswiederholungsfrequenz
von 10 kHz ergeben eine starke 50. harmonische Komponente, welche leicht durch Filter ausgeschieden
werden kann. Diese 50. Harmonische ist über einen Hub von annähernd ± 5 Radiant phasenmoduliert,
was einen beträchtlichen Phasenhub darstellt. Die im Kanalselektor 47 ausgewählte Impulsfolge der Peilwelle
wird über die Leitung 48 an das Auswahlfilter 52 angelegt, welches die 50. Harmonische der 10-kHz-Impulsfolge auswählt.
Am Ausgang des Filters 52 erhält man eine 500-kHz-Spannung, die über den Bereich ± 5 Radiant mit der
Kommutierungsfrequenz p phasenmoduliert ist. Diese Spannung entspricht derjenigen am Ausgang des Filters 17
im ersten Ausführungsbeispiel der Fig. 1 mit der Ausnähme, daß sie nicht aus einer empfangsseitig erzeugten
Phasenmodulation, sondern von der dem Sender aufgedrückten Phasenmodulation abgeleitet ist.
Obgleich diese 500-kHz-Welle in derselben Weise wie in
Verbindung mit Fig. 1 weiterbehandelt und dazu benutzt werden könnte, eine Peilwelle der Frequenz p mittels
Impulskoinzidenz von zwei Diskriminator-Ausgangsspannungen zu liefern, deren Frequenzen ein Vielfaches von p
sind und wobei die Vielfachen von p Primzahlen darstellen, wird eine etwas unterschiedliche Anordnung vorgeschlagen.
Die Ausgangsspannung des Filters 52 wird an einen Diskriminator 53 angelegt, der, wie oben angegeben
(Fig. 2), aufgebaut ist und sowohl die ungeradzahligen als auch die geradzahligen Harmonischen der Modulationsfrequenz liefert, welche aus den Überlagerungen von
Trägerwelle und Seitenbändern im Diskriminator entstehen, die in der Frequenz der Diskriminatoreingangsspannung
enthalten sind. Die ungeradzahligen Harmonischen aus dem Diskriminator 53 der Fig. 4 werden an die
Filter 54 und 55 angelegt, welche die dritte bzw. fünfte Harmonische (3 p bzw. 5p) der Kommutierungsfrequenz p
auswählen. Die geradzahligen Harmonischen vom Diskriminator 53 werden an ein Filter 56 angelegt, welches die
vierte Harmonische [Ap) der Kommutierungsfrequenz p auswählt. Die ausgewählten Harmonischen—3,4 und 5 —
sind zueinander teilerfremd. Die Sinusausgangsspannungen der Filter 54, 55 und 56 werden an entsprechende Impulskonverter
57, 58 und 59 angelegt, in welchen sie in entsprechende Impulsfolgen derselben Wiederholungsfrequenz
wie die Ursprungswellen umgeformt werden. Die von den Impulskonvertern 57 und 59 gelieferten Impulsfolgen
sind über einen kleinen Zeitbereich mittels Phasenschiebern 60 und 61 einstellbar. Die Impulsdauer wird für
alle drei Folgen zweckmäßigerweise gleichgemacht und beträgt einen Bruchteil der Impulsabstände der höheren
Harmonischen, d. h. der vierten und der fünften. Im Ausführungsbeispiel beträgt der Impulsabstand 45 Mikrosekunden
und die Impulsdauer 20 Mikrosekunden. Alle drei Impulsfolgen werden an einen Koinzidenzkreis 62 angelegt,
welcher eine Ausgangsspannung nur dann aufweist, wenn Koinzidenz zwischen drei Impulsen, d. h. einen
Impuls aus jeder der drei Folgen, auftritt. Da die Impulswiederholungsfrequenzen
der drei Folgen zueinander teilerfremd sind und da die Impulsdauer klein gegenüber
dem Impulsabstand ist, kann die Koinzidenz nur mit einer Wiederholungsfrequenz auftreten, die gleich der Kommutierungsfrequenz
p ist. Die impulsförmige Ausgangsspannung des Koinzidenzkreises 62 wird einem Tiefpaßfilter63
zugeführt, in welchem sie in eine Sinuswelle umgeformt wird. Diese bildet die endgültige, die Peilung beinhaltende
Welle. Sie wird in einem Indikator 64 mit der aus dem Impulsdemodulator 51 gewonnenen Bezugswelle phasenmäßig
verglichen, wobei der Phasenvergleich eine eindeutige Anzeige der Einfallsrichtung der empfangenen
Welle darstellt. Die Genauigkeit der Anzeige wird bestimmt durch den Takt, der von der dritten, vierten und
fünften Harmonischen einer phasenmodulierten Welle abgeleitet wird, die ihrerseits durch die 50. Harmonische
der zeitmodulierten empfangenen Impulsfolge gebildet wird.
Die durch die Verwendung der Koinzidenztechnik von drei Impulsfolgen erhaltene Anzeige stellt im allgemeinen
den Mittelwert der Genauigkeit der möglichen Anzeigen jeder Impulsfolge dar. Wenn also irgendeine der drei Impulsfolgen
infolge einer Störung (z. B. Phasenmodulation infolge Doppelausbreitung) nur wenig hinsichtlich der Sollphase
verschoben ist, wird am Ausgang des Koinzidenzkreises 62 keine Spannung erzeugt und somit auch keine
Anzeige erhalten. Auf diese Weise ergibt die Anordnung eine genaue oder überhaupt keine Anzeige. Diese Eigenschaft
der Empfangsanordnung ist von großer Wichtigkeit bei einer Peilausrüstung, welche eine automatische Anzeige
ergibt, deren Qualität vom Bedienungspersonal nicht überprüft werden kann.
Claims (9)
1. Funknavigationssystem, bei dem empfangsseitig
eine richtungsunabhängige Bezugswelle gewonnen wird sowie eine phasenmodulierte Welle, deren Modulation
ihrer Phasenlage nach von der Richtung der Empfangsstation zur Sendestation abhängt, entweder
durch Demodulation des von einem Funkfeuer mit kreisförmiger Anordnung von Einzelantennen ausgestrahlten
Trägers und gegebenenfalls Zwischenträgers oder dadurch, daß ein unmodulierter Träger von einer
kreisförmigen Anordnung von Einzelantennen aufgenommen wird und die Modulation durch kommutierendes
Anschalten der Einzelantennen an den Empfänger hergestellt wird, und bei dem die Einfallsrichtung
durch Messung des Phasenwinkels zwischen der richtungsabhängigen Welle und der Bezugswelle bestimmt
wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergrößerung des Durchmessers der kreisförmigen Antennenanordnung
zwecks Erhöhung der Peilgenauigkeit unter Beibehaltung einer linearen Beziehung zwischen der Anzeige des Phasendiskriminators und
der richtungsabhängigen Phasenänderung dadurch ermöglicht ist, daß aus der richtungsabhängigen Welle
nach der Demodulation zueinander teilerfremde Harmonische, deren Amplituden beim jeweilig gegebenen
Antennenabstand noch genügend groß sind und aus denen die Grundwelle wieder in richtiger Phasenlage
herstellbar ist, ausgesiebt werden und daß aus diesen Harmonischen die Grundwelle für den Phasenvergleich
mit der Bezugswelle wiederhergestellt wird.
2. Funknavigationssystem nach Anspruch 1, bei welchem die Empfangsstation eine Peilstation mit
kommutierendem Anschalten von Einzelantennen ist, dadurch gekennzeichnet, daß in der Empfangsstation
eine Zusatzantenne vorhanden ist und der Empfänger zwei Kanäle aufweist und daß die auf dem Umfang
eines Kreises angeordneten Antennen nacheinander mit dem einen Kanal und die Zusatzantenne mit dem
anderen Kanal verbunden sind, daß der der Zusatz-
antenne zugeordnete Kanal in seiner Frequenz um einen festen Betrag transponiert und alsdann mit dem
Ausgang des anderen Kanals gemischt ist und daß eine Trägerfrequenz des festen Transponierungsbetrages
durch ein Filter hinter der Mischstufe ausgesiebt ist.
3. Funknavigationssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind,
um aus jeder von zwei Harmonischen eine Impulsreihe entsprechender Wiederholungsfrequenz abzuleiten,
die Phasenlage der Impulse einer der Reihen so zu korrigieren, daß entsprechende Impulse beider Reihen
miteinander koinzidieren, und aus der aus der Koinzidenz sich ergebenden neuen Impulsreihe die Grundwelle
herzustellen.
4. Funknavigationssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsdauer der Impulse
geringer ist als die Differenz zwischen denWTiederholungsperioden
der Folge höherer Wiederholungsfrequenz und der Folge nächsthöherer Wiederholungs-
frequenz.
5. Funknavigationssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsdauer für alle
Folgen dieselbe ist.
6. Funknavigationssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsdauer der Folge
niedrigerer Wiederholungsfrequenz größer ist als die Impulsdauer der Folge höherer Wiederholungsfrequenz.
7. Funknavigationssystem nach einem der An-Sprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ableitung
der Impulsreihen ein Phasendiskriminator vorgesehen ist, der so geschaltet ist, daß er Demodulationsprodukte
erzeugt, die Schwebungen zwischen der Trägerkomponente der Eingangswelle und ihren
Modulationsseitenbändern mit Ordnungszahlen entsprechen, die gleich denen der gewünschten Harmonischen
sind, daß die empfangene modulierte Energie an den Eingang des Diskriminators angelegt ist und
daß am Ausgang Mittel vorgesehen sind zur Trennung der sich ergebenden Demodulationsprodukte und daß
ferner die ausgewählten Demodulationsprodukte jeweils an ein die Umformung in Impulsfolgen bewirkendes
Glied angelegt sind.
8. Funknavigationssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator
eine an sich bekannte Phasenbrücke enthält, die derart gespeist wird, daß an diametralen Eckpunkten
dieser Brücke nach der Demodulation die gewünschten ungeraden bzw. geraden Harmonischen entstehen.
9. Funknavigationssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialtransformator
des Diskriminators primärseitig über ein 90°-Phasenglied aus einem Transformator gespeist
wird, welcher noch eine weitere Wicklung aufweist, die einerseits mit der Mitte der Sekundärwicklung des
Differentialtransformators, andererseits über Widerstands-Kondensatorglieder und Gleichrichterstrecken
mit jeder Ecke der Phasenbrücke verbunden ist.
In Betracht gezogene Druckschriften:
Britische Patentschrift Nr. 594 530.
Britische Patentschrift Nr. 594 530.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
© 709W221 11.57'
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US5767679A (en) * | 1995-05-19 | 1998-06-16 | Schroeder; Diether-Alfred | Geophysical prospecting apparatus utilizing pulsed electromagnetic signals and having a scanned four-cycle transmitter |
Also Published As
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CH316443A (fr) | 1956-10-15 |
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