DE1019356B

DE1019356B - Funknavigationssystem

Info

Publication number: DE1019356B
Application number: DEI6683A
Authority: DE
Inventors: Charles William Earp
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1951-12-13
Filing date: 1952-12-10
Publication date: 1957-11-14
Also published as: GB695085A; BE518293A; US2762043A; CH316443A

Description

Die Erfindung betrifft ein Funknavigationssystem, bei welchem die Richtungsanzeige an einer Empfangsstation bezüglich der Sendestation durch Phasen- bzw. Zeitvergleich zwischen einer Bezugswelle und einer Vergleichsoder Peilwelle gewonnen wird.

Sie bezieht sich insbesondere auf solche Navigationssysteme, bei denen die empfangene Energie dadurch phasen- oder zeitmoduliert wird, daß man sie über einen Laufweg empfängt, dessen Länge entweder kontinuierlich oder stufenweise zyklisch verändert wird, und bei denen die Vergleichs- oder Peilwelle aus der empfangenen Energie durch Methoden der Phasendemodulation gewonnen wird. Die zyklische Veränderung der Weglänge erhält man dadurch, daß — im Falle eines Funkfeuers — die Lage der strahlenden und im Falle eines Peilers die Lage der empfangenden Antenne auf der kreisförmigen Antennenanordnung aufeinanderfolgend und zyklisch verändert wird. Diese Veränderung der Antennenlage kann beispielsweise durch eine einzige Antenne bewerkstelligt werden, welche mechanisch in der Horizontalebene auf der Peripherie eines Kreises bewegt wird und die dauernd mit der Speise- oder Empfangsausrüstung verbunden ist. Dadurch erhält man eine kontinuierliche Veränderung der Weglänge. Alternativ kann auch eine Anzahl von mehr als drei iesten, auf einem Kreis angeordneten Antennen nacheinander mit dem Sender oder Empfänger mittels einer Umschalteinrichtung verbunden werden. Dadurch entsteht eine stufenweise Veränderung der Weglänge. . . .. ,.

Von diesen bekannten Anordnungen für die Funknavigation geht die Erfindung aus.

Bekanntlich ist die Wirkung der Veränderung der Weglänge um den Betrag d auf eine bestimmte Trägerwelle die, daß die zeitliche Aufeinanderfolge um den

Betrag T = - verändert wird, wobei c die Ausbreitungsgeschwindigkeit der Welle bedeutet. Ist die Trägerwelle unmoduliert, so entspricht diese Veränderung T einer Phasenverschiebung um den Betrag 2π fT, wobei f die Frequenz des Trägers ist. Ist jedoch die Trägerwelle der Frequenz f irgendwie mit der Frequenz F moduliert, entspricht die Veränderung der Zeit T nicht nur einer Verschiebung der Phase des Trägers um den Betrag 2π fT, sondern auch einer Verschiebung der Phase der Modulationsfrequenz um den Betrag 2nFT. Erfolgt die Veränderung der Weglänge nun zyklisch mit gleichförmiger Geschwindigkeit—was mathematisch mit d = R sin 2π ft zu schreiben ist, wobei p die Frequenz der zyklischen Veränderung und R ihre Amplitude ist —, so besteht ihre Wirkung darin, daß die Trägerwelle der Frequenz f über einen Winkel φ sin (2nft + α) phasenmoduliert ist, wobei α ein Phasenausdruck und φ = 2π f R/c ist. Ebenso tritt eine Phasenmodulation der Modulationsfrequenz F über einen Winkel θ — 2nFR/c sin (2πφί + α) ein. Bei Funknavigationssystem

Anmelder:

International Standard Electric
Corporation, New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter: DipL-Ing. H. Ciaessen, Patentanwalt,
Stuttgart-Zuffenhausen, Hellmuth-Hirth-Str. 42

Beanspruchte Priorität:
Großbritannien vom 13. Dezember 1951

Charles William Earp, London,
ist als Erfinder genannt worden

Funknavigationssystemen der soeben beschriebenen Art ist der Phasenausdruck α dem Winkel gleichzusetzen, den die Einfallsrichtung der Wellen mit einer Bezugsrichtung bildet.

Durch Demodulieren dieser Phasenmodulation der empfangenen Trägerwelle der Frequenz f erhält man eine Peilwelle der Frequenz f, die durch Phasenvergleich mit

■ einer Bezugswelle gleicher Frequenz eine eindeutige Anzeige der Einfallsrichtung liefert. Alternativ kann die empfangene Trägerenergie so demoduliert werden, daß man die Modulationsfrequenz F erhält, welche selbst mit der Frequenz f phasenmoduliert ist. Der Phasenvergleich mit einer Bezugswelle ergibt ebenfalls die Richtung des einfallenden Strahles (α).

Ein bekanntes Funkfeuer mit einer kreisförmigen Antennenanordnung arbeitet in der Weise, daß deren Einzelantennen nacheinander und zyklisch durch entsprechende

- Impulsfolgen erregt werden, d. h., die ausgesandte Welle ist impulsmoduliert. Im Empfänger wird die empfangene Energie gleichgerichtet und liefert eine Impulsfolge, die infolge der Veränderung der Weglänge phasenmoduliert ist. In diesem Falle wird die Phasenmodulation nicht durch den Phasenwinkel, sondern durch eine Impulszeitmodulation ausgedrückt, und die Demodulation der Impulse ergibt eine Peilwelle derselben Phase, genauso, als wenn die Phasenmodulationshüllkurve vom Träger allein abgeleitet worden wäre.
Alle diese Systeme haben die gemeinsame Eigenschaft, daß die Peilwelle von einer phasenmodulierten Welle abgeleitet wird, welche entweder die Trägerwelle selbst sein kann oder ein Zwischenträger, wie z. B. eine Impulsfolge. Bekanntlich erstrecken sich die Seitenbänder einer derartig phasen- oder zeitmodulierten Welle theoretisch über

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das ganze Frequenzspektrum, und es bilden sich aus denen die Grundwelle wieder in richtiger Phasenlage

Seitenbandpaare, die von der Trägerfrequenz um herstellbar ist, ausgesiebt werden und daß aus diesen

±ίΐ(2π ^i H-α) verschoben sind, wobeiw eine ganze Zahl ist Harmonischen die Grundwelle für den Phasenvergleich

und die Amplituden der Seitenbänder der Ordnungszahlw mit der Bezugswelle wiederhergestellt wird, proportional der Besselschen Funktion erster Art J_n (φ) 5 Es ergeben sich also infolge der Möglichkeit der Ver-

der Ordnung η sind. Dabei bedeutet φ den maximalen wendung eines sogenannten Großbasissystems mehrere

Phasenhub auf jeder Seite des Mittelwertes. Wird die Ver- Vorteile, von denen der der Verkleinerung der Peilfehler

änderung der Weglänge im Antennensystem relativ klein bei Doppelausbreitung der Wellen am einleuchtendsten

gehalten, so daß φ nicht größer als ein Radiant (arc φ = 1 ist. Ein weiterer Vorteil ergibt sich dadurch, daß man als bzw. φ = 180/π) ist, haben die Seitenbänder der Ord- io Vergleichswelle eine solche verwendet, die von den Seiten-

nungszahl w2g 2 vernachlässigbare Größe, und die Aus- bändern höherer Ordnung abgeleitet wird. Wie bereits

gangsspannung eines Phasendiskriminators, an den eine oben erwähnt, erzeugt ein Großbasissystem Seitenbänder

solche Welle zur Demodulation angelegt wird, ist prak- zweiter und höherer Ordnung mit beträchtlicher Ampli-

tisch eine lineare Funktion der Phasenänderung, d. h., tude.

wenn die Phasenänderung gemäß einer Sinusfunktion mit 15 Es sei zunächst die Wirkungsweise eines kleineren der Frequenz j> erfolgt, wird die Diskriminatorausgangs- Störsignals auf das Nutzsignal bzw. auf die Richtungsanspannung auch eine Sinuswelle der Frequenz p. Wenn φ zeige betrachtet, wie es z. B. durch einen einzelnen vergrößert wird, nehmen die Seitenbänder mit den Ord- reflektierenden Gegenstand in der Nachbarschaft des Annungszahlen größer als 1 allmählich merkbare Amplituden tennensystems entsteht. Es sei angenommen, daß die an, so daß die Ausgangsspannung des Diskriminators 20 Amplitude des Störsignals ungefähr ein Zehntel derjenigen nicht mehr eine lineare Funktion der Phasenänderung ist, des Nutzsignals beträgt. Infolge der Bewegung der Einzelsondern Ausdrücke enthält, die Seitenbändern höherer antenne auf dem Kreis oder der nacheinander erfolgenden Ordnung entsprechen. ■■ Anschaltung einer Mehrzahl von Einzelantennen entsteht Bei den bisher bekannten Navigationssystemen dieser durch das Störsignal eine genau gleiche Serie von Seiten-Art mußte daher die Größe der Phasenmodulation bzw. 25 bandfrequenzen wie durch das Nutzsignal mit dem einder Phasenhub auf solch einen Wert beschränkt werden, zigen Unterschied, daß die durch das Störsignal hervordaß die Ausgangsspannung des Phasendiskriminators gerufenen verschiedenen Amplituden nur ein Zehntel derpraktisch eine lineare Funktion der Phasenänderung dar- jenigen des Nutzsignals batragen. Die Wirkung der Komstellt, d. h. daß nur die Seitenbänder erster Ordnung eine bination der zwei Signale erzeugt Summenkomponenten, Rolle spielen. Die Seitenbänder höherer Ordnung wurden 30 welche von der gewünschten Amplitude und Phase um so klein gehalten, daß sie keinen merklichen Einfluß auf maximale Beträge von ± 10% in der Amplitude und die Linearität haben. Diese Beschränkung des Phasen- ± 0,1 Radiant (etwa ± 5,7° oder rund 6°) in der Phase hubes bedeutet eine entsprechende Beschränkung des abweichen. Bei Bestimmung der Peilung aus der Phase Durchmessers des Kreisantennensystems. Da jedoch bei irgendeiner Seitenband-Harmonischen kann der Peil-Richtantennensystemen Peilfehler infolge Doppelaus- 35 fehler also zwischen ± 6° liegen, und wenn die Seitenbreitung, d. h. infolge von Reflexion an Bauten oder bänder erster Ordnung die Peilwelle liefern, kann der Bergen, auftreten und diese nur durch eine wesentliche Fehler bis zu ± 6° als solcher auch in die Richtungsan-Verkleinerung des Durchmessers oder, anders ausgedrückt, zeige eingehen. Wenn jedoch z.B. Seitenbänder der der Basis des Antennensystems verringert werden können, fünften Harmonischen verwendet werden, beträgt die ist es klar, daß die Beschränkung der Antennenbasis ent- 40 Frequenz der Peilwelle das Fünffache derjenigen der sprechend der Verwendung eines relativ niedrigen zyklischen Veränderung der Weglänge, d. h. fünf Perioden Phasenhubes einen großen Nachteil darstellt. Es ist daher der Peilwelle entsprechen einer Periode der Veränderung Aufgabe der Erfindung, ein Funknavigationssystem zu in der Azimutpeilung, und der Fehler wird von ± 6° bei schaffen, bei welchem der Durchmesser der Antennenan- 360³ auf ± 6° bei 1800° verringert. Mit anderen Worten Ordnung nicht durch die Erfordernisse der Phasenmodu- 45 gesagt, wird der Fehler der Peilung um den Faktor 5 redulation beschränkt zu werden braucht. ziert, nämlich gleich der Ordnungszahl der verwendeten Das Funknavigationssystem gemäß der Erfindung, bei Seitenbänder. Diese Fehlerverringerung wird jedoch durch dem empfangsseitig eine richtungsunabhängige Bezugs- den Verlust der Eindeutigkeit erkauft, und um den vollen welle gewonnen wird sowie eine phasenmodulierte Welle, Vorteil der Verwendung von Seitenbändern höherer deren Modulation ihrer Phasenlage nach von der Richtung 50 Ordnung auszunutzen, ist es notwendig, Mittel zur Beder Empfangsstation zur Sendestation abhängt, und zwar seitigung der Mehrdeutigkeit zu schaffen, so daß das entweder durch Demodulation des von einem Funkfeuer System eine eindeutige Peilung liefert und eine große mit kreisförmiger Anordnung von Einzelantennen ausge- Peilgenauigkeit.

strahlten Trägers und gegebenenfalls Zwischenträgers Es ist daher eine weitere Aufgabe der Erfindung, die

oder dadurch, daß ein unmodulierter Träger von einer 55 Eindeutigkeit der Peilung zu gewährleisten,

kreisförmigen Anordnung von Einzelantennen aufge- Die Erfindung wird an Hand von Zeichnungen näher

nommen wird und die Modulation durch kommutierendes erläutert.

Anschalten von Einzelantennen an den Empfänger her- Fig. 1 zeigt einen Peiler gemäß der Erfindung im Blockgestellt wird, und bei dem die Einfallsrichtung durch schaltbild;

Messung des Phasenwinkels zwischen der richtungsab- 60 Fig. 2 zeigt eine Phasendiskriminatoranordnung, welche

hängigen Welle und der Bezugswelle bestimmt wird, ist bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 Verwendung

dadurch gekannzsichnet, daß die Vergrößerung des D urch- findet; .

messers der kreisförmigen Antennenanordnung zwecks Fig. 3 zeigt Wellenbilder zur Erläuterung der Anord-

Erhöhung der Peilgenauigkeit unter Beibehaltung einer nung nach Fig. 1;

linearen Beziehung zwischen der Anzeige des Phasendis- 65 Fig. 4 zeigt den eigentlichen Empfänger im Blockschalt-

kriminators und der richtungsabhängigen Phasenände- bild.

rung dadurch ermöglicht ist, daß aus der richtungsab- In Fig. 1 sind die wesentlichen Elemente eines Kurzhängigen Welle nach der Demodulation zueinander teiler- wallenpeilers gemäß der Erfindung dargestellt, und zwar iremde Harmonische, deren Amplituden beim jeweilig ist mit 1 eine Anordnung von neun Einzelantennen begegebenen Antennenabstand noch genügend groß sind und 70 zeichnet, die mit gleichem Abstand auf dem Umfang eines

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Kreises von angenähert 17 m Radius angeordnet sind. Die phasenmodulierte Welle vom Filter 15 wird jetzt

Die Einzelantennen werden nacheinander in regelmäßiger an einen Phasendiskriminator 16 angelegt, der sowohl die

zyklischer Folge mittels des Schalters 2 mit dem Eingangs- ungeradzahligen als auch die geradzahligen Harmonischen

kreis einer Mischstufe 3 gekoppelt. Der Schalter 2 wird der Modulationsfrequenz ft, die sich aus der Überlagerung

von der Ausgangsspannung einer Steuereinheit 4 betätigt, 5 zwischen dem Träger und den verschiedenen Seiten-

was durch die gestrichelte Linie 5 angedeutet ist. Die bändern im Diskriminator ergeben, abgibt. Die gerad-

Frequenz der Steuereinheit und somit die Frequenz der zahligen Harmonischen vom Diskriminator 16 werden

Umschaltung betrage φ = 111,1 Hz, und jede Antenne an ein Filter 17 angelegt, welches z. B. die vierte

werde nacheinander mit der Mischstufe 3 für die Dauer Harmonische (4 p) auswählt. Die Ausgangsspannung

einer Millisekunde verbunden. i° vom Filter 17 wird dann über einen Phasenschieber

Die Steuereinheit 4 liefert auch über die Leitung 5« ein 18 an einen Impulskonverter 19 angelegt, welcher nach

Bezugssignal der Frequenz ft an die Phasenmeßeinrich- der bekannten Methode der Impulstechnik durch Über-

tung 25. Der Schalter 2 kann entweder ein elektromecha- steuerung und Differentiation die Eingangsspannung des

nischer oder ein rein elektronischer Schalter sein; dem- Phasenschiebers 18 in eine Folge von einseitig gerichteten

gemäß ist auch die Steuereinheit 4 entsprechend ausge- 15 400-Mikrosekunden-Impulsen mit einer Wiederholungs-

bildet. Solche Steuereinheiten sind bekannt und brauchen frequenz 4 ft umformt. Die ungeradzahligen Harmonischen

hier nicht besonders beschrieben zu werden. Die Misch- aus dem Diskriminator 16 werden an ein Filter 20 gelegt,

stufe 3 wird zusätzlich zu der von dem Antennensystem 1 welches eine Harmonische auswählt, die eine Primzahl zu

aufgenommenen Energie von einem Oszillator 6 gespeist, der durch das Filter 17 ausgewählten geradzahligen Har-

wodurch das Signal in eine Zwischenfrequenz umgesetzt 20 monischen ist. Im vorliegenden Beispiel wählt das FiIter 20

wird, die in einem Zwischenfrequenzfilter 7 ausgewählt die fünfte Harmonische (5 ft) aus. Die Ausgangsspannung

wird. Die Kombination der Mischstufe 3 des Oszillators 6 vom Filter 20 wird dann an einen Impulskonverter 21

und des Filters 7 bildet in Wirklichkeit einen Kanal eines desselben Typs wie der Impulskonverter 19 gelegt, wo-

Zweikanalempfängers. Die Ausgangsspannung dieses durch eine Folge von einseitig gerichteten 100-Mikro-

Kanals wird an den Eingangskreis einer zweiten Misch- 25 sekunden-Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz 5 ft

stufe 8 gelegt. erzeugt wird.

Zusätzlich zu der kommutierten Antennenanordnung 1 Die Ausgänge der Impulskonverter 19 und 21 werden ist eine weitere Einzelantenne 9 vorgesehen, die zweck- nun einem Koinzidenzkreis 23 zugeführt, welcher eine mäßigerweise im Mittelpunkt der kreisförmigen Antennen- Torschaltung bekannter Art aufweist, die nur dann eine anordnung aufgestellt ist und deren Zweck später näher 30 Ausgangsspannung erzeugt, wenn ein Impuls vom Konerläutert wird. Diese Antenne ist dauernd mit dem Ein- verter 19 und einer vom Konverter 21 zu gleicher Zeit gangskreis einer Mischstufe 10 verbunden, welche außer- angelegt werden. Die Einstellung des Phasenschiebers 18 dem durch den Oszillator 6 gespeist wird, so daß die über erfolgt nun so, daß jeder vierte Impuls vom Konverter 19 die Antenne 9 empfangene Energie auf die gleiche mit jedem fünften Impuls vom Konverter 21 zeitlich zu-Zwischenfrequenz transponiert wird wie die der Misch- 35 sammenfällt. Die Ausgangsspannung des Koinzidenzstufe 3. Die gewünschte Zwischenfrequenz der Misch- kreises 23 hat also die Form einer Folge von Impulsen der stufe 10 wird durch das Zwischenfrequenzfilter 11 aus- Wiederholungsfrequenz 4^/4 = 5^/5 = ft, d. h. gleich gewählt. Die Kombination der Mischstufe 10, des der Frequenz der Steuereinheit 4, mit welcher das AnOszillators 6 und des Filters 11 bildet den zweiten Kanal tennensystem 1 kommutiert wird. Diese Impulsfolge des Empfängers. Der Ausgang dieses zweiten Kanals ist 40 wird jetzt an ein Tiefpaßfilter 24 gelegt, durch welches sie mit dem Eingangskreis der Mischstufe 12 verbunden, in eine sinusförmige Welle der Frequenz ft umgeformt welche außerdem mit einem Hilfsoszillator 13 der' Fre- wird, die die Peilwelle darstellt. Die Phase dieser Peilwelle quenz P verbunden ist. Die Frequenz des Hilfsoszillators wird im Indikator 25 mit der Pase der Bezugswelle der 13 wird in erster Linie durch den Wert der Zwischen- Frequenz ft der Steuereinheit 4 verglichen, und das Erfrequenz hinter den Mischstufen 3 und 10 bestimmt und 45 gebnis des Phasenvergleichs ergibt eine eindeutige Anzeige wird vorzugsweise in der Größsnanordnung ¹Z₅ derselben der Einfallsrichtung der empfangenen Welle. Die Anzeigegewählt. Dar Hilfsoszillator 13 ist vorzugsweise quarz- vorrichtung 25 besteht aus einer üblichen Phasenmeßeingesteuert und von hoher Frequenzkonstanz. Der Ausgang richtung, die eine Phasendifferenz von 360° anzuzeigen der Mischstufe 12 besteht aus oberen und unteren Seiten- gestattet. Sie kann z. B. ein Dynamometer oder ein bändern, entstanden aus der Überlagerung der Zwischen- 50 Phasenmesser mit Kathodenstrahlröhre sein,
frequenz aus dem Filter 11 mit der Frequenz des Hilfs- Fig. 2 zeigt den Phasendiskriminator 16 der Fig. 1. Der Oszillators 13. Es werden z. B. durch das Filter 14 die Diskriminator besteht aus einem Eingangstransformator oberen Seitenbänder ausgewählt und an den Eingangskreis 26 mit der Primärwicklung 27, an welche die zu demodu- der Mischstufe 8 gelegt, in welcher sie mit der Zwischen- lierende Welle angelegt wird, und zwei Ausgangswickfrequenz aus dem Filter 7 überlagert werden. Der Aus- 55 lungen 28 und 29. Die Ausgangswicklung 28 ist über ein gang der Mischstufe 8 enthält unter anderen Kompo- Verzögerungsnetzwerk 30 mit der Primärwicklung 31 nenten eins soMia, die der Frequenzdifferenz zwischen eines Differentialtransformators 32 gekoppelt, dessen dem Eingang von Filter 14 und dem vom Filter 7 ent- Sekundärwicklung 33 mit diagonal gegenüberliegenden spricht. Diese Frequenz wird durch das Filter 15 ausge- Ecken 34 und 35 eines üblichen Phasenaufspalt-Netzsiebt und hat die Frequenz P, die identisch mit dsr des 60 werkes 36, bestehend aus Widerstands-Kapazitäts-Komstabilisierten Hilfsoszillators 13 ist, jedoch eine Phasen- bination, verbunden ist. Das Verzögerangsnetzwerk 30 modulation aufweist, die durch die Veränderungen in der erzeugt eine Phasenverschiebung von 90³ oder ein ungeaugenblicklichen Differenz zwischen der Phase der von radzahliges Vielfaches davon. Ein Anschluß der Ausder Antennenanordnung 1 über die Mischstufe 3 ge- gangswicklung 29 des Transformators 26 ist mit dem lieferten Spannung und der Phase der über die Mischstufe 65 Mittelpunkt der Sekundärwicklung 33 des Differentialvon der Antenne 9 gelieferten Spannung bestimmt wird. transformators 32 verbunden, so daß die in der Wicklung Der Ausgang vom Filter 15 ist so eine feste Frequenz P, 29 induzierte EMK an allen Punkten des Brückennetzwelche infolge der Kommutation der kreisförmigen An- werkes 36 gleichphasig angelegt wird. Jede der vier tennenanordnung 1 mit der Kommutierungsfrequenz ft Ecken 34, 35, 37, 38 der Brücke 36 ist mit dem anderen phasenmoduliert ist. 70 Ende der Sekundärwicklung 29 über einen entsprechen-

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den Gleichrichter in Serie mit einer entsprechenden mit den Ausgangsseiten der Gleichrichter verbunden ist,

Widerstands-Kapazitäts-Kombination verbunden, wie die von den gegenüberliegenden Ecken 34 und 35 der

dies mit 39, 40, 41 für eine Ecke bezeichnet ist. Das Brücke 36 gespeist werden, während das Klemmenpaar 43

Verzögerungsnetzwerk 30 ist so aufgebaut, daß die in der entsprechend mit den Ecken 37 und 38 verbunden ist.

Sekundärwicklung 33 induzierte EMK 90° Phasenver- 5 Wenn man für die Betrachtung die Schaltelemente der

Schiebung gegenüber der an den Mittelpunkt der Wicklung Brücke selbst sowie die zusätzlichen Kombinationen von

33 angelegten EMK der Wicklung 29 hat, wenn die an Schaltelementen außer acht läßt, so zeigt sich, daß die

der Wicklung 27 liegende Eingangsspannung gleich- ganze in Fig. 2 dargestellte Schaltung eine bekannte

bleibende Phase aufweist. Die Ausgangsspannungen des Phasendemodulationsanordnung bildet, welche bei einer

Diskriminators sind auf zwei Klemmenpaare verteilt, von io im Bereich φ sin 2npt phasenmodulierten Eingangsspan-

denen das Klemmenpaar 42 über Blockkondensatoren 44 nung eine Ausgangsspannung liefert, die proportional ist

sin {φ sin 2π pt) -2J₁ (φ) sin 2upt + 2J₃ (φ) sin tnpt + 2J₅ (φ) sin ΙΟπ pt + ...

. Diese Ausgangsspannung tritt an dem Klemmenpaar42 15 Die Einfügung des Phasenaufspalt-Brückennetzwerkes auf und ist derjenige Teil der Diskriminator-Ausgangs- in die Schaltung und die weiteren mit den Ecken 37 und spannung, welcher die ungeradzahligen Harmonischen 38 verbundenen Schaltelemente verändern in keiner enthält, die aus der Überlagerung der Trägerkomponente Weise das Wesen der an dem Klemmenpaar 42 auf- und den ungeradzahligen Seitenbandkomponenten der tretenden Ausgangsspannung. Die Funktion dieser zumodulierten Eingangswelle entstehen. 20 sätzlichen Schaltelemente ist die Erzeugung einer anders-Im Falle des in Fig. 1 dargestellten Peilers ist es der- gearteten Demodulationsspannung an dem Klemmenjenige Ausgang, welcher an das Filter 20 angelegt wird; paar 43 als die an dem Klemmenpaar 42, da eine der denn diese Spannung enthält die gewünschte fünfte beiden an die Gleichrichter angelegten Spannungen in der Harmonische. Phase um 90° verschoben ist. Die hinter den Gleich-

85 richtern auftretende Spannung ist demgemäß proportional

sin {φ sin 2npt + 90°) == cos (93 sin 2npt) = J₀{φ) + 2J₂ (φ) sin 4npt + 2/4(99) sin 8npt...

Da die stetige (Gleichstrom-) Komponente J₀ (φ) durch blicklichen Phasendifferenz zwischen der von der kommudie Blockkondensatoren unterdrückt wird, enthält die 30 tierten Anordnung 1 und der von der Antenne 9 auf-Ausgangsspannung des Diskriminators an dem Klemmen- genommenen Spannung ist. Diese Spannung ist daher paar 43 nur geradzahlige Harmonische, die von der über- nur infolge der Änderung der Weglänge phasenmoduliert, lagerung der Trägerfrequenz mit den geradzahligen Es sei besonders darauf aufmerksam gemacht, daß irgend-Seitenbandkomponenten der modulierten Eingangswelle eine Phasenmodulation, welche die empfangene Energie herrühren. Im Falle des Peilers der Fig. 1 ist es die Aus- 35 aus anderen Gründen aufweisen könnte, nicht als Modugangsspannung, die an das Filter 17 angelegt wird. In lation der vom Filter 15 abgegebenen Spannung auftritt, dieser Spannung ist die vierte Harmonische enthalten. da eine derartige Modulation in gleicher Weise von der Es sei in diesem Zusammenhang noch darauf hingewiesen, Antenne 9 wie von dem Antennensystem 1 aufgenommen daß das Auftreten dieser Harmonischen hinter dem Dis- wird und deshalb in keiner Weise den richtungsmäßig kriminator nicht die Folge von Verzerrungen durch die 40 bedingten Phasenunterschied zwischen den beiden aktiven Schaltelemente ist, sondern nur dem komplexen Charakter Antennen beeinflußt. Die Anordnung ist. deshalb beeiner phasenmodulierten Welle zuzuschreiben ist. sonders für Signale geeignet, die inkohärente Phase haben, Die Schaltung nach Fig. 2 stellt also eine Kombination wie z. B. solche, die von einem getasteten Oszillator herzweier bekannter Diskriminatoren dar; in dem einen rühren, oder Signale, die bereits senderseitig phasen-oder haben die kombinierten unmodulierten Spannungen 90° 45 frequenzmoduliert sind. Da weiterhin das zu demodu-Phasenverschiebüng, wobei die entsprechende Ausgangs- lierende Signal immer dieselbe Mittenfrequenz P des spannung hinter den Gleichrichtern nur die ungerad- stabilisierten Hilfsoszillators hat, kann ein scharf abgezahligen Harmonischen aufweist; in dem anderen sind stimmter Diskriminatorkreis verwendet werden, obgleich die kombinierten unmodulierten Spannungen gleich- die Frequenz des Senders nicht stabilisiert ist. Das ist ein phasig, wodurch die entsprechende Ausgangsspannung 50 besonders großer Vorteil der Anordnung, hinter den Gleichrichtern nur die geradzahligen Harmo- In Fig. 3 sind über derselben Zeitskala, aber ohne Benischen enthält. iücksichtigung der festen Phasenverschiebung in den Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß die von der kreisförmigen Geräten, verschiedene Wellenformen dargestellt, um die Antennenanordnung 1 und der Bezugsantenne 9 emp- Wirkungsweise des in Fig. 1 gezeichneten Peilers zu erfangenen Spannungen ohne Phasenveränderung auf die- 55 läutern. Kurve α stellt die Bezugswelle dar, die in der selbe Zwischenfrequenz transponiert werden, da die Steuereinheit 4 (Fig. 1) erzeugt und dem Indikator 25 zu-Frequenzumformung der beiden Eingangskanäle mit geführt wird. Wie schon erwähnt, hat diese Bezugswelle Hilfe ein und desselben Mischoszillators 6 bewirkt wird. dieselbe Frequenz p — 111,1 Hz wie die der Antennen-Jede Veränderung bezüglich Frequenz oder Phase des umschaltung. Kurve b zeigt die vierte Harmonische Oszillators 6 wirkt auf beide Zwischenfrequenzen (Filter 7 60 4p = 444,4 Hz, die vom Diskriminator 16 an das Filter 17 und 11) in gleicher Weise ein. Durch die Überlagerung der angelegt ist, während die Kurve c die fünfte Harmonische Zwischenfrequenzspannung des Filters 7 mit dem oberen, 5p — 555,5 Hz darstellt, die an das Filter 20 angelegt sich durch die Überlagerung der Zwischenfrequenz- ist. Kurve d zeigt die Impulsfolge, die aus der vierten spannung des Filters 11 ergebenden Seitenband mit der Harmonischen im Impulskonverter 19 entsteht, während Frequenz des Hilfsoszillators 13 erhält man im Ausgang 65 die Kurve e die aus der fünften Harmonischen abgeleitete des Filters 15 eine Spannung der Frequenz P, also die Impulsfolge darstellt, die im Impulskonverter 21 erzeugt gleiche Frequenz, die der Hilfsoszillator 13 erzeugt. Die wird. Die Impulse der Wellenform e sind schmaler als die Phase dieser Spannung hat eine stetige Komponente, die Impulse der Wellenform d. Kurve f zeigt die aus der nur von der Phase des stabilisierten Oszillators abhängt, Koinzidenz der beiden Impulsfolgen d und e im Aus- und eine weitere Komponente, welche gleich der äugen- 70 gangskreis des Koinzidenzkreises 23 erzeugte Impuls-

folge. Die Breite der Einzelimpulse der Impulsfolge f ist naturgemäß durch den schmaleren Impuls (e) bestimmt, und die Impulsfolgefrequenz beträgt φ = 111,1Hz. Die Impulse der Kurve f werden mittels des Filters 24 in eine sinusförmige Welle der Frequenz f = 111,1 Hz umgeformt, die durch die gestrichelte Kurve g angedeutet ist. Im Indikator 25 werden die Kurven α und g phasenmäßig miteinander verglichen, wodurch eine eindeutige Anzeige der Einfallsrichtung der empfangenen Strahlung entsteht. Bei Betrachtung der Impulsfolgen d und e ist ersichtlich, daß es zur Verhinderung des mehrmaligen Auftretens einer Impulskoinzidenz in jedem Kommutationszyklus notwendig ist, daß in keiner Impulsfolge die Impulsdauer größer ist als die Differenz zwischen den Wiederholungsperioden der beiden Impulsfolgen, d. h. nicht größer als 450 Mikrosekunden für Impulsfolgen der Wiederholungsfrequenz 444,4 Hz und 555,5 Hz. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Impulsdauer D₁ (Fig. 3, Kurve d) 400 Mikrosekunden gewählt, d. h. ein relativ großer Bruchteil der 450 Mikro-Sekunden Differenz zwischen den Wiederholungsperioden. Für die fünfte Harmonische (Fig. 3, Kurve e) beträgt die Impulsdauer D₂ 100 Mikrosekunden, d. h. ein relativ kleiner Bruchteil der Differenz zwischen den Wieder-JioJungsperioden. Der Takt der Koinzidenzimpulse (Kurve f) wird im wesentlichen durch die Phase der Impulse der fünften Harmonischen bestimmt. Die Hauptfunktion der von der vierten Harmonischen abgeleiteten Impulsfolge ist das Zustandekommen der Koinzidenz.

Zweckmäßigerweise wählt man daher die Lage dieser Impulse auf der Zeitachse so, daß die Impulse der fünften Harmonischen allein sowohl die Impulsbreite als auch die Lage der durch die Koinzidenz entstandenen Impulsfolge auf der Zeitachse bestimmen. Zum Zwecke dieser Takteinstellung ist der Phasenschieber 18 vorgesehen. Sein Variationsbereich ist verhältnismäßig klein und soll 45° nicht übersteigen. Er wird einmal eingestellt und während des Betriebes nicht mehr verändert. Die Veränderung der Einfallsrichtung der empfangenen Wellen verschiebt beide Impulsfolgen in der gleichen Weise, jedoch nicht den gegenseitigen Abstand der Impulse beider Impulsfolgen. Die Wirkungsweise der Anordnung wird durch das aufeinanderfolgende schrittweise Wirksammachen der Einzelantennen nicht verändert. Die Ausgangsspannung des Diskriminators besteht aus einer Gruppe von Wellenpaketen und nicht aus einer kontinuierlichen Sinuswelle. Die Anzahl der Einzelantennen (9 Stück) ist groß genug, um am Ausgang der Filter 17 und 19 als Einhüllende der Wellenpakete Sinuswellen zu erhalten.

Die Amplitude der durch die Modulation hervorgerufenen Seitenbänder irgendwelcher Ordnung ist nur ein Bruchteil des Phasenhubes und kann für gewisse Phasenhübe vernachlässigt werden. Die Amplituden der einzelnen Seitenbänder in Abhängigkeit vom Phasenhub sind in der folgenden Besselfunktionstabelle I für den Phasenhub φ = 1 bis φ = 7 (95 in Radiant gemessen) für die ersten acht Seitenbänder dargestellt.

Tabelle I Werte von /„ (φ)

η	*φ=1*	. «p = 2	*φ = 3*	ψ = 4	— 0,328	φ = 6	*φ = 7*
1	+ 0,440	+ 0,577	+ 0,339	— 0,066	+ 0,047	— 0,277	— 0,004
2	+ 0,115	+ 0,353	+ 0,486	+ 0,364	+ 0,365	— 0,243	— 0,301
3	+ 0,020	+ 0,129	+ 0,309	+ 0,430	+ 0,391	+ 0,115	— 0,168
4	+ 0,002	+ 0,034	+ 0,132	+ 0,281	+ 0,261	+ 0,358	+ 0,158
5	0,0	+ 0,007	+ 0,043	+ 0,132	+ 0,131	+ 0,362	+ 0,348
6	0,0	+ 0,001	+ 0,011	+ 0,049	+ 0,053	+ 0,246	+ 0,339
7	0,0	0,0	+ 0,002	+ 0,015	+ 0,018	+ 0,130	+ 0,224
8	ο,ο	0,0	ο,ο	+ 0,004	+ 0,056	+ 0,128

Der Phasenhub φ wird aus der Formel φ = —j— bestimmt, wobei r der Radius der Antennenanordnung und λ die Betriebswellenlänge ist.

Wählt man λ = 21 m und r = 17 m, dann wird φ sa 5 (Radiant). Wenn man also diejenigen Seitenbänder vernachlässigt, deren Amplituden Werte kleiner als 0,2 annehmen, weil sie für die praktische Auswertung zu Idein sind, so zeigt die Tabelle I, daß die für die Auswertung nützlichen Seitenbänder von der ersten, dritten, vierten und fünften Ordnung sind. Dies sind alles teilerfremde Harmonische.

Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung ist für die oben angegebene Dimensionierung (r = 17 m, λ = 21 m) besonders geeignet, weil darin die Seitenbänder der vierten und fünften Ordnung ausgewählt werden. Da die Phase der Vergleichswelle, wie weiter oben beschrieben, nur durch die Seitenbänder der fünften Ordnung festgelegt wird, bedeutet dieses eine Verringerung des Fehlers um den Faktor 5 gegenüber der Verwendung des Seitenbandes erster Ordnung.

Durch entsprechende Dimensionierung der auf den Diskriminator 16 folgenden Filter wäre es auch möglich, die dritte und vierte Harmonische auszuwählen und die Vergleichswelle von der vierten Harmonischen abzuleiten. Dies würde jedoch keine wesentliche Verbesserung der Peilung bzw. keine Verringerung des Peilfehlers bedeuten. Alternativ könnte man auch die Impulse der fünften Harmonischen mit denen der ersten Harmonischen (Grundwelle) zur Koinzidenz bringen. Eine solche Auswahl ist jedoch nicht vorzuziehen. Vielmehr ist es wünschenswert, zur Erzeugung der Peilwelle solche Harmonische zu verwenden, die in ihrer Ordnungszahl nahe beieinander liegen und veimöge der Größe der Ordnungszahl (4 bzw. 5) eine Erhöhung der Peilgenauigkeit gestatten.

Wenn die Anlage mit einer Wellenlänge von 26 m betrieben werden soll, ohne den Radius der Antennenanordnung zu ändern, wird der Phasenhub φ «a 4 (Radiant), und die Tabelle I zeigt, daß die Seitenbänder nützlicher Amplitudenwerte diejenigen der zweiten, dritten und vierten Ordnung sind. In diesem Falle müssen die auf den Diskriminator folgenden Filter entsprechend geändert werden, um die Impulse der dritten und vierten Harmonischen auszusieben. Dabei sind die von der dritten Harmonischen abgeleiteten Impulse die breiten und die der vierten die schmalen.

Eine weitere, jedoch nicht zweckmäßige Möglichkeit besteht darin, die Impulse von der zweiten und dritten Harmonischen abzuleiten. Die zweite und vierte Harmonische bilden keine verwendbare Kombination, da die Zahlen 2 und 4 keine Primzahlen sind und somit die aus

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der Koinzidenzstufe hervorgehenden Impulse die doppelte Wiederholungsfrequenz haben wurden. Das ergäbe eine Zweideutigkeit der Peilung. Die Tabelle I zeigt weiter, daß auf dieser Wellenlänge die erste Harmonische zu klein ist, um eine zuverlässige Anzeige zu gestatten, obwohl die Anzeige an sich eindeutig wäre.

Durch entsprechende Wahl des Antennendurchmessers in Bezug zur Betriebswellenlänge können die besten Kombinationen gefunden werden. Die geeignetste Auswahl

ähnlicher Weise für andere Betriebswellenlängen bestimmt werden. Eine typische Auswahl wird in Tabelle II für verschiedene Antennenkreisdurchmesser gegeben.

Tabelle II

In Fig. 1 ist ein Peiler beschrieben, bei dem die empfangsseitig erzeugte Phasenmodulation einer unrnodulierten Trägerwelle ausgewertet wird.

Es wird nun ein anderes Ausführungsbeispiel der Er-5 findung für eine Empfangsanordnung (Fig. 4) beschrieben, die mit einem Funkfeuer bekannter Art zusammenarbeitet. Die Antennenanordnung des Funkfeuers besteht aus mindestens drei in gleichem Winkelabstand auf einem Kreise angeordneten Einzelantennen und einer im der Seitenbandharmonischen und demzufolge der Filter- io Mittelpunkt des Systems angeordneten weiteren Antenne, harmonischen (Filter 17 und 20 der Fig. 1) kann in Die drei Einzelantennen werden zyklisch und aufeinanderfolgend mit einem Sender verbunden, welcher Hochfrequenzimpulse mit gleichem Impulsabstand erzeugt. Das Bezugssignal wird von der Mittelantenne dauernd 15 ausgesendet und besteht aus einer Serie von Impulsen der gleichen Wiederholungsfrequenz wie die Peilimpulse. An einem Empfangsort läßt sich die Richtung zum Funkfeuer aus der Zeitdifferenz zwischen dem Auftreten der Bezugsimpulse und der Peilimpulse bestimmen. Von der 20 Mittelantenne werden weiterhin Synchronisierimpulse bestimmter Impulsform ausgesendet, die sich von den Peil- und Bezugsimpulsen unterscheiden. Die in Fig. 4 dargestellte Empfangsanordnung ist geeignet, mit einem Funkfeuer der eben beschriebenen Art zusammenzu-25 arbeiten. Bei diesem Funkfeuer sind beispielsweise neun Einzelantennen in gleichem Abstand auf dem Umfang eines Kreises mit dem Radius 450 m angeordnet, und diese Antennen werden zyklisch mit Hochfrequenz-Für irgendeinen Antennenkreisdurchmesser sollte je- impulsen von 1 Mikrosekunde Dauer und einer Wiederweils die höhere Harmonische für die Erzeugung der 30 holungsfrequenz von 10 kHz gespeist. Die Anschaltrelativ schmalen Impulse —· entsprechend Kurve e der frequenz über eine vollständige, einmalige Abtastung des

Antennensystems betrage in Anlehnung an das weiter oben beschriebene Beispiel p = 111,1 Hz. Das Bezugssignal wird von einer im Mittelpunkt der Antennen-35 anordnung aufgestellten weiteren Antenne als eine Folge von 1-Mikrosekunden-Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz von 10 kHz ausgesendet, wobei die Einzelimpulse durch eine Welle der Frequenz p (d. h. derselben Frequenz wie die Kommutierungsfrequenz) fester Phase

Antennenkreis-	Ψ	Seitenband-
durchmesser	2 Radiant	harmonische
,64	3	2,1
,96	4	3,2
1,26	5	4,3
1,57	6	5,4
1,89	7	6,5
2,3	7,6

Fig. 2 — verwendet werden, während die niedrigere Harmonische zur Erzeugung der breiteren, die Koinzidenz ermöglichenden Impulse — entsprechend Kurve d der Fig. 2 — dient.-

Der Diskriminator der Fig. 1 erzeugt sowohl die ungeradzahligen als auch die geradzahligen Harmonischen der Phasenmodulationsfrequenz. Die Tabelle I zeigt, daß es unter Umständen möglich ist, eine Diskriminator-

anordnung zu verwenden, die nur die ungeradzahligen 40 lagemoduliert sind. Harmonischen abgibt. Im Falle φ = 5 (Radiant) wäre Die Empfangsanlage gemäß Fig. 4 besteht aus einer es beispielsweise möglich, die dritte und fünfte Seiten- Antenne 45 und dem eigentlichen Empfänger 46. Dieser bändharmonische zu verwenden, da 3 und 5 Primzahlen nimmt die Hochfrequenzenergie auf, verstärkt und desind und bei φ = 5 diese Seitenbänder eine auswertbare moduliert sie. An dessen Ausgang erscheinen die Impuls-Größe haben. Es ist jedoch in keinem Falle möglich, 45 folgen entsprechend dem Peilsignal, dem Bezugssignal einen Diskriminator zu verwenden, der nur die gerad- und dem Synchronisiersignal. Alle diese Impulse werden zahligen Harmonischen abgibt, da es geradzahlige Prim- einem Impulskanalwähler 47 zugeführt; die Peilimpulse zahlen nicht gibt. werden dann über eine Leitung 48 an den Selektor 49

Der Aufstellungsort der Bezugsantenne 9 der Fig. 1 ist und die Bezugsimpulse über die Leitung 50 an den Im-

nicht kritisch, es muß nur dafür Sorge getragen werden, 50 pulsdemodulator 51 gelegt. Der Kanalwähler 47 kann

daß sie nicht unterschiedlich auf die einzelnen Antennen von irgendeiner bekannten Art sein, z. B. wie er bei

der Antennenanordnung 1 einwirkt, wodurch Peilfehler Impuls-Mehrkanal-Nachrichtenverbindungen verwendet

entstehen würden. Das kann vermieden werden, wenn wird. Eine ins einzelne gehende Beschreibung erscheint

die Bezugsantenne 9 entweder genügend weit — etwa deshalb unnötig. Dasselbe gilt für den Impulsdernodu-

zwei Wellenlängen — von der kreisförmigen Antennen- 55 lator 51, dessen Ausgangsspannung die gewünschte

anordnung 1 oder in deren Mittelpunkt aufgestellt wird. Bezugswelle der Frequenz p ist.

Während in dem in Fig. 1 beschriebenen Ausführungs- Die den Peilinhalt darstellende, dem Selektor 49 zuge-

beispiel der Vergleich zwischen der Peilwelle und der führte Impulsfolge besteht aus einer Folge von 1-Mikro-

Bezugswelle durch einen Phasenvergleich zwischen sinus- sekunden-ImpulsenmitderWiederholungsfrequenzlOkHz,

förmigen Wellen geschieht, könnte er genausogut als ein 60 die mit der Kommutationsfrequenz p lagemoduliert sind.

Zeitvergleich zwischen der Folge der Koinzidenzimpulse Die Phase dieser Modulation wird allein durch die Ein-

aus dem Koinzidenzkreis 23 und einer Impulsfolge der- fausrichtung der empfangenen Welle bestimmt. Der

selben Wiederholungsfrequenz vorgenommen werden, die Bereich dieser Lagemodulation ist abhängig vom Radius

aus der Steuereinheit 4 abgeleitet worden ist. des Antennensystems und gegeben durch die Formel

T = jz Radius des Antennensystems/Lichtgeschwindigkeit = ± 450 m/3 · 10⁸ m/sec = ± 1,5 MikroSekunden.

Die so modulierte Impulsfolge kann durch Fourieranalyse aufgelöst werden, und zwar in eine Sinuswelle mit der Frequenz der Impulswiederholungsfrequenz und eine

Anzahl von Harmonischen derselben, wobei jede dieser Wellen über den gleichen Bereich von ±1,5 Mikrosekunden mit der Antennenkommutationsfrequenz p

moduliert ist. Die Zeitmodulation einer Sinuswelle ist nur ein anderer Weg zur Beschreibung der Phasenmodulation.

Der Phasenhub für eine Welle der Frequenz f, welche über den Bereich T zeitmoduliert ist, kann durch die Formel φ = 2π fT (Radiant) ausgedrückt werden. In vorliegendem Beispiel wird deshalb die Fourier-Komponente der Grundfrequenz (10 kHz) über einen Bereich von annähernd rt 0,1 Radiant phasenmoduliert, und die harmonische Komponente w-ter Ordnung wird über einen Bereich von ± 0,1 η Radiant phasenmoduliert. Die Impulsdauer von 1 Mikrosekunde und die Impulswiederholungsfrequenz von 10 kHz ergeben eine starke 50. harmonische Komponente, welche leicht durch Filter ausgeschieden werden kann. Diese 50. Harmonische ist über einen Hub von annähernd ± 5 Radiant phasenmoduliert, was einen beträchtlichen Phasenhub darstellt. Die im Kanalselektor 47 ausgewählte Impulsfolge der Peilwelle wird über die Leitung 48 an das Auswahlfilter 52 angelegt, welches die 50. Harmonische der 10-kHz-Impulsfolge auswählt. Am Ausgang des Filters 52 erhält man eine 500-kHz-Spannung, die über den Bereich ± 5 Radiant mit der Kommutierungsfrequenz p phasenmoduliert ist. Diese Spannung entspricht derjenigen am Ausgang des Filters 17 im ersten Ausführungsbeispiel der Fig. 1 mit der Ausnähme, daß sie nicht aus einer empfangsseitig erzeugten Phasenmodulation, sondern von der dem Sender aufgedrückten Phasenmodulation abgeleitet ist.

Obgleich diese 500-kHz-Welle in derselben Weise wie in Verbindung mit Fig. 1 weiterbehandelt und dazu benutzt werden könnte, eine Peilwelle der Frequenz p mittels Impulskoinzidenz von zwei Diskriminator-Ausgangsspannungen zu liefern, deren Frequenzen ein Vielfaches von p sind und wobei die Vielfachen von p Primzahlen darstellen, wird eine etwas unterschiedliche Anordnung vorgeschlagen. Die Ausgangsspannung des Filters 52 wird an einen Diskriminator 53 angelegt, der, wie oben angegeben (Fig. 2), aufgebaut ist und sowohl die ungeradzahligen als auch die geradzahligen Harmonischen der Modulationsfrequenz liefert, welche aus den Überlagerungen von Trägerwelle und Seitenbändern im Diskriminator entstehen, die in der Frequenz der Diskriminatoreingangsspannung enthalten sind. Die ungeradzahligen Harmonischen aus dem Diskriminator 53 der Fig. 4 werden an die Filter 54 und 55 angelegt, welche die dritte bzw. fünfte Harmonische (3 p bzw. 5p) der Kommutierungsfrequenz p auswählen. Die geradzahligen Harmonischen vom Diskriminator 53 werden an ein Filter 56 angelegt, welches die vierte Harmonische [Ap) der Kommutierungsfrequenz p auswählt. Die ausgewählten Harmonischen—3,4 und 5 — sind zueinander teilerfremd. Die Sinusausgangsspannungen der Filter 54, 55 und 56 werden an entsprechende Impulskonverter 57, 58 und 59 angelegt, in welchen sie in entsprechende Impulsfolgen derselben Wiederholungsfrequenz wie die Ursprungswellen umgeformt werden. Die von den Impulskonvertern 57 und 59 gelieferten Impulsfolgen sind über einen kleinen Zeitbereich mittels Phasenschiebern 60 und 61 einstellbar. Die Impulsdauer wird für alle drei Folgen zweckmäßigerweise gleichgemacht und beträgt einen Bruchteil der Impulsabstände der höheren Harmonischen, d. h. der vierten und der fünften. Im Ausführungsbeispiel beträgt der Impulsabstand 45 Mikrosekunden und die Impulsdauer 20 Mikrosekunden. Alle drei Impulsfolgen werden an einen Koinzidenzkreis 62 angelegt, welcher eine Ausgangsspannung nur dann aufweist, wenn Koinzidenz zwischen drei Impulsen, d. h. einen Impuls aus jeder der drei Folgen, auftritt. Da die Impulswiederholungsfrequenzen der drei Folgen zueinander teilerfremd sind und da die Impulsdauer klein gegenüber dem Impulsabstand ist, kann die Koinzidenz nur mit einer Wiederholungsfrequenz auftreten, die gleich der Kommutierungsfrequenz p ist. Die impulsförmige Ausgangsspannung des Koinzidenzkreises 62 wird einem Tiefpaßfilter63 zugeführt, in welchem sie in eine Sinuswelle umgeformt wird. Diese bildet die endgültige, die Peilung beinhaltende Welle. Sie wird in einem Indikator 64 mit der aus dem Impulsdemodulator 51 gewonnenen Bezugswelle phasenmäßig verglichen, wobei der Phasenvergleich eine eindeutige Anzeige der Einfallsrichtung der empfangenen Welle darstellt. Die Genauigkeit der Anzeige wird bestimmt durch den Takt, der von der dritten, vierten und fünften Harmonischen einer phasenmodulierten Welle abgeleitet wird, die ihrerseits durch die 50. Harmonische der zeitmodulierten empfangenen Impulsfolge gebildet wird.

Die durch die Verwendung der Koinzidenztechnik von drei Impulsfolgen erhaltene Anzeige stellt im allgemeinen den Mittelwert der Genauigkeit der möglichen Anzeigen jeder Impulsfolge dar. Wenn also irgendeine der drei Impulsfolgen infolge einer Störung (z. B. Phasenmodulation infolge Doppelausbreitung) nur wenig hinsichtlich der Sollphase verschoben ist, wird am Ausgang des Koinzidenzkreises 62 keine Spannung erzeugt und somit auch keine Anzeige erhalten. Auf diese Weise ergibt die Anordnung eine genaue oder überhaupt keine Anzeige. Diese Eigenschaft der Empfangsanordnung ist von großer Wichtigkeit bei einer Peilausrüstung, welche eine automatische Anzeige ergibt, deren Qualität vom Bedienungspersonal nicht überprüft werden kann.

Claims

Patentansprüche:

1. Funknavigationssystem, bei dem empfangsseitig eine richtungsunabhängige Bezugswelle gewonnen wird sowie eine phasenmodulierte Welle, deren Modulation ihrer Phasenlage nach von der Richtung der Empfangsstation zur Sendestation abhängt, entweder durch Demodulation des von einem Funkfeuer mit kreisförmiger Anordnung von Einzelantennen ausgestrahlten Trägers und gegebenenfalls Zwischenträgers oder dadurch, daß ein unmodulierter Träger von einer kreisförmigen Anordnung von Einzelantennen aufgenommen wird und die Modulation durch kommutierendes Anschalten der Einzelantennen an den Empfänger hergestellt wird, und bei dem die Einfallsrichtung durch Messung des Phasenwinkels zwischen der richtungsabhängigen Welle und der Bezugswelle bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergrößerung des Durchmessers der kreisförmigen Antennenanordnung zwecks Erhöhung der Peilgenauigkeit unter Beibehaltung einer linearen Beziehung zwischen der Anzeige des Phasendiskriminators und der richtungsabhängigen Phasenänderung dadurch ermöglicht ist, daß aus der richtungsabhängigen Welle nach der Demodulation zueinander teilerfremde Harmonische, deren Amplituden beim jeweilig gegebenen Antennenabstand noch genügend groß sind und aus denen die Grundwelle wieder in richtiger Phasenlage herstellbar ist, ausgesiebt werden und daß aus diesen Harmonischen die Grundwelle für den Phasenvergleich mit der Bezugswelle wiederhergestellt wird.

2. Funknavigationssystem nach Anspruch 1, bei welchem die Empfangsstation eine Peilstation mit kommutierendem Anschalten von Einzelantennen ist, dadurch gekennzeichnet, daß in der Empfangsstation eine Zusatzantenne vorhanden ist und der Empfänger zwei Kanäle aufweist und daß die auf dem Umfang eines Kreises angeordneten Antennen nacheinander mit dem einen Kanal und die Zusatzantenne mit dem anderen Kanal verbunden sind, daß der der Zusatz-

antenne zugeordnete Kanal in seiner Frequenz um einen festen Betrag transponiert und alsdann mit dem Ausgang des anderen Kanals gemischt ist und daß eine Trägerfrequenz des festen Transponierungsbetrages durch ein Filter hinter der Mischstufe ausgesiebt ist.

3. Funknavigationssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, um aus jeder von zwei Harmonischen eine Impulsreihe entsprechender Wiederholungsfrequenz abzuleiten, die Phasenlage der Impulse einer der Reihen so zu korrigieren, daß entsprechende Impulse beider Reihen miteinander koinzidieren, und aus der aus der Koinzidenz sich ergebenden neuen Impulsreihe die Grundwelle herzustellen.

4. Funknavigationssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsdauer der Impulse geringer ist als die Differenz zwischen denW^Tiederholungsperioden der Folge höherer Wiederholungsfrequenz und der Folge nächsthöherer Wiederholungs- frequenz.

5. Funknavigationssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsdauer für alle Folgen dieselbe ist.

6. Funknavigationssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsdauer der Folge niedrigerer Wiederholungsfrequenz größer ist als die Impulsdauer der Folge höherer Wiederholungsfrequenz.

7. Funknavigationssystem nach einem der An-Sprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ableitung der Impulsreihen ein Phasendiskriminator vorgesehen ist, der so geschaltet ist, daß er Demodulationsprodukte erzeugt, die Schwebungen zwischen der Trägerkomponente der Eingangswelle und ihren Modulationsseitenbändern mit Ordnungszahlen entsprechen, die gleich denen der gewünschten Harmonischen sind, daß die empfangene modulierte Energie an den Eingang des Diskriminators angelegt ist und daß am Ausgang Mittel vorgesehen sind zur Trennung der sich ergebenden Demodulationsprodukte und daß ferner die ausgewählten Demodulationsprodukte jeweils an ein die Umformung in Impulsfolgen bewirkendes Glied angelegt sind.

8. Funknavigationssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator eine an sich bekannte Phasenbrücke enthält, die derart gespeist wird, daß an diametralen Eckpunkten dieser Brücke nach der Demodulation die gewünschten ungeraden bzw. geraden Harmonischen entstehen.

9. Funknavigationssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialtransformator des Diskriminators primärseitig über ein 90°-Phasenglied aus einem Transformator gespeist wird, welcher noch eine weitere Wicklung aufweist, die einerseits mit der Mitte der Sekundärwicklung des Differentialtransformators, andererseits über Widerstands-Kondensatorglieder und Gleichrichterstrecken mit jeder Ecke der Phasenbrücke verbunden ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Britische Patentschrift Nr. 594 530.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen