DE10130557A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern - Google Patents
Verfahren und Vorrichtung zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier SchalternInfo
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Abstract
Offenbart ist eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern zur Kompensation einer starken Verzerrung einer 3-Phasen-Anwendungsspannung aufgrund einer Spannungswelligkeit. Die Vorrichtung zur Spannungskompensation weist eine oberen und einen unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2), die miteinander in Serie geschaltet und derart eingerichtet sind, dass die eine Eingangsgleichspannung empfangen und die andere Gleichspannung in sich speichern, ein B4-Wechselrichter (2) mit vier Schaltern zur Versorgung eines 3-Phasen-Motors (1) mit Spannung, wenn er die geladene Spannung von jedem der Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren (C1, C2) erhält, eine Diodenbrücke, die eine Wechselspannung von einer Wechselspannungsquelle erhält, die empfangene Wechselspannung in eine Gleichspannung gleichrichtet und die gleichgerichtete Gleichspannung auf den oberen und den unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2) als Eingangsgleichspannung aufschaltet, und einen Triac (T) auf, der mit einem Eingangsanschluss von ihm mit einer Leitung der Wechselspannungsquelle verbunden ist und mit einem Ausgangsanschluss von ihm mit einem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2) verbunden ist, wobei der Triac (T) zur Steuerung, ob der obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2) mit der Gleichspannung geladen werden bzw. nicht ...
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und
ein Verfahren zur Kompensation einer in einem 3-Phasen-Wechselrichter
mit vier Schaltern erzeugten Spannungswel
ligkeit und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfah
ren zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechsel
richter mit vier Schaltern, um die starke Verzerrung in
einer eingespeisten 3-Phasen-Spannung aufgrund einer Span
nungswelligkeit zu kompensieren.
Im Allgemeinen sind 3-Phasen-Wechselrichterschaltungen be
kannt, die, wie in Fig. 1 dargestellt, sechs Leistungsele
mente verwenden, um Spannungen der Phase a, b und c zu er
zeugen. Sobald diese Phasenspannungen einem Motor zuge
führt werden, dreht sich der Motor.
Solche Wechselrichterschaltungen sind jedoch aufwendig, da
sie sechs Leistungsschaltelemente verwenden. Um die Kosten
solcher Wechselrichterschaltungen zu verringern, wurde ei
ne Wechselrichterschaltung vorgeschlagen, die vier Schal
ter zur Steuerung eines 3-Phasen-Motors verwendet. Ein
Beispiel einer solchen Wechselrichterschaltung ist in
Fig. 2 dargestellt.
Fig. 2 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, das ei
nen herkömmlichen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schal
tern zeigt. Wie in Fig. 2 dargestellt, weist der herkömm
liche 3-Phasen-Wechselrichter beispielsweise eine Mo
torsteuerung zur Steuerung eines elektronischen 3-Phasen-Motors
1, ein Paar Gleichspannungs-Verbindungskondensa
toren bzw. einen oberen Gleichspannungs-Verbindungs
kondensator C1 und einen unteren Gleichspannungs-Verbin
dungskondensator C2 auf, die miteinander in Serienschal
tung verbunden und so eingerichtet sind, dass sie eine von
einer Wechselspannung gleichgerichtete Gleichspannung er
halten und die Gleichspannung dort speichern. Die 3-Phasen-Motorsteuerung
weist ebenso eine B4-Wechselrichterstufe
2 auf, die so eingerichtet ist, dass sie sich in Ab
hängigkeit eines Schaltersteuerungssignals an- oder aus
schaltet, wenn die Gleichspannung von jedem der Kondensa
toren C1 und C2 zugeführt wird, wobei sie auf diese Weise
eine zur Drehung des 3-Phasen-Motors 1 angepasste 3-Phasen-Spannung
liefert. Der 3-Phasen-Motor 1 ist mit ei
nem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 gekop
pelt, die mit entsprechenden Schalteranschlüssen des B4-Wechselrichters
2 gekoppelt sind.
Im Fall der Verwendung von vier Schaltern sind die der c-Phase
zugeordneten Elemente weggelassen. In diesem Fall
ist der c-Phasen-Anschluss des Motors mit dem Verbindungs
knoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspan
nungs-Verbindungskondensator C1 und C2 verbunden.
Wenn in der oben beschriebenen Konfiguration dem oberen
und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1
und C2 eine Gleichspannung zugeführt wird, werden diese
Kondensatoren C1 und C2 mit der zugeführten Spannung gela
den. Die geladene Spannung von jedem Kondensator wird dem
B4-Wechselrichter 2 zugeführt.
Der mit der geladenen Spannung versorgte B4-Wechselrichter
2 liefert Phasenspannungen an den Motor 1 sowie dessen
Schalter ein- oder ausgeschaltet werden. Wie in den
Fig. 4a bis 4d dargestellt, weist der B4-Wechselrichter 2
vier Schaltzustände auf. Die folgende Beschreibung ist in
Verbindung mit dem Fall angegeben, in dem der 3-Phasen-Motor
ein Y-Verbindungsschema aufweist. In der folgenden
Beschreibung bedeutet "0" einen EIN-Zustand der oberen
Schaltelemente in dem B4-Wechselrichter 2, wohingegen "1"
einen EIN-Zustand der unteren Schaltelemente bedeutet.
Wenn der B4-Wechselrichter 2 einen Zustand <0, 0< besitzt,
sind die entsprechenden Schalter der Zweige S1 und S2 ein
geschaltet, wohingegen die entsprechenden oberen Schalter
der Zweige S1 und S2 ausgeschaltet sind.
Wenn nur die oberen Schalter, die jeweils den vier Span
nungsvektoren des B4-Wechselrichters 2 entsprechen, einge
schaltet sind, dies ist im Zustand <1, 1<, wird die im
oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 geladene
Spannung V1 dem 3-Phasen-Motor 1 zugeführt. In diesem Zu
stand wird keine Spannung vom unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator C2 dem 3-Phasen-Motor 1 zugeführt.
Auf der anderen Seite wird, wenn nur die unteren Schalter
eingeschaltet sind, dies ist in einem Zustand <0, 0<, die
in dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C2
geladene Spannung V2 dem 3-Phasen-Motor zugeführt. In die
sem Zustand wird keine Spannung vom oberen Gleichspan
nungs-Verbindungskondensator C1 dem 3-Phasen-Motor 1 zuge
führt.
Um eine Drehung des 3-Phasen-Motors 1 zu ermöglichen, ist
es nötig, wie in Fig. 3 dargestellt, Spannungen Va, Vb
und Vc mit drei Phasen zu erzeugen, die zueinander eine
Phasendifferenz von 120° aufweisen.
Um diese Spannungen von drei Phasen zu erzeugen, ist einer
der 3 jeweils auf den 3-Phasen-Motor 1 aufgeschalteten
3-Phasen-Spannungsvektoren des B4-Wechselrichters 2 mit dem
Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 verbun
den, und sind die verbleibenden zwei Spannungsvektoren mit
entsprechenden Zweigen zwischen den oberen Schaltern und
den zugeordneten unteren Schaltern verbunden.
Weiterhin wird der Verbindungsknoten zwischen dem oberen
und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1
und C2 mit einem Spannungsvektor mit einer invertierten
Phase beaufschlagt, um Spannungen mit der gleichen Wirkung
wie ausgeglichene 3-Phasen-Spannungen zu erzeugen. Als Er
gebnis werden Spannungsvektoren erzeugt, die in Fig. 2
jeweils mit "Vu" und "Vw" bezeichnet sind. Diese Span
nungsvektoren dienen als jeweilige Schaltfunktionen der
Zweige S1 und S2 in dem B4-Wechselrichter 2.
Die Spannungsvektoren Vu und Vw dienen zur Erzeugung von
ausgeglichenen 3-Phasen-Spannungen in Verbindung mit einer
Spannung mit Null-Phase. D. h., es ist bei Verwendung von
vier Schaltern möglich, ausgeglichene 3-Phasen-Spannungen zu
erhalten.
Wie in Fig. 3 dargestellt, weisen die zwei von dem B4-Wechselrichter
2 erzeugten Spannungsvektoren Vu und Vw
zwischen sich eine Phasendifferenz von 60° auf. In dem
Fall, in dem wie oben genannt, die c-Phase des 3-Phasen-Motors
mit dem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und
dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und
C2 verbunden ist, ist die Phase des Spannungsvektors Vu in
Bezug auf die a-Phasenspannung Va um 30° verzögert.
Wenn der B4-Wechselrichter 2 mittels Pulsweiten-
modulierter Impulse (PWM) gesteuert wird, ist es daher
möglich, den 3-Phasen-Motor 1 mittels einer Schaltlogik
des B4-Wechselrichters 2 zu steuern, die in der folgenden
Gleichung 1 ausgedrückt ist:
wobei "θ" die Rotorstellung bezeichnet, "ma" die Modulati
onsrate bezeichnet und "Tsamp" die Schalttaktzeit bezeich
net.
Die obige Gleichung 1 bezieht sich auf den Fall, in dem
die c-Phase des 3-Phasen-Motors mit dem Verbindungsknoten
zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator verbunden ist. Unter Bezugnahme auf
die Gleichung 1 kann ersehen werden, dass die Spannungen
Vw und Vu zwischen sich eine Phasendifferenz von 60° auf
weisen und die Spannung Vu gegenüber der Spannung Va in
Bezug auf die Phase um 30° verzögert ist. D. h., für die
Taktzeit gibt es eine EIN-Zeit, die sich zwischen der Pha
sendifferenz und der Phasenverzögerung erstreckt.
Entsprechend kann die Taktzeit mittels der EIN-Zeit ge
steuert werden. Aus diesem Grund ist es möglich, den 3-Phasen-Motor
mittels vier Schaltelementen zu steuern.
Die Zwischenspannung in dem sogenannten herkömmlichen B4-Wechselrichter
entspricht der an dem oberen Gleichspan
nungs-Verbindungskondensator anliegenden Spannung oder der
am unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anlie
genden Spannung gemäß dem Schaltzustand des B4-Wechselrichters.
Da sich jedoch die Zwischenspannung von
dem nur einem Kondensator, nämlich dem oberen oder dem un
teren Gleichspannungs-Verbindungskondensator, gelieferten
Strom ergibt, ist die Spannungswelligkeit von jedem Kon
densator beträchtlich hoch. Wenn die jeweiligen an den
Kondensatoren anliegenden Spannungen gleich zueinander
sind, tritt keine Phasenveränderung bei den 3-Phasen-Spannungsvektoren
auf. Wenn jedoch die jeweiligen an den
Kondensatoren anliegenden Spannungen voneinander unter
schiedlich sind, können die den Schaltzuständen entspre
chenden Zwischenspannungen unterschiedliche Beträge und
unterschiedliche Phasen aufweisen, was zu einem Leistungs
rückgang führt. Wenn beispielsweise die an dem oberen
Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung
V1 und die an dem unteren Gleichspannungs-Verbindungs
kondensator anliegende Spannung V2 gleich zueinander sind,
sind, wie auf der linken Seite der Fig. 5 dargestellt,
die von dem B4-Wechselrichter erzeugten Spannungsvektoren
rechtwinklig zueinander. Wenn jedoch die Spannungen V1 und
V2 voneinander verschieden sind, werden, wie auf der rech
ten Seite von Fig. 5 dargestellt, in Bezug auf Betrag und
Phase verzerrte Spannungsvektoren erzeugt. Wenn die Span
nungen V1 und V2 gleich zueinander sind, wird weiterhin,
wie auf der linken Seite von Fig. 6 dargestellt, eine
Normalspannung V* eingespeist. Wenn jedoch die Spannungen
V1 und V2 voneinander verschieden sind, werden wie auf der
rechten Seite in Fig. 6 dargestellt in Bezug auf Betrag
und Phase verzerrte Spannungen eingespeist, was zu einem
Leistungsrückgang führt.
Die folgende Erfindung wurde mit Blick auf die oben ge
nannten Probleme beim Stand der Technik gemacht, und es
ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung und ein
Verfahren zur Spannungskompensation mittels vier Schalter
für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, die in der Lage
sind, eine Spannungswelligkeit zu kompensieren.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrich
tung und ein Verfahren zur Spannungskompensation mittels
vier Schaltern für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, bei
denen entsprechende Ladepfade eines oberen und eines unte
ren Gleichspannungs-Verbindungskondensators zur Spannungs
versorgung eines B4-Wechselrichters voneinander verschie
den sind, um ein Spannungsungleichgewicht zu verringern,
wobei auf diese Weise ein Leistungsrückgang vermieden
wird.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrich
tung und ein Verfahren zur Spannungskompensation mittels
vier Schaltern für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, bei
denen die Spannung an einem Verbindungsknoten zwischen
zwei miteinander in Serie geschalteten Kondensatoren mit
einer Gleichspannungs-Verbindungsspannung, die in die Kon
densatoren geladen wird, zu vergleichen, um Schaltvorgänge
gemäß eines Dreiecksignal-Vergleichsalgorithmus mittels
eines Gleichspannungs-Offsets zu kompensieren, der der
Differenz zwischen den verglichenen Spannungen entspricht,
wobei auf diese Weise eine von der Spannungswelligkeit
herrührende starke Verzerrung einer eingespeisten 3-Phasen-Spannung
kompensiert wird.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrich
tung und ein Verfahren zur Spannungskompensation mittels
vier Schaltern für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, die
in der Lage sind, eine Spannungskompensation der Schalt
funktionen gemäß eines Dreiecksignal-Vergleichsalgorithmus
unabhängig vom Verbindungstyp des zu steuernden Motors,
beispielsweise ein Y-Verbindungstyp oder ein Δ-Verbin
dungstyp, zu ermöglichen.
Diese Aufgaben werden erfindungsgemäß durch eine Vorrich
tung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie ein Verfahren
mit den Merkmalen des Anspruchs 2 bzw. des Anspruchs 6 ge
löst. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und
vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Gemäß einer Ausführungsform schafft die vorliegende Erfin
dung eine Vorrichtung zur Spannungskompensation für einen
3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern mit einem obe
ren und einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensa
tor, die miteinander in Serie geschaltet und zum Empfang
einer Eingangsgleichspannung und zur Ladung der Gleich
spannung in ihnen eingerichtet sind, mit einem B4-Wechsel
richter mit vier Schaltern zur Spannungsversorgung eines
3-Phasen-Motors 1 beim Empfang der geladenen Spannung von
jedem der Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren, mit
Gleichrichtungsmitteln zum Empfang einer Wechselspannung
von einer Wechselspannungsquelle, die die empfangene Wech
selspannung in eine Gleichspannung gleichrichten und die
gleichgerichtete Gleichspannung dem oberen und dem unteren
Gleichspannungs-Verbindungskondensator zuführen, und mit
einem Triac, der mit einem Eingangsanschluss von ihm an
eine Leitung der Wechselspannungsquelle angeschlossen ist,
während an einen Ausgangsanschluss von ihm ein Verbin
dungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleich
spannungs-Verbindungskondensator angeschlossen ist, wobei
der Triac dazu dient, zu steuern, ob der obere bzw. der
untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator mit der
Gleichspannung geladen wird oder nicht geladen wird.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform schafft die Erfindung
ein Verfahren zur Spannungskompensation eines 3-Phasen-Wechselrichters
mit vier Schaltern mit den folgenden
Schritten:
Erfassung eines Null-Durchgangs einer Eingangswech selspannung mittels eines Interrupts mit einer Frequenz von 120 Hz,
Ermitteln der Spannungen, die jeweils an dem mit der Eingangsspannung geladenen oberen bzw. unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegen, um auf diese Weise bei den Kondensatorspannungen auftretende Spannungswelligkeiten zu erfassen,
Steuerung einer Zeitverzögerung ab dem Null-Durchgangspunkt in Abhängigkeit der ermittelten Welligkei ten und
Erzeugung eines Triac-Steuerungssignals, um auf diese Weise den Triac einzuschalten, wenn die gesteuerte Zeit verzögerung abläuft.
Erfassung eines Null-Durchgangs einer Eingangswech selspannung mittels eines Interrupts mit einer Frequenz von 120 Hz,
Ermitteln der Spannungen, die jeweils an dem mit der Eingangsspannung geladenen oberen bzw. unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegen, um auf diese Weise bei den Kondensatorspannungen auftretende Spannungswelligkeiten zu erfassen,
Steuerung einer Zeitverzögerung ab dem Null-Durchgangspunkt in Abhängigkeit der ermittelten Welligkei ten und
Erzeugung eines Triac-Steuerungssignals, um auf diese Weise den Triac einzuschalten, wenn die gesteuerte Zeit verzögerung abläuft.
Der Schritt der Erzeugung des Triac-Steuerungssignals kann
einen Unterschritt zur Erzeugung des Triac-Steuerungs
signals in Abhängigkeit einer negativen Polarität (-) der
Eingangswechselspannung umfassen, wenn die an dem oberen
Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung
höher als die an dem unteren Gleichspannungs-Verbindungs
kondensator anliegende Spannung ist.
Der Schritt der Erzeugung des Triac-Steuerungssignals kann
weiterhin einen Unterschritt zur Erzeugung des Triac-Steuerungssignals
in Abhängigkeit einer positiven Polari
tät (+) der Eingangswechselspannung aufweisen, wenn die an
dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anlie
gende Spannung größer als die an dem oberen Gleichspan
nungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung ist.
Das Triac-Steuerungssignal kann zu einem Zeitpunkt erzeugt
werden, zu dem die Eingangswechselspannung einen bestimm
ten Spannungswert erreicht hat.
Die oben genannten Aufgaben und weitere Merkmale und Vor
teile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden
detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnun
gen deutlicher, von denen:
Fig. 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei
nen herkömmlichen 3-Phasen-Wechselrichter mit sechs Schal
telementen zeigt,
Fig. 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei
nen herkömmlichen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schal
tern zeigt,
Fig. 3 ein Diagramm ist, das 3-Phasen-Spannungsvektoren
einer Phasendifferenz von 120° zueinander zusammen mit
2-Phasen-Spannungsvektoren mit einer Phasendifferenz von 60°
zwischen ihnen zeigt, wobei die Spannungsvektoren zur Dre
hung eines 3-Phasen-Motors dienen,
Fig. 4a bis 4d schematische Schaltungsdiagramme sind,
die jeweils verschiedenen Verbindungen zwischen einem
y-Verbindungs-3-Phasen-Motor und einer Gleichspannungsver
bindung jeweils gemäß verschiedenen Schalterzuständen in
der Konfiguration der Fig. 2 zeigen,
Fig. 5 ein Diagramm ist, das für die Konfiguration der
Fig. 2 die erzeugten Spannungsvektoren jeweils für den
Fall, in dem die an dem oberen und dem unteren Kondensator
anliegenden Spannungen gleich zueinander sind, und für den
Fall zeigt, in dem die am unteren Kondensator anliegende
Spannung größer als die am oberen Kondensator anliegende
Spannung ist,
Fig. 6 ein Diagramm ist, das für die Konfiguration der
Fig. 2 aktuelle Spannungsvektoren zeigt, die jeweils für
den Fall, in dem die am oberen bzw. am unteren Kondensator
anliegenden Spannungen gleich zueinander sind, und für den
Fall zeigt, in dem die am unteren Kondensator anliegende
Spannung größer als die am oberen Kondensator anliegende
Spannung ist,
Fig. 7A ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei
nen Wechselrichter zeigt, der durch Hinzufügung eines
Gleichrichtungs-Schaltkreises zu der Konfiguration der
Fig. 2 aufgebaut wurde,
Fig. 7B ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei
nen Schaltkreis zur Spannungswelligkeitskompensation für
einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern gemäß der
vorliegenden Erfindung zeigt,
Fig. 8 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei
nen Wechselrichter zeigt, der durch Hinzufügung eines
Spannungsverteilungsschaltkreises zu der Konfiguration der
Fig. 2 aufgebaut wurde,
Fig. 9 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei
nen Schaltkreis zur Spannungskompensation für einen
3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern gemäß der vorlie
genden Erfindung zeigt,
Fig. 10A und 10B Leitungspfad-Diagramme sind, die Lade
vorgänge bzw. Entladevorgänge zeigen, die in der Konfigu
ration der Fig. 9 gemäß Schaltvorgängen eines Triacs
durchgeführt werden,
Fig. 11 ein Wellenform-Diagramm ist, das die Ansteuerung
des Triacs in Abhängigkeit der angeschlossenen Wechsel
spannung zeigt, und
Fig. 12 ein Flussdiagramm ist, das ein Verfahren zur
Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter
mit vier Schaltern gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 9 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, das die
Konfiguration eines Schaltkreises zur Spannungskompensati
on für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern
gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in Fig. 9
dargestellt, weist der Schaltkreis zur Spannungskompensa
tion einen oberen und einen unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator C1 und C2 auf, die miteinander in
Serie verbunden sind und zum Empfang einer Eingangsgleich
spannung und zum Speichern der Eingangsgleichspannung in
ihnen eingerichtet sind. Der Schaltkreis zur Spannungskom
pensation weist ebenso eine B4-Wechselrichterstufe 2, die
mittels vier Schaltern Spannungen an einem 3-Phasen-Motor
1 liefert, wenn sie die geladene Spannung von jedem der
Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren C1 und C2 erhält,
und eine Diodenbrücke BD auf, die eine Wechselspannung von
einer Wechselspannungsquelle erhält und die erhaltene
Wechselspannung in eine Gleichspannung, nämlich die Ein
gangsgleichspannung, gleichrichtet. Der Schaltkreis zur
Spannungskompensation weist weiterhin einen Triac T auf,
der an einem Eingangsanschluss von ihm mit einer Leitung
der Wechselspannungsquelle verbunden ist, während er an
einem Ausgangsanschluss von ihm mit einem Verbindungskno
ten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator C1 und C2 verbunden ist. Der Triac
T dient dazu, zu kontrollieren, ob die Kondensatoren C1
und C2 mit der Gleichspannung geladen bzw. nicht geladen
werden.
Nun wird der Betrieb, die Funktion und die Wirkung des
Schaltkreises zur Spannungskompensation mit der oben ge
nannten Konfiguration gemäß der vorliegenden Erfindung im
Detail beschrieben.
Fig. 7A zeigt den Fall, in dem eine B4-Wechselrichter
stufe bei einem allgemeinen Gleichrichtungsschaltkreis an
gewendet wird, um eine Spannungswelligkeit zu kompensie
ren.
In dem Fall der Fig. 7A wird eine von der Diodenbrücke
gleichgerichtete Gleichspannung immer in die Kondensatoren
C1 und C2 entlang eines Pfads Pfad 1 gespeichert, wenn die
Gleichspannung auf die B4-Wechselrichter aufgeschaltet
wird. Entsprechend werden die Kondensatoren C1 und C2 mit
der gleichen Ladungsmenge geladen.
Da die Kondensatoren C1 und C2 mit der gleichen Ladungs
menge geladen werden, wird trotz der Tatsache, dass wegen
der Charakteristiken einer B4-Wechselrichterstufe mit vier
Schaltern die am Kondensator C1 anliegende Spannung klei
ner als die am Kondensator C2 anliegende Spannung ist, der
Kondensator C1 mit einer Spannung von 110 V aufgeladen,
wohingegen der Kondensator C2 mit einer Spannung von 220 V
aufgeladen wird. Der gleiche Effekt tritt in dem Fall ein,
in dem die am Kondensator C1 anliegende Spannung größer
als die am Kondensator C2 anliegende Spannung ist.
Aus diesem Grund ist es dort, wo eine große Spannungswel
ligkeit erzeugt wird, notwendig, eine Spannungskompensati
on mittels einer Schaltung unter Berücksichtigung des La
depfads vorzusehen. Selbstverständlich kann, wenn eine ge
ringe Spannungswelligkeit erzeugt wird, die Spannungskom
pensation durch Verwendung eines Software-Programms er
reicht werden.
Entsprechend ist in der vorliegenden Erfindung beabsich
tigt, eine Spannungskompensation durch Verwendung der Cha
rakteristiken eines Spannungsverteilschaltkreises zu er
reichen.
Vor einer Beschreibung der vorliegenden Erfindung wird der
Spannungsverteilschaltkreis für den Fall beschrieben, in
dem der Spannungsverteilschaltkreis wie in Fig. 8 darge
stellt bei einer B4-Wechselrichter angewendet wird.
In der Schaltungskonfiguration der Fig. 8 haben die Kon
densatoren C1 und C2 jeweils verschiedene Ladepfade. Da es
keine Gelegenheit gibt, bei der die Kondensatoren C1 und
C2 gleichzeitig geladen werden, wird nur der Kondensator
geladen, bei dem eine Spannungswelligkeit erzeugt wird.
Wenn jedoch ein solcher Spannungsverteilschaltkreis in Ge
genden mit einer 220-V-Stromversorgung verwendet wird,
kann die Verbindungsgleichspannung 660 V überschreiten,
also die Nennspannung für Leistungsschaltelemente. Aus
diesem Grund ist es nicht möglich, den Spannungsverteil
schaltkreis anzuwenden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird daher eine beabsich
tigte Spannungskompensation durch Verwendung der Charakte
ristiken eines Spannungsverteilschaltkreises und einer
allgemeinen Gleichrichterdiode erreicht. Dies wird im Zu
sammenhang mit Fig. 9 beschrieben.
Wenn in der in Fig. 8 dargestellten Konfiguration eine
Wechselspannung auf den Eingang gelegt wird, wird diese
mittels der Diodenbrücke BD gleichgerichtet und dann zu
einem oberen und einem unteren Gleichspannungs-Verbin
dungskondensator C1 und C2 geleitet, so dass sie den obe
ren und den unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator
C1 und C2 auflädt.
Wenn der Triac T während des vorgenannten Ladevorgangs in
seinem AUS-Zustand ist, werden der obere und der untere
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2, wie in
Fig. 10A dargestellt, gleichzeitig mit der gleichgerich
teten Spannung geladen. Wenn der Triac T in seinen EIN-Zustand
geschaltet wird, werden verschiedene Ladepfade ge
schaffen, nämlich die Pfade Pfad 1 und Pfad 2, da eine
Leitung der Wechselspannungsquelle, wie in Fig. 10B dar
gestellt, mit dem Verbindungsknoten zwischen dem oberen
und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1
und C2 verbunden ist, die miteinander in Serie verbunden
sind.
Wie in Fig. 11A dargestellt, weist eine Wechselspannung
Polaritäten auf, die als positive Spannung bzw. als nega
tive Spannung definiert werden. Aufgrund der Charakteri
stiken der Diodenbrücke sind die den positiven bzw. den
negativen Spannungen entsprechenden Stromflüsse voneinan
der verschieden. Im Fall der Fig. 10A fließt Strom in ei
ne durch den Pfeil mit durchgestrichener Linie gezeigte
Richtung, wenn die Wechselspannung eine positive Polarität
hat. Auf der anderen Seite fließt Strom in eine mit einer
unterbrochenen Linie angegebenen Richtung, wenn die Wech
selspannung eine negative Polarität hat. Selbstverständ
lich ist in diesem Zustand der Triac in seinem AUS-Zustand.
In dem Fall der Fig. 10B wird der obere Gleich
spannungs-Verbindungskondensator C1 geladen, wenn die
Polarität der Wechselspannung positiv ist. Auf der anderen
Seite wird der untere Gleichspannungs-Verbindungskonden
sator C2 geladen, wenn die Wechselspannung eine negative
Polarität hat.
Wenn daher festgestellt wird, dass die am oberen
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anliegende Span
nung kleiner ist als die am unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator C2 anliegende Spannung, wird der
Triac in seinen EIN-Zustand geschaltet, wenn die Eingangs
spannung eine positive Polarität hat, wobei auf diese Wei
se ein erster Strompfad geschaltet wird. Wenn ermittelt
wird, dass die am unteren Gleichspannungs-Verbindungskon
densator C2 anliegende Spannung kleiner als die am oberen
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anliegende Span
nung ist, wird der Triac in Abhängigkeit einer negativen
Polarität der Eingangsspannung in seinen AUS-Zustand ge
schaltet, wobei auf diese Weise ein zweiter Strompfad ge
schaltet wird.
Auf diese Weise ist es möglich, das vom gleichzeitigen La
den des oberen und des unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensators C1 und C2 herrührende Problem zu
lösen, indem diese Kondensatoren über verschiedene Lade
pfade geladen werden.
Aus diesem Grund ist es nötig, den Triac in Abhängigkeit
der Polarität der Eingangsspannung zu steuern, wobei die
am Kondensator C1 bzw. C2 anliegenden Spannungen miteinan
der verglichen werden. Da es nicht möglich ist, den Triac
auszuschalten, wird die tatsächliche Ladezeit von dem
Zeitpunkt bestimmt, zu dem der Triac in seinen EIN-Zustand
geschaltet wird. In anderen Worten ausgedrückt, wird die
Zeitdauer, für die das Laden der Kondensatoren C1 und C2
im EIN-Zustand des Triacs durchgeführt wird, wie in Fig.
11 dargestellt, in dem Maße erhöht, in dem die Zeitverzö
gerung verringert wird. Ein Interrupt zum Schalten des
Triacs wird zu einem bestimmten Punkt der Eingangsspannung
erzeugt. Der Interrupt ist zur Steuerung der Menge an ge
ladener Spannung vorgesehen. Um ein Aufladen der Kondensa
toren C1 und C2 mit der gleichen Spannung zu ermöglichen,
ist es erforderlich, den Ladegrad für den ungenügend auf
geladenen Kondensator zu steuern. Der Ladegrad wird davon
bestimmt, um wieviel Zeit der Zeitpunkt, zu dem der Triac
eingeschaltet wird, dem Null-Durchgangspunkt der Eingangs
spannung vorauseilt.
Wenn daher die Zeitverzögerung für den Zeitpunkt, zu dem
der Triac geschaltet wird, in Bezug auf den Null-Durchgangspunkt
der Eingangsspannung geeignet gewählt
wird, ist es möglich, den Ladegrad zu steuern, da der Triac
zu einem bestimmten Punkt der Eingangsspannung einge
schaltet wird. Wenn die Eingangsspannung kleiner als die
geladene Spannung ist, wird der Triac ausgeschaltet, wobei
auf diese Weise der Ladevorgang beendet wird. Wenn die
Eingangsspannung eine Frequenz von 60 Hz hat, ist das In
tervall der Null-Durchgangspunkte 120 Hz.
Zur Steuerung des Motors wird daher die Polarität der Ein
gangsspannung, bei der der Triac eingeschaltet wird, be
stimmt, wobei die an den Kondensatoren C1 bzw. C2 anlie
genden Spannungen miteinander verglichen werden. Anschlie
ßend wird die Zeitverzögerung für den EIN-Zustand des
Triacs bestimmt, so dass es möglich ist, den Triac zu ei
nem Zeitpunkt einzuschalten, der gegenüber dem Null-Durchgangspunkt
der Eingangsspannung um die bestimmte
Zeitverzögerung verzögert ist. Sowie der Triac eingeschal
tet wird, wird der Ladevorgang des zugeordneten Kondensa
tors durchgeführt. Die Steuerung, die es ermöglicht, dass
die an den Kondensatoren C1 bzw. C2 anliegenden Spannungen
gleich zueinander sind, wird durch geeignetes Erhöhen oder
Verringern der Zeitverzögerung erreicht.
In Fig. 11 stellt Vt den Wert der Eingangsspannung zu dem
Zeitpunkt dar, zu dem der Triac eingeschaltet wird. Nur
wenn die Spannung Vt größer als die am zu ladenden Konden
sator anliegende Spannung ist, wird der Triac in seinen
leitenden Zustand gebracht, wobei er auf diese Weise ein
Laden des Kondensators ermöglicht.
Der vorgenannte Steuervorgang wird nun in Beziehung zu
Fig. 7B im Detail beschrieben. Ein in der Fig. 7B darge
stellter Mikrocomputer ermittelt die jeweils am oberen
bzw. unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1
bzw. C2 anliegende Spannung, wobei auf diese Weise der Be
trag der Spannungswelligkeit ermittelt wird. Aufgrund des
Betrags der Spannungswelligkeit steuert der Mikrocomputer
die Zeitverzögerung für den EIN-Zustand des Triacs.
Wenn beispielsweise die Spannungswelligkeit gering ist,
wird die Zeitverzögerung dementsprechend verringert, um
die Ladezeit für den zugeordneten Kondensator zu erhöhen.
Wenn auf der anderen Seite die Spannungswelligkeit hoch
ist, wird die Zeitverzögerung entsprechend erhöht, um die
Ladezeit für den zugeordneten Kondensator zu verringern.
Nach der Zeitverzögerung wird ein Triac-Steuersignal aus
gegeben. Dies bedeutet, dass der Microcomputer, wie in
Fig. 11B dargestellt, ein Triac-Signal in Abhängigkeit ei
ner negativen Polarität (-) der Eingangswechselspannung
erzeugt, wenn er feststellt, dass die am oberen
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anliegende Span
nung Vc1 größer als die am unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator C2 anliegende Spannung Vc2 ist
(Vc1 < Vc2), wobei auf diese Weise der Triac T geschaltet
wird.
Sowie der Triac T eingeschaltet wird, wird der untere
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C2 über den Pfad
Pfad 2, wie in Fig. 10B dargestellt, geladen.
Nachdem wie in Fig. 11 dargestellt, die Wechselspannung
den Wert Vt zu dem Zeitpunkt besitzt, zu dem der Mikrocom
puter das Triac-Steuersignal erzeugt, wird der Ladevorgang
des unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensators C2
durchgeführt, wenn die am Kondensator C2 anliegende Span
nung kleiner als der Betrag von Vt ist.
Wenn andererseits die am unteren Gleichspannungs-Verbin
dungskondensator C2 anliegende Spannung Vc2 größer als die
am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anlie
gende Spannung Vc1 ist (Vc2 < Vc1), erzeugt der Mikrocom
puter das Triac-Signal in Abhängigkeit einer positiven Po
larität (+) der Eingangswechselspannung, wobei auf diese
Weise der Triac T eingeschaltet wird.
Sowie der Triac T eingeschaltet wird, wird der obere
Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 über den Pfad
Pfad 1, wie in Fig. 10B dargestellt, geladen.
Die geladene Spannung kann durch Steuerung der Zeitverzö
gerung auf der Grundlage des Betrags der Spannungswellig
keit gesteuert werden.
Fig. 7B zeigt einen Schaltkreis zur Kompensation der
Spannungswelligkeit für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit
vier Schaltern gemäß einer anderen Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. In Fig. 7 sind die Elemente, die
jeweils denen in Fig. 9 entsprechen, mit den gleichen Be
zugszeichen versehen. Wie in Fig. 7B dargestellt, weist
der Schaltkreis zur Spannungswelligkeitkompensation einen
oberen bzw. einen unteren Gleichspannungs-Verbindungskon
densator C1 bzw. C2 auf, die miteinander in Serie geschal
tet und so eingerichtet sind, dass sie eine Eingangs
gleichspannung erhalten und die Gleichspannung in sich
speichern. Der Schaltkreis zur Spannungswelligkeitkompen
sation weist ebenso eine B4-Wechselrichterstufe 2 auf, die
derart eingerichtet ist, dass sie in Abhängigkeit eines
Schaltersteuerungssignals ein- oder ausgeschaltet wird,
wenn sie die geladene Spannung von jedem der Gleichspan
nungs-Verbindungskondensatoren C1 und C2 erhält, um einen
3-Phasen-Motor 1 zu drehen. Der 3-Phasen-Motor 1 ist mit
Schalterpfaden des B4-Wechselrichters 2 so gekoppelt, dass
er gedreht wird. Der Schaltkreis zur Kompensation der
Spannungswelligkeit weist weiterhin einen Mikrocomputer 3
zum Vergleich der Gleichverbindungsspannungen mit der
Spannung an dem Verbindungsknoten zwischen den Kondensato
ren C1 und C2 zum Ableiten einer Potentialdifferenz und
zum Kompensieren eines der abgeleiteten Potentialdifferenz
entsprechenden Gleichspannungs-Offsets auf. Nun wird der
Betrieb, die Funktion und die Wirkung dieses Schaltkreises
zur Kompensation einer Spannungswelligkeit im Detail be
schrieben.
In dem Fall der Verwendung von vier Schaltern werden der
obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskonden
sator C1 und C2, die in Serie geschaltet sind, mit einer
Gleichspannung geladen, sobald die Gleichspannung zuge
führt wird. Die in jedem Kondensator gespeicherte Spannung
wird dann dem 3-Phasen-Motor 1 in Form einer 3-Phasen-Spannung
zugeführt, die gemäß dem Schaltzustand des B4-
Wechselrichters 2 erzeugt wird.
Der B4-Wechselrichter hat, wie in Fig. 4 dargestellt,
vier Schaltzustände.
Wenn die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator
anliegende Spannung V1 und die am unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator anliegende Spannung V2 gleich zu
einander sind, sind die vom B4-Wechselrichter 2 erzeugten
Spannungsvektoren, wie auf der linken Seite der Fig. 5
dargestellt, senkrecht zueinander. Wenn jedoch die Span
nungen V1 und V2 voneinander verschieden sind, werden, wie
auf der rechten Seite der Fig. 5 dargestellt, in Bezug
auf Betrag und Phase verzerrte Spannungsvektoren erzeugt.
Weiterhin wird, wenn die Spannungen V1 und V2 gleich zu
einander sind, wie auf der linken Seite der Fig. 6 darge
stellt, eine Normalspannung V* aufgeschaltet. Wenn jedoch
die Spannungen V1 und V2 verschieden voneinander sind,
werden in Bezug auf Betrag und Phase verzerrte Spannungen
aufgeschaltet.
Ein solches Problem kann im Wesentlichen gelöst werden,
indem die Kapazität von jedem Kondensator erhöht wird. In
diesem Fall geht jedoch der Kostenvorteil aufgrund der
Verwendung von vier Schaltern verloren.
Um dieses Problem zu lösen, wurden verschiedene Verfahren
zum Erreichen einer Kompensation von Spannungswelligkeiten
bei Beibehaltung des Kostenvorteils vorgeschlagen. Nun
wird ein Beispiel eines solchen Verfahrens beschrieben.
In dem Fall eines Raumvektor-PWM-Verfahrens kann die
Schaltfunktion in einer Form ausgedrückt werden, die die
Spannungen V1 und V2 verwendet. Die folgende Gleichung ist
ein Beispiel der Schaltfunktionen zu einem bestimmten In
tervall:
Gemäß dem vorgenannten Verfahren wird zu jeder Zeit ein
aktueller Wert zur Anwendung in der Gleichung 2 eingele
sen, im Vergleich zu dem Fall, in dem die Spannungen V1
und V2 gleich zueinander sind.
Dieses Verfahren jedoch bringt eine komplizierte Rechnung
mit sich und erfordert den Einsatz eines Hochleistungs-Mikro
computers.
Aus diesem Grund versucht die vorliegende Erfindung ein
Verfahren vorzuschlagen, das in der Lage ist, Spannungs
welligkeiten einfach zu kompensieren, indem ein Dreiecksignal-Ver
gleichsverfahren im Gegensatz zum Raumvektor-PWM-Verfahren
angewendet wird.
In einer Konfiguration mit einem B4-Wechselrichter, wie im
Fall der Fig. 2, werden die Schaltfunktionen S1 und S2 in
dem Raumvektor-PWM-Verfahren durch die folgende Gleichung
3 ausgedrückt:
wobei "mf" eine Modulationsfunktion darstellt, die die Größe
eines Spannungsvektors anzeigt.
Aus dem in Fig. 3 dargestellten Vektordiagramm der aufge
schalteten Spannung kann ersehen werden, dass die
Spannungsvektoren Vu bzw. Vw, die den Schaltfunktionen S1
und S2 entsprechen, gegenüber der a-Phasenspannung Va um
30° bzw. 90° verzögert sind. Obwohl solche
Verzögerungswinkel von der Phase abhängen, die im Fall der
Fig. 2 an den Verbindungsknoten zwischen den
Kondensatoren angeschlossen ist, kann die gleiche Wirkung
erzielt werden.
Wenn beispielsweise während des Betriebs des 3-Phasen-Motors
Spannungswelligkeiten der Spannungen V1 und V2 er
zeugt werden, wird das Potential am Verbindungsknoten zwi
schen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver
bindungskondensator C1 und C2 verändert.
In diesem Fall werden die entsprechenden Potentiale an den
Knoten a und b durch die Veränderung des Potentials am
Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren verschoben.
Dies kann in Form von jeweiligen Gleichungen ausgedrückt
werden. Die Schaltfunktionen S1 und S2 können nämlich wie
folgt bestimmt werden:
wobei VDC die Gleichverbindungsspannung und VC2 die am unte
ren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende
Spannungswelligkeit darstellt.
Wenn die Spannungen V1 und V2 die gleiche Spannungswellig
keit beinhalten, sind die obigen Schaltfunktionen S1 und
S2 die gleichen wie die eines allgemeinen Dreiecksignal-Ver
gleichsverfahrens. Wenn jedoch die Spannungswelligkeit
der Spannung V2 größer als die Spannungswelligkeit der
Spannung V1 ist, wird gemäß dem oben genannten Verfahren
der Offset, der der Differenz zwischen diesen Spannungs
welligkeiten entspricht, der Schaltfunktion S1 bzw. der
Schaltfunktion S2 hinzuaddiert. Da die Kompensationswerte
für die Schaltfunktionen S1 und S2 in diesem Fall gleich zu
einander sind, werden ausglichene 3-Phasen-Spannungs
vektoren erzeugt.
Unter der Annähme, dass die Gleichverbindungsspannung kon
stant ist, kann die Kompensation nur auf der Grundlage des
Potentials am Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren
durchgeführt werden.
Wenn ein solches Kompensationsverfahren verwendet wird,
ist es möglich, ein vereinfachtes Dreiecksignal-Ver
gleichsverfahren zu verwenden. Ebenso erhöht sich dann
der Berechnungsaufwand nicht oder wenig, da Spannungswel
ligkeiten wie Gleichspannungs-Offsets kompensiert werden.
Dies bedeutet in anderen Worten, dass auch, wenn die
Schaltfunktionen S1 und S2 sich in Abhängigkeit der am
Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren im Fall eines
3-Phasen-Wechselrichters mit vier Schaltern angeschlosse
nen Phase verändern, die vorgeschlagene Gleichspannungs-Offset-Kompensation
gemäß der vorliegenden Erfindung bei
jedem System unabhängig von den Schaltfunktionen S1 und S2
angewendet werden kann, um die gleiche Wirkung zu erzie
len.
Weiterhin kann, auch wenn die Schaltfunktionen S1 und S2
sich in Abhängigkeit des Verbindungstyps des Motors, bei
spielsweise ein Y-Verbindungstyp oder ein Δ-Verbindungs
typ, verändern, die vorgeschlagene Gleichspannung-Offset-Kompensation
gemäß der vorliegenden Erfindung bei jedem
System unabhängig von den Schaltfunktionen S1 und S2 ange
wendet werden, um die gleiche Wirkung zu erzielen.
Wie aus der vorgenannten Beschreibung hervorgeht, schafft
die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfah
ren zur Spannungskompensation mit allgemeinen Gleichrich
tungsmitteln und einem Triac, der es ermöglicht, obere und
untere Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren, die je
weils zur Versorgung der B4-Wechselrichterstufe mit
Gleichspannungen eingerichtet sind, jeweils über verschie
dene Pfade aufzuladen, wobei auf diese Weise eine Steue
rung der Gleichverbindungsspannung ermöglicht wird und ei
ne Verringerung der Spannungswelligkeit erreicht und
gleichzeitig ein Leistungsrückgang minimiert wird. Auf
diese Weise kann das aufgrund der Verwendung der B4-Wechselrichterstufe
auftretende Problem, nämlich die Pha
senverzerrung, aufgrund von Spannungswelligkeiten, wir
kungsvoll eliminiert werden. Entsprechenderweise ermög
licht die vorliegende Erfindung die Verwendung einer B4-Wechselrichterstufe,
wobei der Kostenvorteil des B4-Wechselrichters
beibehalten wird.
Obgleich die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung
zu veranschaulichenden Zwecken angegeben wurden, werden
Fachleute erkennen, dass zahlreiche Veränderungen, Hinzu
fügungen und Ersetzungen möglich sind, ohne den Bereich
und Grundgedanken der Erfindung, so wie sie in den beglei
tenden Ansprüchen wiedergegeben ist, zu verlassen.
Claims (7)
1. Vorrichtung zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter
mit vier Schaltern mit:
wenigstens einem oberen und wenigstens einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator, die miteinander in Reihe geschaltet und so eingerichtet sind, dass sie eine Eingangsgleichspannung erhalten und jeweils die Gleich spannung in sich speichern,
einer B4-Wechselrichterstufe zur Bereitstellung einer 3-Phasen-Spannung mittels vier Schaltern, wenn sie die ge ladene Spannung von jedem der Gleichspannungs-Verbindungs kondensatoren erhält, und
mit einem Triac, der mit einem Eingangsanschluss von ihm mit einer Leitung einer Wechselspannungsquelle verbun den ist und mit einem Ausgangsanschluss von ihm mit einem Serienverbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensator verbunden ist, wobei der Triac zur Steuerung, ob der obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator mit der Eingangs gleichspannung geladen werden bzw. nicht geladen werden, betriebsfähig ist.
wenigstens einem oberen und wenigstens einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator, die miteinander in Reihe geschaltet und so eingerichtet sind, dass sie eine Eingangsgleichspannung erhalten und jeweils die Gleich spannung in sich speichern,
einer B4-Wechselrichterstufe zur Bereitstellung einer 3-Phasen-Spannung mittels vier Schaltern, wenn sie die ge ladene Spannung von jedem der Gleichspannungs-Verbindungs kondensatoren erhält, und
mit einem Triac, der mit einem Eingangsanschluss von ihm mit einer Leitung einer Wechselspannungsquelle verbun den ist und mit einem Ausgangsanschluss von ihm mit einem Serienverbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensator verbunden ist, wobei der Triac zur Steuerung, ob der obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator mit der Eingangs gleichspannung geladen werden bzw. nicht geladen werden, betriebsfähig ist.
2. Verfahren zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter
mit vier Schaltern mit den Schrit
ten:
Erfassung eines Null-Durchgangspunkts einer Eingangs wechselspannung mit einer doppelt so hohen Rate wie die Eingangswechselspannung,
Einlesen der an wenigstens einem oberen bzw. wenig stens einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskonden sator, die mit einer von der Eingangswechselspannung gleichgerichteten Gleichspannung geladen sind, anliegenden Spannungen, um auf diese Weise bei den Kondensatorspannun gen auftretende Spannungswelligkeiten zu erfassen,
Steuerung einer Zeitverzögerung von dem Null-Durchgangspunkt ab auf der Grundlage der ermittelten Wel ligkeiten, und
Erzeugung eines Triac-Steuersignals, wobei der Triac, der die Eingangsgleichspannung an den oberen und unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator liefert, einge schaltet wird, wenn die gesteuerte Zeitverzögerung ab läuft.
Erfassung eines Null-Durchgangspunkts einer Eingangs wechselspannung mit einer doppelt so hohen Rate wie die Eingangswechselspannung,
Einlesen der an wenigstens einem oberen bzw. wenig stens einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskonden sator, die mit einer von der Eingangswechselspannung gleichgerichteten Gleichspannung geladen sind, anliegenden Spannungen, um auf diese Weise bei den Kondensatorspannun gen auftretende Spannungswelligkeiten zu erfassen,
Steuerung einer Zeitverzögerung von dem Null-Durchgangspunkt ab auf der Grundlage der ermittelten Wel ligkeiten, und
Erzeugung eines Triac-Steuersignals, wobei der Triac, der die Eingangsgleichspannung an den oberen und unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator liefert, einge schaltet wird, wenn die gesteuerte Zeitverzögerung ab läuft.
3. Verfahren zur Spannungskompensation gemäß Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt
der Erzeugung des Triac-Steuersignals folgenden Schritt
aufweist:
Erzeugung des Triac-Steuersignals in Abhängigkeit ei ner negativen Polarität (-) der Eingangswechselspannung, wenn die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung größer als die am unteren Gleichspan nungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung ist.
Erzeugung des Triac-Steuersignals in Abhängigkeit ei ner negativen Polarität (-) der Eingangswechselspannung, wenn die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung größer als die am unteren Gleichspan nungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung ist.
4. Verfahren zur Spannungskompensation nach Anspruch 2
oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der
Schritt der Erzeugung des Triac-Steuersignals weiterhin
den folgenden Schritt aufweist:
Erzeugung des Triac-Steuersignals in Abhängigkeit ei ner positiven Polarität (+) der Eingangswechselspannung, wenn die am unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung größer ist als die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Span nung.
Erzeugung des Triac-Steuersignals in Abhängigkeit ei ner positiven Polarität (+) der Eingangswechselspannung, wenn die am unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung größer ist als die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Span nung.
5. Verfahren zur Spannungskompensation nach einem der
Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
dass das Triac-Steuersignal zu einem Zeitpunkt erzeugt
wird, zu dem die Eingangswechselspannung einen bestimmten
Spannungswert aufweist.
6. Verfahren zur Spannungskompensation bei einem 3-Phasen-Wechselrichter,
bei dem eine Phase einer 3-phasigen
elektrischen Last mit einem Verbindungsknoten zwischen ei
nem oberen und einem unteren Gleichspannungs-Verbindungs
kondensator verbunden ist, die miteinander in Reihe ge
schaltet und derart eingerichtet sind, dass sie jeweils
eine an sie angelegte Eingangsgleichspannung speichern,
wobei die übrigen Phasen der 3-phasigen Last mit jeweili
gen Schaltpfaden einer B4-Wechselrichterstufe verbunden
sind, mit den folgenden Schritten:
Erfassung der Eingangsgleichspannung,
Einlesen einer Spannung am Serienverbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator,
Erfassen eines Verhältnisses zwischen der Eingangs gleichspannung und der Spannung am Verbindungsknoten,
Steuerung der Beaufschlagung des oberen und des unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensators mit der Ein gangsgleichspannung in Abhängigkeit eines Gleichspannungs-Offsets, der dem ermittelten Spannungsverhältnis ent spricht, auf der Grundlage eines Dreiecksignal-Ver gleichsverfahrens zur Kompensation von Spannungswellig keiten bei der Ladung des oberen und des unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensators.
Erfassung der Eingangsgleichspannung,
Einlesen einer Spannung am Serienverbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator,
Erfassen eines Verhältnisses zwischen der Eingangs gleichspannung und der Spannung am Verbindungsknoten,
Steuerung der Beaufschlagung des oberen und des unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensators mit der Ein gangsgleichspannung in Abhängigkeit eines Gleichspannungs-Offsets, der dem ermittelten Spannungsverhältnis ent spricht, auf der Grundlage eines Dreiecksignal-Ver gleichsverfahrens zur Kompensation von Spannungswellig keiten bei der Ladung des oberen und des unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensators.
7. Verfahren zur Kompensation von Spannungswelligkeiten
nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
dass in dem Fall, in dem die am oberen bzw. am unteren
Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegenden Span
nungen verschieden voneinander sind, die Beaufschlagung
mit der Eingangsgleichspannung gemäß dem Dreiecksignal-Ver
gleichsalgorithmus gesteuert wird, der im Folgenden
ausgedrückt ist:
wobei VDC die Eingangsgleichspannung darstellt und VC2 die Spannungswelligkeit bei dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator darstellt.
wobei VDC die Eingangsgleichspannung darstellt und VC2 die Spannungswelligkeit bei dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator darstellt.
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