DE10112834C1 - Einrichtung zur direkten Signalmischung eines modulierten Lichtempfangssignals mit einer hochfrequenten Wechselspannung - Google Patents

Abstract

Erfindungsgegenstand ist eine Einrichtung zur direkten (In-situ-)Signalmischung, vorzugsweise unter Verwendung von kathodenseitig verbundenen antiseriell geschalteten Metall-Schottky-Metall-(MSM-)Fotodioden. Erfindungsgemäß wird an der gemeinsamen Kathode (5) der beiden Schottky-Dioden (FD1, FD2) ein im Wesentlichen konstanter Bias-Strom (I¶Bias¶) eingeprägt, um die Diffusions- und Sperrschichtkapazitäten der beiden Dioden (FD1, FD2) wesentlich rascher umzuladen, so dass sich wesentlich kürzere Umschaltzeiten und damit höhere Grenzfrequenzen ergeben. Das Zwischenfrequenzprodukt wird über einen im Anodenkreis der einen SM-Fotodiode liegendes Tiefpassfilter (TP) über einen Transimpedanzverstärker (TV) abgegriffen. Die Erfindung zeichnet sich durch einen hohen Konversionsfaktor, hohe Zuverlässigkeit und kostengünstige Realisierbarkeit aus. Als In-situ-Signalmischer eignet sie sich gut zur Verwendung in optoelektronischen Distanzmessern.

Description

1. Hintergrund der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur direkten, In-Situ-Mischung eines lichtmodulierten Empfangssignals mit einer hochfrequenten Wechselspannung in einem Lichtempfängerelement.

Bei zahlreichen Anwendungen - beispielsweise in der Nachrichtentechnik oder Messtechnik - wird mit hochfrequent modulierten Lichtwellen gearbeitet. Diese modulierten Lichtwellen treffen in der Regel auf einen Fotodetektor, der einen der Empfangslichtleistung entsprechenden hochfrequenten Fotostrom generiert. Dabei werden derzeit Modulationsfrequenzen von über 100 GHz realisiert. In der Nachrichtentechnik dienen diese Lichtwellen der Informationsübertragung, und in der Messtechnik beinhalten sie häufig die zu messende Größe. Die hoch­ frequenten Empfangssignale werden in der Regel durch nichtlineare Signal­ mischvorgänge in niedrigere Frequenzbereiche konvertiert, um eine handhab­ bare, kostengünstige und störungsarme Signalauswertung zu ermöglichen.

In einem Bereich der elektrooptischen Messtechnik ist die Messung von Distan­ zen bis zu mehreren 100 m mit Genauigkeiten von wenigen Millimetern für zahl­ reiche Anwendungen insbesondere in der Bauindustrie und im Anlagenbau von großer Bedeutung. Die Dynamik derartiger Distanzmesssysteme sollte möglichst hoch sein, um sowohl extrem schwache als auch starke Signale verarbeiten zu können. Hierdurch wird der Einsatz definierter Zielmarken am Ort des Messobjekts überflüssig. Gerade die Möglichkeit der Distanzmessung an techni­ schen Oberflächen, d. h. ohne den Einsatz von Zielmarken, führt in oben genannten Branchen zu reduzierten Fertigungszeiten und somit zu Kostenreduk­ tionen bei gleichzeitiger Verringerung der Fertigungstoleranzen. Bei der elektro­ optischen Distanzmesstechnik für große Distanzen wird die Distanzinformation meist aus hochfrequent modulierten Lichtwellen extrahiert, deren modulierten Leistungen von Fotodioden detektiert werden. Insbesondere bei großen Distan­ zen und technischen Messobjektoberflächen ist jedoch mit sehr schwachen Signalen zu rechnen. Bei der elektrooptischen Distanzmesstechnik spielt daher der oben beschriebene Signalmischvorgang eine bedeutende Rolle, um störungs­ arm und mit einem guten Konversionswirkungsgrad die hochfrequenten Modula­ tionssignale (z. B. 1 GHz) zur Weiterverarbeitung in einen niedrigen Frequenzbereich (z. B. 10 kHz) zu konvertieren.

2. Stand der Technik

Zur Detektion von modulierten Lichtleistungen werden meist PIN-Fotodioden, MSM-Fotodioden oder Avalanche-Fotodioden (APD) eingesetzt. Bei den PIN- und Avalanche- bzw. Lawinenfotodioden wird ein in Sperrrichtung betriebener pn- Übergang verwendet. In der Raumladungszone werden durch Lichteinfall Ladungsträger generiert, die in den Bahngebieten einen Fotostrom implizieren. Bei geeigneter Beschaltung der Fotodiode kann dieser Fotostrom externen Signalverarbeitungseinheiten zugeführt werden.

Bei den PIN-Fotodioden [5] wird zwischen den n- und p-dotierten Bahngebieten eine relativ breite undotierte eigenleitende Zone (i-Zone) eingefügt. In dieser i- Zone werden bei Lichteinfall Elektronen-Loch-Paare erzeugt. Da in der i-Zone eine hohe elektrische Feldstärke existiert, driften die Ladungsträger zu dem p-i- Übergang bzw. i-n-Übergang. Von den p- und n-dotierten feldfreien Bahngebie­ ten gelangen die Ladungsträger dann in Form eines Diffusionsstroms zu den Elektroden der Fotodiode. Durch die relativ breite i-Zone mit der hohen elektri­ schen Feldstärke und den schmalen feldfreien Bahngebieten, wird eine ver­ gleichsweise hohe Empfindlichkeit und eine hohe Bandbreite erzielt. Die Empfindlichkeit beträgt typischerweise 0,8 A/W bis 0,9 A/W. Mit speziellen sehr kleinflächigen PIN-Fotodioden werden Bandbreiten von mehr als 100 GHz und Sperrschichtkapazitäten von kleiner als 20 fF erreicht. Es wird eine Sperr­ spannung von mindestens 3 V benötigt. Bei kleineren Spannungen steigt die Kapazität stark an und die Bandbreite aber auch die Empfindlichkeit nehmen stark ab.

Avalanche- oder Lawinenfotodioden [5] werden wie PIN-Fotodioden in Sperrrich­ tung gepolt. Jedoch werden sie bei hoher Sperrspannung betrieben, so dass in der Sperrschicht eine Lawinenmultiplikation stattfindet. Zwischen den stark dotierten p- und n-Bahngebieten ist hier eine schwach dotierte Driftzone und eine mittelmäßig dotierte Lawinenzone eingebettet. In der Driftzone werden die Ladungsträger generiert und gelangen anschließend in die Lawinenzone, in der eine sehr hohe elektrische Feldstärke existiert. Durch diese Feldstärke werden die durch den Lichteinfall generierten Ladungsträger stark beschleunigt, so dass sie aufgrund ihres hohen Energiezustandes weitere Ladungsträger aus dem Halbleitermaterial der Fotodiode herauslösen. Diese zusätzlichen Ladungsträger führen zu einer Verstärkung des Fotostroms. Zur Erzeugung der hohen elek­ trischen Feldstärken in der Lawinenzone wird jedoch eine hohe Spannung in Sperrrichtung benötigt. Sie liegt je nach APD-Typ im Bereich von 40 V bis 500 V. Typische Verstärkungsfaktoren der Fotoströme liegen zwischen 10 und 200. Sie hängen stark vom Halbleitermaterial (z. B. Si, InGaAs), dem Aufbau der Foto­ diode, der Sperrspannung und der Temperatur ab. Die Empfindlichkeit liegt typischerweise zwischen 8 A/W und 180 A/W. Da die Avalanche-Fotodioden durch den Lawinenprozess zusätzliche Rauschquellen enthalten und Schrotrauschströme zusätzlich verstärkt werden, wird nicht bei jeder Anwen­ dung mit APDs das beste Signal-Rausch-Verhältnis erzielt.

Bei MSM-Fotodioden [5] werden anstelle des pn-Übergangs Schottky-Kontakte verwendet. Wie in Fig. 2b der beigefügten Zeichnungen veranschaulicht befindet sich auf einem isolierenden Substrat 10 eine undotierte oder schwach (z. B. n^-) dotierte fotosensitive Halbleiterschicht 20, in der Ladungsträger durch Lichtein­ fall generiert werden. Auf diese Schicht werden zwei Schottky-Kontakte 21, 22 in Form von Aluminiumelektroden aufgedampft. Typischerweise werden diese Elek­ troden in Form einer Interdigitalstruktur gemäß Fig. 2a realisiert, bei der jeweils zwischen zwei entgegengesetzt gepolten Elektroden ein Bereich mit hoher elektri­ scher Feldstärke entsteht. Die in der fotosensitiven Schicht durch den Lichtein­ fall erzeugten Ladungsträger driften entlang der Feldlinien zu den Elektroden (siehe Fig. 2b). Auf Grund der systembedingt geringen Kapazität von MSM-Foto­ dioden von beispielsweise kleiner als 20 fF werden sehr hohe Bandbreiten von über 100 GHz erreicht. Neben der hohen Bandbreite ist der einfache planare Aufbau der MSM-Fotodioden und die damit zusammenhängenden geringen Her­ stellungskosten vorteilhaft. Zudem werden keine hohen Spannungen wie bei den APDs benötigt. Die Empfindlichkeit von MSM-Fotodioden ist mit typischerweise 0,2 A/W relativ gering. Durch eine eingebaute Resonatorstruktur [6], durch Ver­ wendung transparenter Elektroden (US 5 777 390) oder durch Einbau der Elek­ troden zwischen Substrat und Halbleiter (US 5 494 833) kann sie jedoch bis zu 0,9 A/W gesteigert werden. Da die MSM-Fotodioden aus zwei unterschiedlich ge­ polten Schottky-Dioden bestehen, entspricht ihr Schaltbild dem von zwei antise­ riell geschalteten, kathodenseitig verbundenen Dioden (siehe Fig. 2c). Sie kann demnach im Unterschied zu PIN- und Avalanche-Fotodioden sowohl mit negati­ ver als auch mit positiver Vorspannung betrieben werden. Dabei ist eine Diode in Durchlassrichtung geschaltet, und die andere für das einfallende Licht sensitive Diode wird in Sperrrichtung betrieben.

Zur Signalmischung wird der hochfrequente Fotostrom, der von der Fotodiode durch Lichteinfall erzeugt wird, zunächst möglichst rauscharm verstärkt und anschließend auf einen elektronischen Signalmischer geführt. Durch den nicht- linearen Prozess im Mischer wird im Prinzip das ankommende Signal mit der Frequenz f_S mit dem Signal eines Lokaloszillators mit der Frequenz f_LO multipli­ ziert. Eine Multiplikation zweier sinusförmiger Signale führt nach einer Tiefpass­ filterung zu einem Mischprodukt, das mit der Frequenzdifferenz f_ZF = f_S - f_LO oszilliert. Dieses Mischprodukt wird Zwischenfrequenzsignal genannt. Als Mischer kann ein Schottky-Diodenmischer beispielsweise in Form eines Ring­ modulators verwendet werden. Auch balancierende Mischer in Form einer Gilbert-Zelle sind übliche Bauelemente, die von einigen Herstellern angeboten werden. Der Nachteil dieser Anordnung ist der, dass das Hochfrequenzsignal relativ große externe Wege auf der Schaltung zurücklegen muss bis es in den weniger problematischen niederfrequenten Zwischenfrequenzbereich konvertiert wird. Wegen den hiermit verbundenen großen Strukturen können Störfelder (Funkfelder, digitale Störsignale) und Übersprechen eingestreut werden. Dies ist besonders bei schwachen Signalen von großem Nachteil, da das Signal-Rausch- Verhältnis verschlechtert und Messgrößen verfälscht werden. Zudem ist die Stromaufnahme von Hochfrequenzkomponenten vergleichsweise hoch.

Eine weitere derzeit verwendete Möglichkeit der Signalkonversion ist die Direkt­ mischung mittels Avalanche-Fotodioden [3, 4]. Hierbei wird der hohen APD- Sperrspannung das sinusförmige Signal eines Lokaloszillators mit der Frequenz f_LO und einer Amplitude von größer als 1 V überlagert, so dass mit der Sperr­ spannung auch der Verstärkungsfaktor M der Fotodiode, d. h. ihre innere Stromquelle, moduliert wird. Für den APD-Ausgangsstrom gilt in erster Nähe­ rung i_APD(t) = M(t).i_Foto,0(t), wobei M(t) die von der Zeit t abhängige modulierte APD-Verstärkung und i_Foto,0(t) den inneren, durch den Lichteinfall generierten Fotostrom beschreiben. Durch den nichtlinearen Zusammenhang zwischen APD- Verstärkung und dem inneren Fotostrom entsteht auch hier ein Zwischen­ frequenzsignal, das mit der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des Lo­ kaloszillators f_LO und der Frequenz der modulierten detektierten Lichtleistung f_S oszilliert. Die Frequenzkonversion findet demnach in der inneren Stromquelle der APD statt. Durch Tiefpassfilterung werden höherfrequente Anteile eliminiert. Das Ausgangssignal der APD, d. h. das Zwischenfrequenzsignal, ist vergleichsweise niederfrequent und lässt sich somit bequem weiterverarbeiten. Da der Mischprozess sich innerhalb des Chips der APD abspielt, sind die Struktur­ größen der Anordnung typischerweise um drei bis vier Größenordnungen kleiner als die verwendete Modulationswellenlänge. Hierdurch wird die Einstreuung ex­ terner elektromagnetischer Störleistung und das elektrische Übersprechen weit­ gehend vernachlässigbar. Auch die Rauscheigenschaften werden verbessert, da eine verringerte eingestreute Störleistung zu reduziertem Rauschen führt. Zu­ dem ist das aus der Direktmischung hervorgehende Zwischenfrequenzsignal im Vergleich zur Modulationsfrequenz der detektierten Lichtleistung niederfrequent, wobei in der Messtechnik Zwischenfrequenzen von beispielsweise 1 kHz bis 100 kHz üblich sind. Bei Anwendungen in der Nachrichtentechnik und vorwiegend bei solchen mit sehr hohen Modulationsfrequenzen sind aber auch Zwischenfre­ quenzen von bis zu einigen 100 MHz gebräuchlich. Insbesondere im Bereich niedriger Zwischenfrequenzen (z. B. 1 kHz bis 100 kHz) sind keine Störeinstreu­ ungen zu erwarten. Auch parasitäre Eigenschaften von elektronischen Bauele­ menten sind bei diesen niedrigen Frequenzen vernachlässigbar. Da das Aus­ gangssignal der APD im Zwischenfrequenzbereich liegt, werden im Empfangsteil außer dem Lokaloszillator keine weiteren Hochfrequenzbauteile benötigt. Die Ko­ sten und der Stromverbrauch der Anordnung werden somit drastisch reduziert.

Die Methode der Direktmischung mittels Avalanche-Fotodioden ist für die opto­ elektronische Distanzmessung von besonderem Interesse. Zur hochgenauen optoelektronischen Distanzmessung sind bereits Lösungen bekannt [1-3], wobei in den meisten Fällen ein sinusförmig intensitätsmodulierter Strahl einer Laser­ diode auf ein Messobjekt gerichtet wird. Das vom Messobjekt zurückgestreute intensitätsmodulierte Laserlicht wird von einer Fotodiode detektiert. Die Distanz ergibt sich aus der Phasenverschiebung der vom Messobjekt zurückgestreuten sinusförmig modulierten Lichtintensität im Bezug zur emittierten Lichtintensität der Laserdiode. Bei großen Distanzen und technischen Messobjektoberflächen ist mit sehr schwachen Signalen zu rechnen, so dass derzeit meist empfindliche Avalanche-Fotodioden eingesetzt werden. Da in diesen Systemen zumeist das Schrotrauschen der APDs dominiert, sind die Rauschanforderungen der der APD nachgeschalteten Transimpedanzverstärkerstufe relativ gering.

Ein Problem der hochgenauen Distanzmessung an technischen Oberflächen ist die Detektion sehr schwacher Signale. Demnach darf im System nur sehr geringes störendes elektronisches Rauschen und nur sehr schwaches elektrisches Übersprechen (z. B. < 110 dB) vom Laserdiodensender zum Foto­ diodenempfänger auftreten, so dass das Verfahren der Direktmischung mittels Avalanche-Fotodioden aus oben beschriebenen Gründen große Vorteile aufweist. Bei der Verwendung von Avalanche-Fotodioden zur Direktmischung sind aber folgende Punkte zu beachten:

• - Es muss mit hohen Spannungen von mehr als 100 V gearbeitet werden. Diese hohen Spannungen müssen zusätzlich beispielsweise mit Ladungs­ pumpen erzeugt werden. Es entstehen zusätzliche Störeinflüsse und höhere Kosten.
• - Aufgrund der hohen Spannungen entstehen auf dem die APDs enthaltenden Chip sehr hohe Feldstärken, so dass der Betrieb der Anordnung bei hoher Luftfeuchte und in explosionsgefährdeten Räumen problematisch ist.
• - Durch die hohen Feldstärken und den damit verbundenen Kriechströmen wird die Zuverlässigkeit und Langzeitstabilität negativ beeinflusst.
• - Der Herstellungsprozess von APDs ist relativ kostenintensiv.
• - Aufgrund der hohen Feldstärken sind die Anforderungen hinsichtlich des Chip-Designs hoch.
• - Die Integration zusätzlicher Komponenten wie z. B. Transistoren zusammen mit Avalanche-Fotodioden auf einem Chip ist nur schwer und mit Leistungseinbuße einzelner Komponenten möglich.
• - Um einen guten Konversionswirkungsgrad zu erzielen, sind bei der Direkt­ mischung hohe Spannungsamplituden eines Lokaloszillators von mehr als 2 V erforderlich. Hierdurch entsteht ein hoher Schaltungsaufwand.
• - Um einen guten Konversionswirkungsgrad zu erzielen, sind bei der Direkt­ mischung hohe Gleichspannungen an der APD erforderlich. Hierdurch ent­ steht ein hoher Schaltungsaufwand und eine hohe Empfindlichkeit gegen­ über Umgebungseinflüssen und Exemplarstreuungen. Messergebnisse können verfälscht werden.
• - Die externe Beschaltung der APDs verteuert sich, insbesondere weil Hoch­ spannungskondensatoren zur Abblockung und ein Lokaloszillator mit hoher Spannungsamplitude verwendet werden müssen.
• - Die hohe Spannungsamplitude wirkt sich negativ auf die Abstrahlung elek­ tromagnetischer Felder (EM-Abstrahlung) aus.
• - Aufgrund der inneren Verstärkung des Fotostroms reagiert die Anordnung sehr empfindlich auf Exemplarstreuungen und Umgebungseinflüsse wie Temperatur, Luftfeuchte und Empfangsleistung. Messergebnisse werden hierdurch verfälscht. Zur Fehlerreduzierung muss ein erhöhter Aufwand betrieben werden, wie beispielsweise die Verwendung von Korrekturtabellen oder Kompensationsverfahren (vgl. DE 100 37 209 und DE 100 06 493).
• - Wegen der hohen Empfindlichkeit hinsichtlich Umgebungseinflüssen muss die APD-Verstärkung ständig kontrolliert und geregelt werden. Der Systemaufwand und damit die Fehleranfälligkeit wird hierdurch erhöht.
• - Wegen starken Exemplarstreuungen muss jede Anordnung bei der In­ betriebnahme einzeln kalibriert werden. Der Systemaufwand und damit die Fehleranfälligkeit wird hierdurch erhöht.
• - Bei der Anwendung in der Distanzmesstechnik werden für den Referenz- und für den Messkanal zwei APDs mit möglichst gleichen Eigenschaften be­ nötigt. Der Herstellungsprozess wird verteuert, und die Fehleranfälligkeit wird erhöht. Ohne die Verwendung gepaarter APDs ist ein erhöhter Auf­ wand notwendig, wie beispielsweise das Kompensationsverfahren gemäß DE 100 06 493.

3. Aufgabe der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Einrichtung zur Direktmischung modulierter Lichtempfangssignale bereitzustellen, welcher die oben beschriebe­ nen Nachteile, die bei der Verwendung von APDs auftreten, nicht anhaften, mit der sich bei hohem Konversionswirkungsgrad, bei geringer Stromaufnahme und einfachem Schaltungsdesign eine zuverlässige Signal-Direktmischung möglichst mit einer Baugruppe realisieren lässt, die vollständig oder zumindest weitgehend als integrierter Halbleiterbaustein herstellbar ist.

4. Lösung der Aufgabe

Gelöst wird die Aufgabe durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale.

Vorzugsweise sind die antiseriell verbundenen Fotodioden Metall-Schottky- Metall-(MSM-)Fotodioden, wobei dieses Fotodiodenpaar vorzugsweise in einem Halbleiterchip implementiert ist, bei dem der eingeprägte Bias-Strom über eine extern kontaktierbare hochdotierte Halbleiter- oder Quasi-Leiterzwischenschicht zuführbar ist, die einerseits an eine mit gleichem Leitungstyp geringer dotierte oder gar nicht dotierte Halbleiterschicht mit gegenüberliegenden Schottky-Sperr­ schichten und andererseits an eine isolierendes Substratschicht angrenzt.

Ähnlich wie bereits oben erläutert ist das MSM-Fotodiodenpaar durch eine im Vergleich zur Bias-Strom-Kontaktschicht niedriger dotierte Halbleiterschicht und eine auf einer Lichtempfangs-Hauptfläche dieser Halbleiterschicht ausgebildetes Interdigital-Elektrodenpaar gebildet.

Der Bias-Strom wird insbesondere von einer relativ hochohmigen Bias-Span­ nungsquelle bereitgestellt. Unter gewissen Voraussetzungen, die weiter unten er­ läutert sind, kann es auch vorteilhaft sein, anstelle der Bias-Spannungsquelle eine Bias-Stromquelle vorzusehen. Letztere kann beispielsweise und vorzugswei­ se durch eine in den Halbleiterchip integrierte Spannungs-Stromwandler-Anord­ nung realisiert sein.

Das als Gegentakt-Schaltspannung dienende lokal erzeugte Hochfrequenzsignal wird insbesondere dem durch die antiseriell, kathodenseitig verbundenen Dioden gebildeten In-Situ-Gegentakt-Mischer einerseits an der Anode der einen Diode di­ rekt und andererseits am Fußpunkt des Tiefpassfilters zugeführt, das eingangs­ seitig mit der Anode der anderer Diode verbunden ist. Dieses Tiefpassfilter, vor­ zugsweise ausgebildet als kapazitives π-Glied, ist ausgangsseitig mit einem nach­ geschalteten Transimpedanzverstärker verbunden.

Die erfindungsgemäße Einrichtung zur In-Situ-Mischung von hochfrequenten Signalen zeichnet sich durch geringe Stromaufnahme und kostengünstige Her­ stellbarkeit aus. Durch realisierbare geringe Strukturgröße ist sie gegen die Ein­ streuung von Störfeldern weitgehend immun bei vergleichsweise geringem Eigen­ rauschen und hoher Übersprechdämpfung. Die Abhängigkeit von sonstigen Um­ welteinflüssen und die Exemplarstreuungen bei einer Serienfertigung sind gering. Trotz einfachem Schaltungdesign ergibt sich bei hoher Zuverlässigkeit und hoher Langzeitstabilität ein guter Konversionswirkungsgrad bei zuverlässigen unver­ fälschten Messergebnissen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einschließlich verschiedener Abwandlungsmöglichkeiten unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein grundsätzliches Ausführungsbeispiel für eine erfindungsge­ mäße Einrichtung zur Direktmischung mittels MSM-Fotodioden;

Fig. 2 den bereits erläuterten Aufbau einer MSM-Fotodiode;

Fig. 3 eine Quasi-Ersatzschaltbilddarstellung zur Erläuterung des Funktionsprinzips der erfindungsgemäßen Signal-Direktmischein­ richtung nach Fig. 1 bei positiver Halbwelle der hochfrequenten Wechselspannung, an der als "Anode 1" bezeichneten Anode der oberen Fotodiode FD1;

Fig. 4 die Betriebsverhältnisse bei der Signal-Direktmischeinrichtung nach Fig. 1 bei negativer Halbwelle der Wechselspannung an der "Anode 1" der oberen Fotodiode FD1;

Fig. 5 Das Kleinsignalersatzschaltbild bezüglich des hochfrequenten in der MSM-Fotodiode erzeugten Fotostroms für die in Fig. 3 veran­ schaulichten Betriebsverhältnisse bei positiver Halbwelle der Wechselspannung;

Fig. 6 Rauschsignal-Ersatzschaltbilder der Fotostromquellen, wobei im oberen Bild (a) die untere Fotodiode FD2 in Fig. 1 als leitend und in der unteren Darstellung (b) die obere Fotodiode FD1 in Fig. 1 als leitend angenommen sind;

Fig. 7 ein effektives Rauschsignal-Ersatzschaltbild für die Signal- Direktmischschaltung nach Fig. 1;

Fig. 8 den Prinzipaufbau für eine für die Zwecke der Erfindung modi­ fizierte MSM-Fotodiode;

Fig. 9 Diagramme für die Kapazität (oberes Diagramm (A)) und Wider­ stand (unteres Diagramm (B)) der in Durchlassrichtung geschal­ teten Fotodiode des MSM-Fotodiodenpaars in Fig. 1, aufgetragen über dem Dioden-Durchlassstrom;

Fig. 10 das Verhalten der Kapazität einer einzelnen MSM-Fotodiode auf­ getragen über der Diodenspannung;

Fig. 11 den Verlauf der Grenzfrequenz f_GR (oberes Diagramm (A) und des Konversionswirkungsgrads α (unteres Diagramm (B)), aufgetragen über dem Bias-Strom;

Fig. 12 eine abgewandelte Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 mit einer zusätzlichen Gleichstromkompensations- Stromquelle;

Fig. 13 eine weitere gegenüber der Anordnung nach Fig. 1 abgewandelte Schaltungsanordnung zur Signal-Direktmischung, bei der die bei­ den antiparallel geschalteten MSM-Dioden durch steuerbare Schalter überbrückbar sind; und

Fig. 14 eine dem grundsätzlichen Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 ent­ sprechende In-Situ-Signalmischeinrichtung mit umgekehrten Po­ laritäten der MSM-Fotodioden und umgekehrter Polung der Vor­ spannungsquelle und einer Lokaloszillatorspannung.

Wie bereits erläutert geht die Erfindung von dem Gedanken aus, dass es mög­ lich sein müsste, anstelle von APDs MSM-Fotodiodenanordnungen als Licht­ empfangs- und Signal-Direktmischelemente, insbesondere zum Einsatz bei opto­ elektronischen Distanzmessgeräten zu verwenden.

Zunächst muss dieser Lösungsansatz auf Bedenken stoßen, weil MSM-Foto­ dioden grundsätzlich wesentlich unempfindlicher sind als APDs. Andererseits aber gilt bei APDs, dass der Anteil des Schrotrauschstroms dominiert, da der Dunkelstrom und der Fotogleichstrom durch den Verstärkungsfaktor M bei der Signalmischung verstärkt werden. Der Fotogleichstrom resultiert aus dem Gleichanteil des einfallenden Lichtsignals und aus dem Umgebungslichteinfall. Der Rauschanteil, der durch den Umgebungslichteinfall erzeugt wird, ist unter Verwendung von APDs bei elektrooptischen Distanzmessern meist dominierend. Im Gegensatz dazu wird als grundsätzlicher Vorteil für MSM-Fotodioden er­ kannt, dass die erwähnte Schrotrauschstromquelle der lichtempfindlichen, in Sperrrichtung betriebenen einzelnen Fotodioden vernachlässigbar ist. Anderer­ seits dominieren hier thermische Rauschquellen, welche durch Widerstände, insbesondere in einem nach der Extrahierung des Zwischenfrequenzsignals ver­ wendeten Transimpedanzverstärker sowie durch Schrotrauschströme elektroni­ scher Bauteile hervorgerufen werden. Es zeigte sich jedoch überraschender­ weise, dass durch eine rauschangepasste Auslegung dieses Transimpedanzver­ stärkers auch beim Einsatz von MSM-Fotodioden ein Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) erzielt werden konnte, das nur um wenige dB niedriger liegt als bei der Verwendung von APDs. Diese Einbuße hinsichtlich der Empfindlichkeit wird aber durch zahlreiche Vorteile kompensiert, die oben bereits angesprochen und nachfolgend weiter erläutert werden.

Aufgrund ihrer Struktur als antiseriell geschaltete Dioden (siehe Fig. 2c), lassen sich MSM-Fotodetektoren gemäß der Erfindung sehr vorteilhaft für die direkte Signalmischung auf der Basis des Prinzips eines Gegentaktmischers mit geschalteten Schottky-Dioden einsetzen.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 1 dargestellt. Gemäß dieser Schaltungsanordnung wird das antiseriell verbundene MSM-Fotodiodenpaar ohne Vorspannung mit einer (vorzugsweise) Sinusspannung U_LO(t) eines Lokaloszillators LO angesteuert. Mit R_Q ist der Innenwiderstand des Lokalos­ zillators LO als Spannungsquelle bezeichnet, der beispielsweise 50 Ω beträgt. Die Frequenz der Lokaloszillatorspannung U_LO(t) beträgt z. B. 900 MHz.

Auf die fotoaktive Fläche des MSM-Fotodiodenpaars FD1, FD2 trifft (insbesonde­ re) sinusförmig intensitätsmoduliertes Licht mit einer Modulationsfrequenz von beispielsweise 899,99 MHz auf. Bei positiver Halbwelle der Lokaloszillatorspan­ nung U_LO(t) an "Anode 1" der in Fig. 1 oberen Diode FD1 ist nach Fig. 3 diese obere Fotodiode FD1 in Durchlassrichtung und die untere Fotodiode FD2 in Sperrrichtung geschaltet. In diesem Fall ist die untere Fotodiode FD2 fotosensi­ tiv. Der in ihr generierte Fotostrom I_Foto,0 fließt über die in Durchlassrichtung geschaltete Fotodiode FD1, den Innenwiderstand R_Q der Spannungsquelle LO und im Wesentlichen über eine Kapazität C₁ eines Tiefpassfilters TP, die für den hochfrequenten Fotostrom einen Kurzschluss darstellt. Bei der negativen Halb­ welle U_LO(t) der Lokaloszillatorspannung an "Anode 1" ist nach Fig. 4 die untere Fotodiode FD2 in Durchlassrichtung und die obere Fotodiode FD1 in Sperrrich­ tung geschaltet, so dass nun die obere Fotodiode FD1 fotosensitiv wirkt. Der in ihr generierte Fotostrom I_Foto,0 fließt über die in Durchlassrichtung geschaltete untere Fotodiode FD2, über die als Kurzschluss wirkende Kapazität C₁ und den Innenwiderstand R_Q der Spannungsquelle LO. Die Richtung des Fotostroms hat sich also im Vergleich zu dem ersten Fall der positiven Halbwelle an "Anode 1" umgedreht. Der Wechsel der Stromrichtung erfolgt im Takt der Lokaloszillator­ frequenz f_LO. Der gesamte Fotostrom aus Fig. 1 kann mit

beschrieben werden, wobei näherungsweise angenommen wird, dass das Schalt­ verhalten der Dioden FD1 und FD2 einen sinusförmigen Verlauf beschreibt. Die Modulationsfrequenz der Lichtintensität wird mit f_S und die Lokaloszillator­ frequenz mit f_LO bezeichnet. Der erste Summand beschreibt die Verhältnisse nach Fig. 3. Er ist bei der positiven Halbwelle der Spannung U_LO(t) maximal, während der zweite Summand Null ist. Bei der negativen Halbwelle nach Fig. 4 besitzt hingegen der zweite Summand sein Maximum, und der erste Summand ist Null. Der Strom besitzt jetzt ein negatives Vorzeichen. α bezeichnet den wei­ ter unten beschriebenen Konversionswirkungsgrad.

In Fig. 5 ist das Kleinsignalersatzschaltbild bezüglich des hochfrequenten Foto­ stroms für die Verhältnisse gemäß Fig. 3 illustriert. Die Kapazität C₁ stellt für diesen Fotostrom einen Kurzschluss dar und wird daher in Fig. 5 nicht berück­ sichtigt. Die in Durchlassrichtung betriebene obere Fotodiode FD1 wird durch den dynamischen Durchlasswiderstand r_Durchl und die Kapazität C_Durchl er­ setzt, und die in Sperrrichtung betriebene untere Fotodiode FD2 wird durch ihre Sperrschichtkapazität C_S repräsentiert. Die Durchlasskapazität C_Durchl besteht aus einer Parallelschaltung der Diffusionskapazität und der Sperrschichtkapazi­ tät der durchgeschalteten Fotodiode. Die Spannungsquelle LO wird, da sie einen Kurzschluss darstellt, in Fig. 5 ebenfalls nicht berücksichtigt. Der Widerstand R_Q der Spannungsquelle LO wird hier vernachlässigt. In Fig. 9(B) ist ein typi­ scher dynamischer Durchlasswiderstand r_Durchl und in Fig. 9(A) eine typische Durchlasskapazität C_Durchl aufgetragen über den Diodenstrom, veranschau­ licht. Der dynamische Durchlasswiderstand

wird durch die Temperaturspannung U_T = k_BT/e und den Diodengleichstrom I_Bias beschrieben. k_B ist die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur und e die Elementarladung. Bei einer absoluten Temperatur von 300 K beträgt U_T etwa 26 mV. Ohne die Verwendung einer in ihrer Funktion weiter unten er­ läuterten Bias-Spannungsquelle U_Bias nach Fig. 1 setzt sich der Diodengleich­ strom nur aus dem Dunkelstrom und dem Gleichanteil des generierten Foto­ stroms zusammen. Typischerweise beträgt der Dunkelstrom 100 pA. Der Gleich­ anteil des generierten Fotostromes kann bei starkem Umgebungslichteinfall 2 nA betragen, wobei der Anteil des Messsignals meist vernachlässigbar ist (z. B. 4 pA bei 50 m Distanz). Mit den gegebenen Werten ergibt sich ein dynamischer Durchlasswiderstand von 13 MΩ und eine Durchlasskapazität von 104 fF (siehe Fig. 9(A) bei 100 pA). Ohne Umgebungslichteinfall beträgt der dynamische Durchlasswiderstand sogar 250 MΩ und die Durchlasskapazität etwa 100 fF. Die Sperrschichtkapazität der anderen Fotodiode FD2 liegt bei einer Sperrspannung von -1 V gemäß Fig. 10 bei etwa von 50 fF. Wie in Fig. 5 zu sehen ist, entsteht ein Stromteiler, so dass der effektive Fotostrom I_Foto,0 im Vergleich zum Quellenstrom I_Foto,0 reduziert wird. Bei einer Modulationsfrequenz von z. B. 1 GHz beträgt die Reaktanz von C_Durchl etwa 1,6 kΩ, so dass der große dyna­ mische Durchlasswiderstand r_Durchl durch die Parallelschaltung mit C_Durchl unwirksam wird. Der Stromteiler wird also im betrachteten Frequenzbereich im Wesentlichen nur durch die beiden Kapazitäten C_Durchl und C_S gebildet.

Durch die Ansteuerung mit dem Lokaloszillatorsignal U_LO(t) wird bei der positi­ ven Halbwelle die obere Diode FD1 und bei der negativen Halbwelle die untere Diode FD2 leitend. Bei diesem Umschaltvorgang müssen die Diffusions- und Sperrschichtkapazitäten umgeladen werden, was eine gewisse Zeit t in Anspruch nimmt. Zur Beschleunigung dieses Umladevorgangs wird gemäß Fig. 1 durch eine Bias-Spannungsquelle B_Q durch eine negative Bias-Spannung U_Bias ein nahezu konstanter Bias-Strom I_Bias in den Kathodenanschluss 5 der beiden Dioden FD1, FD2 eingeprägt. Die jeweils in Durchlassrichtung betriebene Diode wird von diesem Strom durchflossen. Aus der Umschaltzeit ergibt sich die Grenzfrequenz f_Gr = 1/(2π.τ). Der Konversionsfaktor α wird bei genügend hohen Frequenzen (r_Durchl vernachlässigbar) im Wesentlichen durch diese Grenzfrequenz und den oben beschriebenen kapazitiven Stromteiler gebildet. Es gilt:

In einem vereinfachten Modell ergibt sich für die Bildung der Sperrschicht nach dem Umschalten der Spannung an den beiden antiseriell geschalteten Foto­ dioden von -Û_LO nach +Û_LO die in Fig. 11(A) über den Bias-Strom I_Bias aufge­ tragene Grenzfrequenz f_Gr. Der reale Konversionswirkungsgrad α ist in Fig. 11(B) ebenfalls dargestellt. Bei einem Bias-Strom von 10 nA liegt die Grenzfre­ quenz bei 50 MHz und der Konversionswirkungsgrad bei 0,3%. Bei einem Bias- Strom von 50 µA hingegen ist mit einer Grenzfrequenz von 2,5 GHz und einem Konversionswirkungsgrad von 50% zu rechnen. Ohne den eingeprägten Bias- Strom I_Bias wird der oben beschriebene Umladungsvorgang durch den generierten Fotostrom und durch den Dunkelstrom bestimmt. Diese Ströme können in Bereich von 100 pA liegen, so dass sehr niedrige Grenzfrequenzen und Konversi­ onswirkungsgrade resultieren. Der eingeprägte Bias-Strom I_Bias und der Zugang zur Kathode 5 der beiden Schottky-MSM-Fotodioden FD1, FD2 ist also für einen hochfrequenten Direktmischbetrieb, wie er mit der Erfindung einfach zu realisie­ ren ist, essentiell. Bei Bias-Strömen von größer als etwa 50 µA geht für die Beschaltung in Fig. 1 der Konversionswirkungsgrad in die Sättigung. Bei noch höheren Bias-Strömen entsteht durch den Mischprozess und die Tiefpassfilte­ rung ein hoher Gleichspannungsanteil an der Kapazität C₁. Hierdurch werden die Arbeitspunkte der MSM-Fotodioden verschoben, so dass sich der Konver­ sionswirkungsgrad gemäß Fig. 11(B) bei großen Bias-Strömen verschlechtert. Die Gl. (3) gilt in diesem Fall nicht.

Der Widerstand R₁ der Bias-Spannungsquelle muss aus weiter unten beschrie­ benen Gründen möglichst groß sein. Bei einer Spannung U_Bias von 100 V und einem Widerstand R₁ von 2 MΩ stellt sich ein Durchlassgleichstrom

von 50 µA ein. Hieraus resultiert ein dynamischer Durchlasswiderstand von 520 Ω.

Durch Anwendung des Additionstheorems

auf Gl. (1) folgt für den Gesamtfotostrom aus Fig. 1 die Beziehung

Der hochfrequente zweite Summand aus Gl. (5) wird durch die Kapazität C₁ kurzgeschlossen. Für den ersten Summanden, der mit der Frequenzdifferenz, d. h. mit der Zwischenfrequenz

f_ZF = |f_LO - f_S| (6)

oszilliert, besitzt die Kapazität C₁ eine hohe Reaktanz (z. B. < 1 MΩ). Der erste niederfrequente Stromanteil (z. B. f_ZF = 10 kHz) fließt also nahezu vollständig durch den Widerstand R₂ in einen Transimpedanzverstärker TV, der einen rela­ tiv niederohmigen Eingang (z. B. < 20 kΩ) besitzt. Mit dem Transimpedanz­ verstärker TV wird der niederfrequente Fotostromanteil in die Spannung

konvertiert, wobei R_Trans (z. B. < 1 MΩ) die Transimpedanz des Verstärkers be­ schreibt. Die Kapazität C₂ ist für den niederfrequenten Stromanteil aufgrund ih­ rer hohen Impedanz unwirksam. C₂ dient hier lediglich einer zusätzlichen Ab­ blockung der Hochfrequenzsignale und ist demnach für das Prinzip unerheblich.

In Fig. 6 sind die Rauschsignal-Ersatzschaltbilder des Direktmischers nach Fig. 1 bei oberer Fotodiode FD1 und bei unterer Fotodiode FD2 in Durchlassbetrieb dargestellt. Es werden die Verhältnisse linksseitig der Klemmen A-A' in Fig. 1 betrachtet. Es werden folgende Größen verwendet:
mittleres Rauschspannungsdichtequadrat der LO-Spannungs­ quelle bestehend aus Amplitudenrauschen und thermischem Rauschen
mittleres Rauschspannungsdichtequadrat am dynamischen Durchlasswiderstand der MSM-Fotodiode hervorgerufen durch den Bias-Gleichstrom I_Bias und den damit verbundenen Schrotrauschstrom der leitenden Fotodiode
mittleres Rauschspannungsdichtequadrat hervorgerufen durch thermisches Rauschen des Bias-Widerstands R1
mittleres Rauschstromdichtequadrat hervorgerufen durch das Schrotrauschen der in Sperrrichtung betriebenen Fotodiode
I_Foto,0 Fotostrom der in Sperrrichtung betriebenen Fotodiode.

Durch Wahl eines großen Bias-Widerstands R₁, werden alle niederfrequenten Beiträge der Rauschspannungsquellen bezüglich der Klemmen A-A'. unwirksam, weil die Fotostromquellen mit ihren Sperrschichtkapazitäten sehr große Reak­ tanzen besitzen. Insbesondere wird das niederfrequente Amplitudenrauschen des Lokaloszillators völlig unterdrückt. Lediglich die niederfrequenten Anteile der Rauschstromquelle der wirksamen Fotodiode sind beim Kurzschluss der Klemmen A-A' vorzufinden. Die hochfrequenten Anteile der thermischen Rauschquellen sowie die hochfrequenten Anteile der Schrotrauschstromquellen der durchgeschalteten und gesperrten Fotodiode werden zusammen mit dem Signal teilweise in den niederfrequenten Zwischenfrequenzbereich konvertiert, da für die hochfrequenten Anteile die Sperrschichtkapazität wirksam ist. Der Innenwiderstand R_Q der Spannungsquelle LO sollte möglichst klein sein, da somit seine hochfrequenten Rauschanteile vernachlässigbar sind. Bei leitender unterer Fotodiode FD2 (Fig. 6a) beträgt der Innenwiderstand der Ersatzquelle bezüglich der Klemmen A-A' im niederfrequenten Fall R₁ + r_Durchl. Im anderen Fall (Fig. 6b), d. h. bei leitender oberer Fotodiode FD1, ist der Innenwiderstand im niederfrequenten Fall unendlich groß.

Aus den beiden Fällen nach Fig. 6a und Fig. 6b ergibt sich das effektive Rausch­ signal-Ersatzschaltbild nach Fig. 7 bezüglich des niederfrequenten ZF-Signals. Die Sperrschichtkapazitäten C_S der Fotodioden FD1, FD2 sind aufgrund ihrer hohen Reaktanzen (z. B. < 1 GΩ) für den niederfrequenten Fotostrom unwirk­ sam. Das Tiefpassfilter TP und der nachgeschaltete Transimpedanzverstärker TV werden ebenfalls berücksichtigt. Im Vergleich zu Fig. 6a verdoppelt sich im niederfrequenten Fall der effektive Innenwiderstand der Fotostromquelle, denn die entsprechenden Verhältnisse nach Fig. 6a gelten nur für eine Halbwelle der LO-Spannung U_LO. Bei der anderen Halbwelle ist der Innenwiderstand im niederfrequenten Fall unendlich groß. Die zusätzlich verwendeten Größen sind Folgende:
resultierendes Rauschstromdichtequadrat im ZF-Bereich hervor­ gerufen durch die Rauschquellen aus Fig. 6a und 6b: Sie wird durch das Schrotrauschen der in Durchlassrichtung betriebenen Fotodiode dominiert.
i_S,ZF resultierender Signalstrom im ZF-Bereich hervorgerufen durch die Fotostromquellen aus Fig. 6a und 6b
mittleres äquivalentes Eingangsrauschspannungsdichtequadrat des Verstärkers
mittleres äquivalentes Eingangsrauschstromdichtequadrat des Verstärkers
mittleres Rauschspannungsdichtequadrat hervorgerufen durch thermisches Rauschen des Widerstands R2

Im niederfrequenten Fall (z. B. < 10 kHz) besitzen die Kapazitäten C₁ und C₂ hohe Reaktanzen (z. B. < 1 MΩ). Somit werden durch Wahl eines möglichst großen Bias-Widerstands R₁ die Rauschspannungsquellen des Widerstandes R₂ und des Transimpedanzverstärkers TV vernachlässigbar, da infolgedessen durch sie nur ein sehr geringer Strombeitrag zum Eingangsrauschstrom des Transim­ pedanzverstärkers TV hervorgerufen wird. Zudem wird durch die Wahl eines großen Bias-Widerstands R₁ der Konversionswirkungsgrad nicht beeinflusst. Bei kleinem Bias-Widerstand würde nämlich ein Teil des wirksamen hochfrequenten Fotostroms - neben der jeweiligen Sperrschichtkapazität C_S - zusätzlich durch diesen Widerstand in die Fotostromquelle zurückfließen und wäre dann nicht mehr für den Mischvorgang verfügbar.

Die dominierende Rauschquelle ist das Schrotrauschen der jeweils durchge­ schalteten MSM-Fotodiode. Zur Reduzierung ihres Beitrags muss der Bias-Strom I_Bias möglichst groß gewählt werden, da die Rauschquelle in diesem Fall durch den resultierenden kleinen Durchlasswiderstand r_Durchl und der großen Kapa­ zität C_Durchl kurzgeschlossen wird (siehe Fig. 9). Der Bias-Strom I_Bias kann jedoch nicht beliebig groß gewählt werden, da dann durch den Mischprozess und der Tiefpassfilterung ein hoher Gleichspannungsanteil an der Kapazität C₁ in Fig. 1 hervorgerufen wird. Hierdurch werden die Arbeitspunkte der MSM-Foto­ dioden FD1, FD2 verschoben, so dass sich der Konversionswirkungsgrad gemäß Fig. 11 bei großen Bias-Strömen verschlechtert. Eine Verbesserung kann hier eine geregelte Kompensations-Gleichstromquelle KGQ nach Fig. 12 schaffen, die den Gleichspannungsanteil an C₁ eliminiert. Dabei stellt sich der Kompensa­ tionsgleichstrom so ein, dass an einem Eingang der Stromquelle KGQ die Gleich­ spannung Null wird. Die obere Grenzfrequenz dieser Regelungsschleife (DC- Cancellation-Loop) muss jedoch genügend weit unterhalb der Zwischenfrequenz liegen, damit das konvertierte ZF-Signal nicht beeinflusst wird.

Um einen genügend großen Bias-(Durchlass)strom I_Bias zu erzielen, ist bei einem großen Bias-Widerstand R₁ eine hohe Bias-Spannung U_Bias zu wählen. Ein Bias-Widerstand R₁ von 10 MΩ hat sich bei einem erprobten Ausführungs­ beispiel der Erfindung als geeignet erwiesen. Damit ein Durchlassstrom I_Bias von 50 µA eingeprägt wird, muss in diesem Fall die Bias-Spannung U_Bias 500 V betragen. Der dynamische Durchlasswiderstand r_Durchl beträgt somit 520 Ω.

Die Bias-Spannungsquelle BQ kann durch eine hochohmige Stromquelle mit einem Quellenstrom von 50 µA und einem Innenwiderstand von 10 MΩ ersetzt werden. Hierdurch kann auf die hohe Spannung verzichtet werden.

Zur Direktmischung mit MSM-Fotodioden gemäß der Erfindung, ist im Vergleich zu käuflichen Fotodiodentypen eine Anpassung notwendig. Diese Anpassung ist in der Prinzipdarstellung der Fig. 8 gezeigt. Zwischen der undotierten oder schwach (z. B. n^-) dotierten Halbleiterschicht und dem isolierenden Substrat (siehe Fig. 2) wird eine stark (z. B. n⁺) dotierte Halbleiterschicht 3 eingefügt, die mit einer metallischen Elektrode 4 kontaktiert wird. Hierdurch wird an der Mittelkathode 5 ein ohmscher Kontakt bereitgestellt. Bezüglich dieses Katho­ denmittelkontakts 5 und den Anodenkontakten wirken die beiden antiseriell geschalteten Dioden wie Schottky-Dioden. Der Kathodenmittelkontakt 5 wird, wie oben beschrieben, zum Einprägen eines Bias-Stroms der jeweils durch­ geschalteten Diode FD1 oder FD2 benötigt, um den dynamischen Durchlass­ widerstand zu reduzieren und die Grenzfrequenz und den Konversionswirkungs­ grad drastisch zu erhöhen.

Durch eine induktive Zuführung des Bias-Gleichstroms kann eine weitere Ver­ besserung erzielt werden, so dass das hochfrequente thermische Rauschen des Innenwiderstands der Quelle R_Q sowie etwaiges Transistorrauschen der Strom­ quelle reduziert werden.

Die Fig. 14 zeigt eine der Schaltung nach Fig. 1 entsprechende Anordnung, je­ doch abweichend von erster mit antiseriell geschalteten anodenseitig verbunde­ nen Fotodioden FD1' und FD2' (bzw. eine Fotodiode und eine Diode). Die Bias- Spannung U_Bias bzw. der Bias-Strom sind umzupolen. Bei ebenfalls umgekehr­ ter Polarität der LO-Wechselspannung U'_LO(t) und der ZF-Wechselspannung U'_ZF(t) ergeben sich grundsätzlich die gleichen Betriebsverhältnisse wie oben anhand der Fig. 1 beschrieben. Allerdings lassen sich dann keine kommerziellen MSM-Fotodioden einsetzen mit der unter Bezug auf Fig. 2 erläuterten Struktur.

In der nachfolgenden Tabelle 1 sind die betrachteten Rauschquellen und die im obigen Text beschriebenen Massnahmen zu deren Reduzierung noch einmal zu­ sammengestellt.

Tabelle 1

Anstelle eines in den Kathodenmittelkontakt 5 eingeprägten Bias-Stroms I_Bias kann zur Reduzierung der Zeitkonstanten beim Umladen der Diodenkapazitäten auch die Schaltungsergänzung gemäß dem Ausführungsbeispiel in Fig. 13 ver­ wendet werden. Dabei werden vom Lokaloszillatorsignal U_LO gesteuerte Schalter S1, S2 zu den beiden MSM-Fotodioden FD1, FD2 parallelgeschaltet. Der zu der in Durchlassrichtung betriebenen Fotodiode parallel liegende Schalter wird durchgeschaltet und der zu der in Sperrrichtung betriebenen Fotodiode parallel liegende Schalter wird gesperrt. Der hochohmige Durchlasswiderstands r_Durchl der durchgeschalteten Fotodiode wird also überbrückt. Über die geringen Wider­ stände der wechselweise durchgeschalteten Schalter S1, S2 wird in Verbindung mit der Lokaloszillatorspannungsquelle LO ein schneller Umladungsvorgang der Fotodiodenkapazitäten ermöglicht, so dass hohe Grenzfrequenzen resultieren. Da die Ströme durch die Fotodiode FD1, FD2 in diesem Fall sehr klein sind, ist auch mit sehr kleinen Schrotrauschströmen zu rechnen. Als Schalter eignen sich hierbei vorzugsweise Feldeffekttransistoren, da sie sich besonders vorteil­ haft zusammen mit der MSM-Fotodiode auf einem Chip integrieren lassen.

Die Verwendung einer einzelnen Fotodiode (z. B. MS- oder PIN-Fotodiode) anstel­ le zweier antiseriell geschalteter Fotodioden wäre in diesem Zusammenhang zwar auch möglich, ist aber mit Nachteilen verbunden. Diese Nachteile sind ins­ besondere in einem erhöhten Rauschen begründet, da im durchgeschaltetem Zustand das Rauschen der Spannungsquelle LO (thermisches Generatorwider­ standsrauschen und Amplitudenrauschen) und das Schrotrauschen der durch­ geschalteten Fotodiode ungehindert den Verstärker erreicht. Da ein relativ hoher Durchlassstrom eingeprägt werden muss, ist dieser Schrotrauschstromanteil relativ groß. Im Falle von MSM-Fotodioden wird dieser Schrotrauschstrom durch die kleine Sperrschichtkapazität der gesperrten Fotodiode reduziert. Neben erhöhtem Rauschen wird bei der Verwendung einer MS- oder PIN-Fotodiode im Vergleich zum Einsatz einer MSM-Fotodiode der Konversionswirkungsgrad hal­ biert.

Auch die Verwendung zweier antiseriell geschalteter PIN-Fotodioden oder die an­ tiserielle Schaltung einer PIN-Fotodiode und einer normalen Diode wäre möglich. Wegen geringem Übersprechen und geringer Einkopplung von elektromagneti­ scher Störstrahlung sollten die beiden Dioden auf einem Chip untergebracht sein. Dies macht aber ein Spezial-ChipDesign notwendig.

Die Verwendung von MSM-Fotodioden bietet im Vergleich zu anderen Dioden jedoch folgende Vorteile:

• - Sie besitzen vom Prinzip her eine geeignete Struktur zur Direktmischung auf Basis einer Gegentaktmischung mit geschalteten Dioden. Es ist also kein spezielles Chip-Design notwendig.
• - Sie bestehen aus planaren Strukturen, sind einfach aufgebaut und lassen sich daher kostengünstig produzieren.
• - Sie besitzen vom Prinzip her sehr geringe Sperrschichtkapazitäten und ermöglichen dadurch einen guten Konversionswirkungsgrad und eine hohe Bandbreite.
• - Bei planarer interdigitaler Struktur der Kontakte sind die felderfüllten Volumina sehr klein, so dass auch mit kleinen Sperrspannungen genügend hohe Feldstärken und damit gute Empfindlichkeiten erzielt werden können.
• - Aufgrund der kleinen felderfüllten Volumina sind nur geringe Span­ nungsamplituden des Lokaloszillators nötig.
• - Bei antiseriell geschalteten Dioden und geeigneter Beschaltung ist das niederfrequente Amplitudenrauschen des Lokaloszillators, das thermische Rauschen des Generatorwiderstands und das Schrotrauschen der durch­ geschalteten Fotodiode weitgehend unwirksam.
• - Die Integration zusätzlicher Komponenten, insbesondere von Feldeffekt­ transistoren, zusammen mit MSM-Fotodioden auf einem Chip ist sehr ein­ fach möglich.

Allgemeine Vorteile der Direktmischung sind:

• - Wegen kleiner Strukturen geringe Beeinflussung durch Übersprechen und Einstreuung externer elektromagnetischer Störleistung;
• - im Messsignalpfad existieren keine für EMI (elektromagnetische Interferenz) empfindliche Hochfrequenzsignale, -komponenten und -strukturen;
• - die Ausgangssignale der Fotodioden sind niederfrequent (z. B. 1 kHz bis 100 kHz) und lassen sich somit unproblematisch behandeln (keine Proble­ me mit Anpassung, Strukturgröße, Abstrahlung, Übersprechen, EMI, para­ sitäre Effekte) und rauscharm verstärken;
• - Reduzierter Bauteilbedarf;
• - Reduzierte Systemkosten;
• - Reduzierter Stromverbrauch;
• - Geringe Verlustleistung durch Leerlaufbetrieb des Lokaloszillators;
• - Verbesserte Distanzmessgenauigkeit.

Spezielle Vorteile des erfindungsgemäßen Einsatzes von MSM-Fotodioden zur Di­ rektmischung sind:

• - Geringe Abhängigkeit von Umgebungseinflüssen und Exemplarstreuungen;
• - Gute Handhabbarkeit und einfaches Schaltungs-Design;
• - Hohe Zuverlässigkeit und hohe Langzeitstabilität;
• - Geringe Verfälschung von Messergebnissen;
• - Keine Notwendigkeit eines geregelten Systems, einer initialen Kalibrierung und des Einsatzes gepaarter Bauelemente;
• - Systembedingt geeignete Struktur zur Direktmischung auf Basis einer Gegentaktmischung mit geschalteten Dioden;
• - Einfacher planarer Aufbau und kostengünstige Produktion;
• - Systembedingt niedrige Sperrschichtkapazität; daraus folgen:
  guter Konversionswirkungsgrad und
  hohe Bandbreite;
• - Kleine felderfüllte Volumina durch planare interdigitale Struktur der Kontakte; daraus folgen:
  gute Empfindlichkeit und hohe Bandbreite bei kleinen Sperrspannungen:
• - Geringe Spannungsamplituden des Lokaloszillators; daraus folgen: geringe EM-Abstrahlung;
• - Niederfrequentes Amplitudenrauschen des Lokaloszillators, thermisches Rauschen des Generatorwiderstands und Schrotrauschen der durch­ geschalteten Fotodiode sind unwirksam;
• - Bei Verwendung einer Bias-Hochspannung ergeben sich geringe Anforderungen an die Stabilität der Bias-Spannung. Die Bias-Hochspannung befindet sich nicht im Signalzweig, d. h. Mess­ signale werden durch sie nicht beeinflusst;
• - Bei Verwendung einer Bias-Stromquelle ist keine Hochspannung notwendig;
• - Die Integration zusätzlicher Komponenten, insbesondere von Feldeffekt­ transistoren, zusammen mit MSM-Fotodioden auf einem Chip ist sehr ein­ fach möglich.

Literaturliste

[1] EP 0 701 702 B1
[2] DE 196 43 287 A1
[3] US 4,403,857
[4] K. Seta, T. Oh' Ishi "Distance Measurement Using a Pulse Train Emitted from a Laser Diode", Japanese J. of Appl. Physics, vol. 26, no. 10, pp. L1690-L1692, Oct. 1987
[5] S. B. Alexander, "Optical Communication Recelver Design", SPIE Optical Engineering Press, Wahington, 1997; S. 93-110
[6] M. Gökkavas et al., "Ultrafast Resonant Cavity Enhanced Schottky Photo­ diodes", Conf. Proc. LEOs '97, vol. 1, pp. 160-161

Claims (18)

1. Einrichtung zum direkten Mischen eines modulierten Lichtempfangs­ signals mit einer hochfrequenten Wechselspannung(U_LO(t))) in einem Lichtemp­ fängerelement, dadurch gekennzeichnet, dass als Lichtempfängerelement und Signalmischeinrichtung ein antiseriell verbundenes Diodenpaar (FD1, FD2) ver­ wendet ist von dessen Dioden mindestens eine eine Fotodiode ist und an dessen gemeinsamen Verbindungspunkt ein im Wesentlichen konstanter Bias-Strom (I_Bias) eingeprägt wird, wobei die hochfrequente Wechselspannung als Gegen­ takt-Schaltspannung die von einander entfernten Anschlüsse des Fotodioden­ paars beaufschlagt und das Mischprodukt (U_ZF)über einen im Anschlusskreis wenigstens einer Diode des Fotodiodenpaars liegendes Tiefpassfilter (TP) abgreif­ bar ist.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Lichempfängerelement ein kathodenseitig verbundenes Fotodiodenpaar verwen­ det ist, an dessen gemeinsamer Kathode (5) der Bias-Strom ((I_Bias) eingeprägt wird, wobei die hochfrequente Wechselspannung als Gegentakt-Schaltspannung die Anoden des Fotodiodenpaars beaufschlagt und das Zwischenfrequenzpro­ dukt über einen im Anodenkreis wenigstens einer Diode (FD2) des Fotodioden­ paars liegendes Tiefpassfilter (TP) abgreifbar ist.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die anti­ seriell verbundenen Fotodioden (FD1, FD2) als Metall-Schottky-Metall- (MSM-)Fotodiodenpaar ausgebildet sind.

4. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Fotodi­ oden als ein in einem Halbleiterchip implementiertes Metall-Schottky-Metall- (MSM-)Fotodiodenpaar ausgebildet sind, bei dem der eingeprägte Bias-Strom (I_Bias) über eine extern kontaktierbare hochdotierte Halbleiter- oder Quasilei­ ter-Zwischenschicht (3) zuführbar ist, die einerseits an eine mit gleichem Lei­ tungstyp geringer oder undotierte Halbleiterschicht (2) mit gegenüberliegenden Schottky-Sperrschichten und andererseits an eine isolierende Substratschicht (1) angrenzt.

5. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Foto­ diodenpaar (FD1, FD2) durch zwei kathodenseitig durchverbundene, antiseriell geschaltete PIN-Fotodioden gebildet ist.

6. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Di­ odenpaar durch eine PIN-Fotodiode einerseits und eine Diode oder Fotodiode an­ dererseits gebildet ist, die kathodenseitig verbunden sind.

7. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das MSM- Fotodiodenpaar durch eine im Vergleich zur Bias-Strom-Kontaktschicht niedri­ ger dotierte Halbleiterschicht gleichen Leitungstyps und ein auf einer Lichtemp­ fangs-Hauptoberfläche dieser Halbleiterschicht (2) ausgebildetes Interdigi­ talelektrodenpaar (21, 22) gebildet ist.

8. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Bias-Strom von einer Bias-Spannungsquelle (BQ) bereitgestellt wird.

9. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine hochohmige Bias-Stromquelle.

10. Einrichtung nach Anspruch 9 in Verbindung mit Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Bias-Stromquelle durch eine in den Halbleiterchip integrierte Spannungs-Stromwandleranordnung realisiert ist.

11. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die hochfrequente Wechselspannung ein am Empfangsort des Lichtempfangssignals mittels eines Lokaloszillators (LO) erzeugtes hochfrequentes HF-Signal (U_LO(t)) ist.

12. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das als Gegentakt-Schaltspannung dienende HF-Signal den durch die antiseriell, katho­ denseitig verbundenen Dioden gebildeten In-Situ-Gegentakt-Mischer einerseits an der Anode der einen Diode direkt und andererseits am Fußpunkt des Tief­ passfilters (TP) beaufschlagt, das eingangsseitig mit der Anode der anderen Diode verbunden ist.

13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Tief­ passfilter (TP) durch ein kapazitives π-Glied realisiert ist, dessen kapazitive Querzweige (C₁, C₂) für die Differenzfrequenzanteile des Signalmischprozesses hohe Reaktanzwerte aufweisen und dessen Längszweig durch einen rauschar­ men ohmschen Widerstand (R2) gebildet ist.

14. Einrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 12, gekennzeichnet durch einen dem Tiefpassfilter nachgeschalteten Transimpedanzverstärker (TV).

15. Einrichtung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine zum Eingang des Tiefpassfilters (TP) parallel geschaltete Kompensations-Gleichstromquelle (KGQ).

16. Einrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine zu den beiden antiseriell verbundenen Fotodioden (FD1, FD2) parallel liegende Reihenanord­ nung von zwei Schaltern (S1, S2), deren gemeinsamer Verbindungspunkt mit der gemeinsamen Kathodenverbindung (5) des Fotodiodenpaars verbunden ist und die durch die HF-Wechselspannung (U_LO(t)) im Gegentakt so schaltbar sind, dass bei einer während einer Halbwelle der HF-Wechselspannung leiten­ den Fotodiode der zugeordnete parallel liegende Schalter geschlossen und der andere zur gesperrten Fotodiode parallel liegende Schalter geöffnet ist, während bei einer gegenphasigen Halbwelle der HF-Wechselspannung umgekehrte Ver­ hältnisse vorliegen.

17. Einrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die bei­ den Schalter (S1, S2) in einem Halbleiterchip gemeinsam mit dem Diodenpaar (FD1, FD2) ausgebildete Transistor-Schalter sind.

18. Verwendung der Einrichtung zur In-Situ-Hochfrequenz-Signalmischung nach einem der vorstehenden Ansprüche als Lichtempfangseinrichtung und Signalmischer in einem optoelektronischen Distanzmessgerät.