DE10056022A1

DE10056022A1 - AC-Dc-Wandler

Info

Publication number: DE10056022A1
Application number: DE10056022A
Authority: DE
Inventors: Christoph Loef
Original assignee: Philips Corporate Intellectual Property GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 2000-11-11
Filing date: 2000-11-11
Publication date: 2002-05-16
Also published as: US20020191428A1; WO2002039572A1; JP2004514391A; EP1332545A1; US6724644B2

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf einen AC-DC-Wandler mit einem Resonanzkonverter (A3), der u. a. zum Betrieb an unterschiedlichen Netzwechselspannungen verschiedener Wechselspannungsnetze geeignet ist. Die Erfindung nutzt u.a. die folgenden Ideen: DOLLAR A - Verwendung einer Brückenschaltung (A4), die sowohl als Vollbrückenschaltung wie auch als Halbbrückenschaltung betrieben werden kann, DOLLAR A - Verwendung einer mindestens kapazitiv (C¶2¶) mit dem Resonanzkonverter (A3) gekoppelten als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung (A2), DOLLAR A - Verwendung eines Transformators (T) im Resonanzkonverter (A3) und Realisierung des Punktes (7), an dem die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) mit dem Resonanzkonverter (A3) kapazitiv (C¶2¶) gekoppelt ist, durch Teilung der Primärwicklung des Transformators (T) und Herausführung dieses Teilungspunkts als besagten Punkt (7).

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen AC-DC-Wandler mit einem Resonanzkonverter.

Derartige AC-DC-Wandler dienen zur Umwandlung einer Wechselspannung in eine Gleichspannung und werden beispielsweise in Fernsehgeräten oder Entladungslampen in Form von Schaltnetzteilen eingesetzt, um eine Netzspannung in eine Versorgungs gleichspannung umzuwandeln.

Ein AC-DC-Wandler, der ein öffentliches Wechselspannungsnetz belastet, unterliegt be sonderen Anforderungen hinsichtlich des Stromes, der dem Wechselspannungsnetz ent nommen werden darf. So darf üblicherweise der vom AC-DC-Wandler aufgenommene Strom nur einen begrenzten Oberwellenanteil aufweisen, d. h. der AC-DC-Wandler muss im wesentlichen einen Wirkwiderstand repräsentieren. Der Scheinwiderstandsanteil der Eingangsimpedanz des AC-DC-Wandlers darf damit bestimmte Werte nicht über schreiten. Derartige Anforderungen sind beispielsweise in der IEC 1000-3-2 näher spezifiziert.

Aus der DE 198 24 409 A1 ist ein AC-DC-Wandler mit einem Resonanzkonverter bekannt, der einen rein aus passiven Bauelementen bestehenden Hochsetzsteller direkt mit dem Ausgang einer Halbbrücke verbindet. Die Veröffentlichung von W. Chen, F. C. Lee und T. Yamauchi "An improved 'Charge Pump' electronic ballast with low THD and low crest factor", IEEE APEC '96 Proceedings, pp. 622-627 enthält weitere Realisierungsmög lichkeiten einer solchen Anordnung. Andererseits beschreibt J. Wüstehube, Schaltnetzteile, 2. überarbeitete Auflage, S. 139f. eine Brückengleichrichterschaltung mit Umschaltvor richtung, mittels derer die Brückengleichrichterschaltung an die jeweils anliegende Netz wechselspannung (110-127 Volt z. B. in den USA oder 220-240 Volt z. B. in Europa) angepasst wird, so dass die erzeugte DC-Spannung unabhängig von der anliegenden Netzwechselspannung näherungsweise gleiche Werte hat.

Der Erfindung liegt unter anderem die Aufgabe zugrunde, einen AC-DC-Wandler mit einem Resonanzkonverter zu schaffen, der möglichst kostengünstig und zum Betrieb an unterschiedlichen Netzwechselspannungen verschiedener Wechselspannungsnetze geeignet ist. Dabei soll der vom AC-DC-Wandler aufgenommene Strom nur einen begrenzten Oberwellenanteil aufweisen und im wesentlichen als Wirkwiderstand wirken.

Diese Aufgabe wird durch einen AC-DC-Wandler gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Durch Verwendung der beiden Modi lässt sich das Verhältnis der Ausgangsgleichspannung zur am Eingang des AC-DC-Wandlers anliegenden ersten Wechselspannung einstellen. Diese Einstellmöglichkeit verringert die Anforderungen an die Steuerschaltung und erlaubt es die gleichen Bauelemente für AC-DC-Wandler, die z. B. für den Betrieb an unterschied lichen Netzwechselspannungen, die als erste Wechselspannung am AC-DC-Wandler an liegen, oder für unterschiedliche Ausgangsgleichspannungen vorgesehen sind, zu ver wenden. Dies führt zu einer erheblichen Kostenersparnis des AC-DC-Wandlers.

Die Verwendung der mit dem Resonanzkonverter gekoppelten, als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung führt zu einer weiteren Verringerung des Oberwellenanteils, der ins Wechselspannungsnetz zurückgekoppelt wird, und senkt den Scheinwiderstandsanteil der Eingangsimpedanz des AC-DC-Wandlers. Weiter ergibt die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung eine Stabilisierung der geglätteten, gleichgerichteten Wechselspannung. Dies verringert nochmals die Anforderungen an die Steuerschaltung.

Die abhängigen Ansprüche 2 bis 8 beziehen sich auf Erfindungsvarianten, die sich vorteil haft auf die durch den AC-DC-Wandler verursachte Netzbelastung, auf die praktische Einsetzbarkeit des AC-DC-Wandlers oder auf die Baukosten des AC-DC-Wandlers auswirken.

Die Erfindung bezieht sich aber auch auf einen integrierten Schaltkreis, der mindestens die Steuerschaltung oder der mindestens die Steuerschaltung und die vier Schaltelemente der Brückenschaltung in einem Bauteil integriert. Durch eine solche Integration lässt sich eine weitere Reduktion der Baukosten erreichen.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung besteht darin, dass ein erfindungsgemäßer AC-DC- Wandler besonders für Monitore und für Fernsehgeräte, z. B. mit Flachbildschirmen, geeignet ist. Diese Geräte benötigen eine genau geregelte und geglättete Stromversorgung mit einem nahezu sinusförmigen Verlauf des aufgenommenen Netzstromes gemäß den geltenden Richtlinien.

Diese und weitere Aspekte und Vorteile der Erfindung werden im Folgenden an Hand der Ausführungsbeispiele und insbesondere an Hand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen AC-DC-Wandlers,

Fig. 2 eine erfindungsgemäße Variante der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung, einer Komponente des erfindungsgemäßen AC-DC-Wandlers,

Fig. 3 eine weitere, erfindungsgemäße Variante der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung, die deren magnetische Kopplung mit einer Resonanzinduktivität des Resonanzkonverters zeigt und

Fig. 4, 5 und 6 erfindungsgemäße Varianten des Resonanzkonverters.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen AC-DC-Wandlers. Dem AC-DC-Wandler wird an seinem Eingang eine erste Wechselspannung U_in zugeführt, die mittels einer aus vier Dioden bestehenden ersten Gleichrichteranordnung A1 in eine gleichgerichtete Wechselspannung U₁₂ mit positivem Pol an Punkt 1 und negativem Pol an Punkt 2 umgesetzt wird. Die erste Wechselspannung U_in ist beispielsweise eine sinus förmige 230 V-Netzspannung mit einer Frequenz von 50 Hz.

Die gleichgerichtete Wechselspannung U₁₂ wird einer Reihenschaltung bestehend aus einer als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2 und einer hier aus einem Glättungs kondensator bestehenden ersten Glättungskondensatoranordnung C₁ zugeführt, wobei der Glättungskondensator vorzugsweise als Elektrolytkondensator ausgeführt wird. Dabei wird Punkt 2 der ersten Gleichrichteranordnung A1 mit der negativen Seite der Glättungs kondensatoranordnung C₁ an einem Punkt 5 gekoppelt. Punkt 4 bezeichnet den Ver bindungspunkt der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2 mit der ersten Glättungs kondensatoranordnung C₁. Entsprechend bezeichnet U₄₅ die an der ersten Glättungs kondensatoranordnung C₁ zwischen den Punkten 4 und 5 anliegende, geglättete, gleichge richtete Wechselspannung.

Die geglättete, gleichgerichtete Wechselspannung U₄₅ wird einer Brückenschaltung A4 mit einem ersten Schaltelement S₁, einem zweiten Schaltelement S₂, einem dritten Schalt element S₃ und einem vierten Schaltelement S₄ zugeführt. Die Schaltelemente sind hier als Feldeffekttransistoren ausgeführt. Statt dessen können jedoch auch andere Ausführungs formen der Schalter wie z. B. IGBTs (Isolated Gate Bipolar Transistors) verwendet werden. Die Spannung U₄₅ liegt sowohl an der Reihenschaltung aus den beiden Schaltelementen S₁ und S₂ als auch an der Reihenschaltung aus den beiden anderen Schaltelementen S₃ und S₄ an, d. h. die beiden Schaltelement-Reihenschaltungen liegen parallel zueinander und sind an den Punkten 4 und 5 miteinander und mit der ersten Glättungskondensator anordnung C₁ verbunden.

Zwischen einem Punkt 6 zwischen den Schaltelementen S₁ und S₂ und einem Punkt 8 zwischen den Schaltelementen S₃ und S₄ entsteht aus der gleichgerichteten und geglätteten Wechselspannung U₄₅ durch geeignetes Ein- und Ausschalten der Schaltelemente S₁ bis S₄ eine weitere Wechselspannung U₆₈. Diese weitere Wechselspannung U₆₈ wird dem Eingang eines Resonanzkonverters A3 zugeführt, an dessen Ausgang, der zugleich der Ausgang des AC-DC-Wandlers ist, eine Ausgangsgleichspannung U_out entsteht, die zur Versorgung einer Last R_L dient. Diese hier als ohmsch dargestellte Last R_L kann i. a. auch induktiver, kapazitiver oder gemischter Natur sein.

Der Resonanzkonverter A3 enthält Resonanzkreiselemente: hier eine Resonanzkapazität C_R und einen Transformator T, der u. a. als eine Resonanzinduktivität L_R wirkt und für eine Potentialtrennung zwischen dem Ein- und Ausgang des Resonanzkonverters A3 sorgt. Die Resonanzkapazität C_R und die Primärwicklung des Transformators T liegen in Reihe zwischen den Punkten 6 und 8 und bilden somit die Eingangsseite des Resonanzkonverters A3. Dabei liegt eine Seite der Resonanzkapazität C_R an dem Punkt 6. Die auf der Sekun därseite des Transformators T entstehende Wechselspannung wird mittels einer zweiten aus vier Dioden bestehenden Gleichrichteranordnung A6 gleichgerichtet und anschließend mittels einer hier aus einem Glättungskondensator bestehenden zweiten Glättungskon densatoranordnung C₃ geglättet. Die am Kondensator C₃ abfallende Spannung ist die am Ausgang des AC-DC-Wandlers anliegende Ausgangsgleichspannung U_out.

Die Schaltelemente S₁ bis S₄ sind mit einer Steuerschaltung A5 gekoppelt, die die Schalt elemente durch Anlegen geeigneter Steuersignale an die Steuereingänge der Schaltelemente steuert, d. h. einschaltet (in den leitenden Zustand überführt) oder ausschaltet (in den nichtleitenden Zustand überführt). Die Steuerschaltung A5 wird vorzugsweise mittels eines integrierten Schaltkreises (IC) realisiert, der gegebenenfalls auch die vier Schaltelemente S₁ bis S₄ aufweisen kann. Dabei steuert die Steuerschaltung A5 die Schaltelemente S₁ bis S₄ in zwei unterschiedlichen Modi, die unterschiedliche Werte des Verhältnisses U_out/U₆₈ und damit auch unterschiedliche Werte des Verhältnisses U_out/U_in bewirken.

So kann durch einen Wechsel des Modus beispielsweise eine Anpassung an die am Eingang des AC-DC-Wandlers anliegende Netzwechselspannung vorgenommen werden. Besonders vorteilhaft ist dabei die Veränderung des Verhältnisses U_out/U_in um etwa den Faktor 2, da sich z. B. auch die in Europa (ca. 220 bis 240 Volt) und in den USA (ca. 110 bis 127 Volt) benutzten Netzwechselspannungen etwa um einen Faktor 2 unterscheiden.

Eine solche Anpassung an die am Eingang des AC-DC-Wandlers anliegende Netzwechsel spannung kann beispielsweise durch die Steuerschaltung A5 automatisch vorgenommen werden. Dazu wird die Steuerschaltung A5 so ausgelegt, dass der AC-DC-Wandler für den Betrieb an zwei unterschiedlich hohen Netzwechselspannungen U_in vorbereitet ist. Welche der beiden vorgesehenen Netzwechselspannungen U_in dann im augenblicklichen Betrieb am AC-DC-Wandler anliegt, kann die Steuerschaltung A5 beispielsweise aus der Höhe der gleichgerichteten und geglätteten Wechselspannung U₄₅ erschließen oder man kann eine direkte Messung von U_in durch die Steuerschaltung A5 vorsehen. Um die automatische Anpassung an die beiden vorbereiteten Netzwechselspannungen vorzunehmen, schaltet die Steuerschaltung A5 dann bei der niedrigeren der beiden vorbereiteten Netzwechsel spannungen in den zweiten Modus, während sie bei der höheren der beiden vorbereiteten Netzwechselspannungen den ersten Modus benutzt.

Im ersten Modus steuert die Steuerschaltung A5 die Schaltelemente S₁ bis S₄ in einer Weise, dass die Brückenschaltung A4 als Halbbrückenschaltung betrieben wird. Dazu ist beispielsweise eines der beiden Schaltelemente S₃ oder S₄ ständig aus- und das andere ständig eingeschaltet, also beispielsweise S₃ ständig aus- und S₄ ständig eingeschaltet. Die beiden übrigen Schaltelemente S₁ und S₂ werden abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Grundsätzlich können aber auch die Rollen zwischen den Schalterpaaren S₃, S₄ und S₁, S₂ getauscht werden. Durch diesen Halbbrückenbetrieb liegt als weitere Wechselspannung am Eingang des Resonanzkonverters A3 während der Leitendphase des Schalters S₁ die gleichgerichtete und geglättete Wechselspannung U₄₅ an, während in der Sperrphase des Schalters S₁ die weitere Wechselspannung U₆₈ auf den Kurzschlusswert von idealerweise 0 Volt sinkt.

Im zweiten Modus steuert die Steuerschaltung A5 die Schaltelemente S₁ bis S₄ in einer Weise, dass die Brückenschaltung A4 als Vollbrückenschaltung betrieben wird. Dazu werden die Schaltelemente S₁ bis S₄ paarweise abwechselnd ein- und ausgeschaltet, d. h. die beiden Schalter S₁ und S₄ werden gleichzeitig ein- oder ausgeschaltet und auch die beiden Schalter S₂ und S₃ werden gleichzeitig ein- oder ausgeschaltet, während die Schalterpaare S₁, S₄ und S₂, S₃ abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. Durch diesen Vollbrücken betrieb liegt als weitere Wechselspannung U₆₈ am Eingang des Resonanzkonverters A3 während der Leitendphase der Schalter S₁ und S₄ die gleichgerichtete und geglättete Wechselspannung U₄₅ an, während in der Sperrphase der Schalter S₁ und S₄ die negative gleichgerichtete und geglättete Wechselspannung U₄₅ anliegt. Während im Halb brückenbetrieb des ersten Modus in der Sperrphase des Schalters S₁ am Eingang des Resonanzkonverters A3 also die Kurzschlussspannung 0 Volt anliegt, liegt im Vollbrücken betrieb des zweiten Modus die negative gleichgerichtete und geglättete Wechselspannung U₄₅ an. Dies bewirkt, bei ansonsten gleichen Schaltungsbedingungen, eine Vergrößerung des Verhältnisses U_out/U_in.

Alternativ kann für den zweiten Modus, wie in der DE 198 24 409 A1 und der dort zitierten Literaturstelle "Unitrode Power Supply Seminar, SEM-800, Bob Mammano und Jeif Putsch: Fixed-Frequency, Resonant-Switched Pulse Width Modulation with Phase- Shifted Control, Sep 91, Seiten 5-1 bis 5-7 (insbesondere Fig. 1)" angegeben, eine soge nannte "Phase-Shifted PWM Full-Bridge"-Ansteuerung der vier Schaltelemente S₁ bis S₄ gewählt werden.

In beiden Modi kann die Steuerschaltung A5 auch eine Anpassung der Schaltfrequenz und des Tastgrades der Schaltelemente S₁ bis S₄ vornehmen. Weiter kann bei Verwendung der "Phase-Shifted PWM Full-Bridge"-Ansteuerung auch eine Anpassung der Größe der Phasenverschiebung zwischen den Schaltzeitpunkten der beiden Schalterpaare S₁, S₄ und S₂, S₃ durchgeführt werden. Durch diese Maßnahmen lassen sich u. a. die Netzbelastung des AC-DC-Wandlers und die Größe und Stabilität der von ihm gelieferten Ausgangs gleichspannung U_out weiter einstellen.

Die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung A2 besteht in Fig. 1 aus einer Diode D₂ und einem Koppelkondensator C₂. Die Diode D₂ koppelt an Punkt 1 an die erste Gleichrich teranordnung A1 und an Punkt 4 an die erste Glättungskondensatoranordnung C₁. Der Koppelkondensator C₂ koppelt auf seiner einen Seite an einen Verbindungspunkt 3 zwischen der ersten Gleichrichteranordnung A1 und der Diode D₂. Auf seiner anderen Seite koppelt er an einen Punkt 7 innerhalb des Resonanzkonverters A3. Dieser Punkt 7 innerhalb des Resonanzkonverters A3 wird durch Teilen der Primärwicklung des Trans formators T und Herausführen des Teilungspunktes 7 realisiert.

Durch diese Kopplung wird über den Koppelkondensator C₂ während des Betriebs des AC-DC-Wandlers ein mit der Arbeitsfrequenz des Resonanzkonverters A3 moduliertes Potential U₃₇ an den Punkt 3 innerhalb der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2 rückgekoppelt. Da die Diode D₂ den Strom nur in Richtung von Punkt 3 zu Punkt 4 leitet, bewirkt diese Rückkopplung ein Hochstellen der geglätteten, gleichgerichteten Wechselspannung U₄₅, die an der ersten Glättungskondensatoranordnung C₁ abfällt. Die beiden Dioden der ersten Gleichrichteranordnung A1, die den Strom in Richtung zum Punkt 1 leiten, verhindern einen Stromrückfluss zum Eingang des AC-DC-Wandlers.

Für weitere Erläuterungen und Ausgestaltungen dieses Wirkungsprinzips wird auf die DE 198 24 409 A1 verwiesen. Dort sind auch weitere Realisierungsmöglichkeiten des Punktes 7 dargestellt, die alle den Zweck erfüllen, ein mit der Arbeitsfrequenz des Resonanzkonverters A3 moduliertes Potential U₃₇ an den Punkt 3 zurückzukoppeln. Unschwer kann der Fachmann auch noch weitere Varianten angeben.

Das rückgekoppelte Potential U₃₇ ist mit der Arbeitsfrequenz des Resonanzkonverters A3 moduliert. Diese Arbeitsfrequenz wird üblicherweise sehr viel höher als die Frequenz der am Eingang des AC-DC-Wandlers anliegenden Netzwechselspannung U_in, die z. B. 50 Hertz betragen kann, gewählt. Dadurch ergeben sich nämlich erhebliche Kostenvorteile bei Bau und Betrieb z. B. des Resonanzkonverters A3. Damit die Rückkopplung bei diesen hohen Arbeitsfrequenzen noch die gewünschten Ergebnisse zeigt, ist es nötig, sowohl für die Diode D₂ der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2 als auch für die beiden Dioden der ersten Gleichrichteranordnung A1, die den Strom in Richtung zum Punkt 1 leiten, genügend schnell reagierende Dioden zu wählen. Die beiden restlichen Dioden der ersten Gleichrichteranordnung A1 können "langsame" Dioden sein, d. h. für sie genügt die Verwendung von Dioden, die schnell genug für die Frequenz der Netzwechselspannung U_in (z. B. 50 Hertz) arbeiten.

Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Variante der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2.

Zunächst wurde hier eine weitere Diode D₁ in die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung A2 aufgenommen. Diese Diode D₁ liegt zwischen der ersten Gleichrichteranordnung A1 und dem Verbindungspunkt 3, an den der Koppelkondensator C₂ koppelt. Die Idee ist, für diese Diode D₁ genau wie für die erste Diode D₂ der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2 eine schnell reagierende Diode zu verwenden. Damit können dann die beiden Dioden der ersten Gleichrichteranordnung A1, die den Strom in Richtung zum Punkt 1 leiten, genau wie die beiden übrigen Dioden der ersten Gleichrichteranordnung A1, als langsame Dioden ausgeführt werden, was zu Kostenvorteilen führt.

Weiter wurde dann in die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung A2 eine Induktivität L_H aufgenommen, die zwischen die weitere Diode D₁ und den Verbindungspunkt 3 des Koppelkondensators C₂ geschaltet ist. Es handelt sich bei dieser Induktivität L_H allerdings um ein optionales Bauelement, d. h. auch die in Fig. 2 dargestellte Anordnung ohne die Induktivität L_H erfüllt den erfindungsgemäßen Zweck. Das Verwenden der Induktivität L_H führt jedoch einen weiteren Energiespeicher in die als Hochsetzsteller wirkende Anord nung A2 ein und verbessert damit die Netzbelastung des AC-DC-Wandlers und die Hochstellwirkung der Anordnung A2.

Fig. 3 zeigt eine weitere, erfindungsgemäße Variante der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2.

Hier wurde zusätzlich zu den bereits in Fig. 2 dargestellten Bauelementen eine weitere Induktivität L_T in die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung A2 eingefügt. Diese Induktivität L_T liegt zwischen der Induktivität L_H und dem Verbindungspunkt 3 des Koppelkondensators C₂. Sie ist magnetisch über die Kopplung k mit der Resonanzin duktivität L_R des Resonanzkonverters A3 gekoppelt. Wie auch unter Fig. 1 beschrieben, ist dazu die Resonanzinduktivität L_R als Induktivität der Primärseite des im Resonanzkon verter A3 enthaltenen Transformators T realisiert. Eine solche Realisierung ist jedoch nicht zwingend, auch andere Formen der Resonanzinduktivität L_R sind für den Fachmann unschwer vorstellbar.

Die magnetische Kopplung k lässt sich beispielsweise dadurch bewirken, dass die Wicklung der Induktivität L_T auf denselben Kern aufgebracht wird, auf den auch die Primärwicklung des Transformators T gewickelt ist. Aber auch andere Möglichkeiten sind vorstellbar. In diesem Zusammenhang wird auch nochmals auf die DE 198 24 409 A1 und hier besonders auf die dortige Fig. 8 verwiesen.

Bei der in Fig. 3 gezeigten Induktivität L_H handelt es sich wieder um ein optionales Bauelement. Durch geeignete Auslegung der Induktivität L_T kann auf eine separate Induktivität L_H verzichtet werden.

Die magnetische Kopplung k der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2 mit dem Resonanzkonverter A3 schafft einen zweiten, diesmal induktiven Kopplungsmechanismus neben der durch den Koppelkondensator C₂ bewirkten kapazitiven Kopplung. Dadurch werden die Rückwirkungen der als Hochsetzsteller wirkenden Anordnung A2 auf den Resonanzkonverter A3 verringert und man erhält ein günstigeres Arbeitsverhalten des AC- DC-Wandlers. Für die nähere Erläuterung dieser Wirkungsweise wird erneut auf die DE 198 24 409 A1 verwiesen.

Die Fig. 4, 5 und 6 zeigen erfindungsgemäße Varianten des Resonanzkonverters A3. Diese und weitere für den Fachmann naheliegende Varianten des Resonanzkonverters A3, die auch Änderungen im Lastkreis des Resonanzkonverters A3 umfassen können, können vorteilhaft zur Anpassung des AC-DC-Wandlers an die Anforderungen der Last R_L eingesetzt werden.

In Fig. 4 wurde im Resonanzkonverter A3 die Reihenfolge der Resonanzkapazität C_R und des Transformators T vertauscht. D. h., die Primärseite des Transformators T koppelt jetzt auf ihrer einen Seite an den Punkt 6 und auf ihrer anderen Seite an die Resonanzkapazität C_R, die ihrerseits auf ihrer anderen Seite an den Punkt 8 koppelt.

In Fig. 5 wurde die Resonanzkapazität C_R durch zwei Resonanzkapazitäten C_R1 und C_R2 ersetzt, wobei die erste Resonanzkapazität C_R1, der Transformator T und die zweite Resonanzkapazität C_R2 in dieser Reihenfolge in Reihe zwischen den Punkten 6 und 8 liegen.

In Fig. 6 wurden wieder eine Resonanzkapazität C_R und ein Transformator T verwendet. Zusätzlich wurden jedoch zwei weitere Induktivitäten L_R1 und L_R2 in den Resonanzkon verter A3 aufgenommen. Diese Bauelemente liegen in folgender Reihenfolge als Reihen schaltung zwischen den Punkten 6 und 8: C_R, T, L_R1 und L_R2.

Bei den Fig. 4 und 5 wird der Punkt 7, an den der Koppelkondensator C₂ der als Hoch setzsteller wirkenden Anordnung A2 koppelt, weiter wie bei Fig. 1 durch Teilung der Primärwicklung des Transformators T realisiert. Bei Fig. 6 dagegen liegt der Punkt 7 zwischen den beiden weiteren Induktivitäten L_R1 und L_R2.

Allen diesen Schaltungsanordnungen in den Fig. 1 und 3 bis 6 ist gemeinsam, dass der Punkt 7 auf der Eingangsseite des Resonanzkonverters A3 beidseitig von Induktivitäten umgeben ist, die entweder diskret (L_R1 und L_R2 in Fig. 6) oder durch Teilung der Primär wicklung des Transformators T (bei den Fig. 1, 3, 4 und 5) realisiert werden. Diese beiden Induktivitäten bewirken zum einen, wie bereits in der DE 198 24 409 A1 ausgeführt, eine Begrenzung der durch den Koppelkondensator C₂ rückgekoppelten Ströme und Span nungen. Zum anderen bildet die Wahl des Verhältnisses, das die zu beiden Seiten des Punktes 7 liegenden Induktivitäten zueinander bilden, zusammen mit der Dimensio nierung der übrigen Bauelemente des Resonanzkonverters A3 einen weiteren Freiheitsgrad in der Auslegung des AC-DC-Wandlers. Dieser Freiheitsgrad kann vorteilhaft dazu genutzt werden, den AC-DC-Wandler zum Betrieb an unterschiedlich hohen Netzwechselspan nungen, z. B. an den in Europa (ca. 220 bis 240 Volt) und den USA (ca. 110 bis 127 Volt) üblichen, auszulegen, um der Last R_L unabhängig von dieser am Eingang des AC-DC- Wandlers anliegenden Netzwechselspannung eine konstante Leistung zur Verfügung zu stellen.

Besonders bei Fig. 6 wird das Wirkungsprinzip der Lage des Punktes 7 deutlich. Dazu nehmen wir an, dass die durch den Transformator T eingebrachte primärseitige Indukti vität klein gegenüber den beiden weiteren Induktivitäten L_R1 und L_R2 ist. Deswegen ist diese primärseitige Induktivität in Fig. 6 auch durch das Symbol n statt des in den Fig. 1, 3, 4 und 5 verwendeten Symbols L_R bezeichnet. Bei geeigneter Wahl des Verhältnisses L_R1/L_R2 führt die zwischen den Punkten 6 und 8 anliegende weitere Wechselspannung U₆₈ in ihren beiden Halbwellen zu unterschiedlichen Potentialen im Punkt 7.

Betrachtet man beispielsweise den Fall, dass die Brückenschaltung A4 im zweiten Modus als Vollbrückenschaltung betrieben wird, und wählt man L_R1 größer als L_R2 so erkennt man, dass an Punkt 7 während der negativen Halbwelle von U₆₈, d. h. während Punkt 8 auf positivem Potential liegt, ein höheres Potential entsteht als während der positiven Halb welle von U₆₈. Dadurch lässt sich in diesem Fall während der negativen Halbwelle von U₆₈ ein, verglichen mit der positiven Halbwelle von U₆₈, verstärktes Hochstellen der gleichge richteten und geglätteten Wechselspannung U₄₅ erreichen. Damit wird deutlich, dass erflndungsgemäß durch geeignete Wahl der in Fig. 6 gezeigten Bauelemente die Unab hängigkeit der Ausgangsgleichspannung U_out von der am Eingang des AC-DC-Wandlers anliegenden Netzwechselspannung U_in erreicht werden kann. Entsprechendes erreicht man bei den in den Fig. 1 und 3 bis 5 gezeigten Anordnungen durch geeignete Wahl des Teilungspunktes 7 des Transformators T sowie passende Dimensionierung der übrigen Bauelemente.

In den Fig. 1 und 3 bis 6 wurde der Resonanzkonverter A3 stets mit einem Transformator T gezeigt. Der Vorteil der Verwendung eines Transformators T besteht u. a. in dem da durch ermöglichten weiten Übersetzungsverhältnis U_out/U₆₈ des Resonanzkonverters A3 sowie der durch T bewirkten Potentialtrennung zwischen U_out und U₆₈. Weiter erspart die in den Fig. 1 und 3 bis 5 gezeigte Realisierung des Punktes 7 als Teilung der Primär wicklung des Transformators T die Verwendung weiterer separater Induktivitäten, wie z. B. der in Fig. 6 gezeigten Induktivitäten L_R1 und L_R2, im Resonanzkonverter A3. Allerdings ist es dem Fachmann bekannt, dass nicht alle Anwendungen eines AC-DC-Wandlers im Resonanzkonverter wirklich einen Transformator erfordern. Insofern werden auch solche Varianten in die Erfindung mit einbezogen.

Claims

1. AC-DC-Wandler, der folgende Komponenten aufweist:
eine erste Gleichrichteranordnung (A1) zur Erzeugung einer gleichgerichteten Wechselspannung (U₁₂) aus einer am Eingang des AC-DC-Wandlers anliegenden ersten Wechselspannung (U_in),
eine erste Glättungskondensatoranordnung (C₁) zur Glättung der gleichgerichteten Wechselspannung (U₁₂) zur geglätteten, gleichgerichteten Wechselspannung (U₄₅),
eine ein erstes, zweites, drittes und viertes Schaltelement (S₁, S₂, S₃, S₄) aufweisende Brückenschaltung (A4) zur Umsetzung der gleichgerichteten und geglätteten Wechsel spannung (U₄₅) in eine weitere Wechselspannung (U₆₈),
einen Resonanzkreiselemente (C_R, L_R) aufweisenden Resonanzkonverter (A3) zur Umsetzung dieser weiteren Wechselspannung (U₆₈) in eine am Ausgang des AC-DC- Wandlers zur Verfügung stehende Ausgangsgleichspannung (U_out),
eine Steuerschaltung (A5) zur Steuerung der Schaltelemente (S₁, S₂, S₃, S₄) der Brückenschaltung (A4), wobei ein erster Modus vorgesehen ist, in dem die Brückenschaltung (A4) durch Veränderung der Schaltzustände des ersten und zweiten Schaltelements (S₁, S₂) als Halbbrückenschaltung betrieben wird und die Schaltzustände des dritten und vierten Schaltelements (S₃, S₄) nicht verändert werden, und wobei ein zweiter Modus vorgesehen ist, in dem die Brückenschaltung (A4) durch Veränderung der Schaltzustände aller vier Schaltelemente (S₁, S₂, S₃, S₄) als Vollbrückenschaltung betrieben wird,
eine zwischen der ersten Gleichrichteranordnung (A1) und der ersten Glättungskondensatoranordnung (C₁) befindliche, als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) aus mindestens einer Diode (D₂) sowie einem Koppelkondensator (C₂),
der auf seiner einen Seite mit einem zwischen der ersten Gleichrichteranordnung (A1) und dieser Diode (D) liegenden Verbindungspunkt (3) gekoppelt ist, und dessen anderes Ende mit einem Punkt (7) innerhalb des Resonanzkonverters (A3) gekoppelt ist, so dass während des Betriebs des AC-DC-Wandlers ein mit der Arbeitsfrequenz des Resonanzkonverters (A3) moduliertes Potential (U₃₇) rückgekoppelt wird.

2. AC-DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
dass die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) eine weitere Diode (D₁) enthält, die in Reihe zwischen der ersten Gleichrichteranordnung (A1) und dem Verbindungspunkt (3) liegt, an den der Koppelkondensator (C₂) koppelt, und
dass die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) insbesondere eine Induktivität (L_H) enthält, die zwischen diese weitere Diode (D₁) und den Verbindungspunkt (3) des Koppelkondensators (C₂) geschaltet ist.

3. AC-DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
dass der Resonanzkonverter (A3) eine Resonanzinduktivität (L_R) enthält,
dass die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) eine weitere Diode (D₁) enthält, die in Reihe zwischen der ersten Gleichrichteranordnung (A1) und dem Verbindungspunkt (3) liegt, an den der Koppelkondensator (C) koppelt, und
dass die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) eine Induktivität (L_T) enthält, die zwischen diese weitere Diode (D₁) und den Verbindungspunkt (3) des Koppelkondensators (C₂) geschaltet ist und magnetisch (k) mit der Resonanzinduktivität (L_R) des Resonanzkonverter (A3) gekoppelt ist.

4. AC-DC-Wandler nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Resonanzkonverter (A3) als Resonanzkreiselemente mindestens eine Resonanzkapazität (C_R) und mindestens eine Resonanzinduktivität (L_R) enthält, die auf die folgende Weise mit der Brückenschaltung (A4) gekoppelt sind:
die Resonanzkapazität (C_R)koppelt auf ihrer einen Seite an einen Punkt (6) zwischen dem ersten (S₁) und zweiten (S₂) Schaltelement der Brückenschaltung (A4), und
die Resonanzinduktivität (L_R) koppelt auf ihrer einen Seite an einen Punkt (8) zwischen dem dritten (S₃) und vierten (S₄) Schaltelement der Brückenschaltung (A4).

5. AC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
dass der AC-DC-Wandler dazu vorgesehen ist, dass an seinem Eingang wahlweise zwei unterschiedlich hohe erste Wechselspannungen (U_in) anliegen können, und
dass die Steuerschaltung (A5) eine automatische Umschaltung zwischen den beiden Modi der Brückenschaltung (A4) in Abhängigkeit von der anliegenden ersten Wechselspannung (U_in) derart vorsieht, dass bei niedriger erster Wechselspannung (U_in) die Brückenschaltung (A4) als Vollbrückenschaltung betrieben wird, während sie bei hoher erster Wechselspannung (U_in) als Halbbrückenschaltung betrieben wird.

6. AC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (A5) für eine Anpassung der Schaltfrequenz und des Tastgrades der Schaltelemente (S₁, S₂, S₃, S₄) der Brückenschaltung (A4) vorgesehen ist.

7. AC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
dass der Resonanzkonverter (A3) mindestens zwei Induktivitäten (L_R1, L_R2) enthält, die miteinander und ggf mit weiteren Elementen des Resonanzkonverter (A3) in Reihe geschaltet sind, und
dass der Punkt (7), an dem die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) kapazitiv (C₂) mit dem Resonanzkonverter (A3) gekoppelt ist, in der Reihenschaltung zwischen den beiden o. g. Induktivitäten (L_R1, L_R2) liegt.

8. AC-DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
dass der Resonanzkonverter (A3) einen Transformator (T) enthält, und
dass der Punkt (7), an dem die als Hochsetzsteller wirkende Anordnung (A2) kapazitiv (C₂) mit dem Resonanzkonverter (A3) gekoppelt ist, durch Teilen der Primärwicklung des Transformators (T) und Herausführen des Teilungspunktes (7) realisiert wird.

9. Integrierter Schaltkreis mit mindestens der Steuerschaltung (A5) eines in einem der Ansprüche 1 bis 8 angeführten AC-DC-Wandlers.

10. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
dass der integrierte Schaltkreis auch die vier Schaltelemente (S₁, S₂, S₃, S₄) der Brückenschaltung (A4) eines in einem der Ansprüche 1 bis 8 angeführten AC-DC- Wandlers enthält.

11. Monitor mit einem AC-DC-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8.

12. Fernsehgerät mit Flachbildschirm mit einem AC-DC-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8.