DE10038693C2

DE10038693C2 - Temperatursensor

Info

Publication number: DE10038693C2
Application number: DE2000138693
Authority: DE
Inventors: Karl Schroedinger; Jaro Stimma
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2000-07-28
Filing date: 2000-07-28
Publication date: 2002-10-24
Anticipated expiration: 2020-07-29
Also published as: DE10038693A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Temperatursensor nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die Druckschrift US 5,336,943 beschreibt einen Temperatur sensor gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, der zwei Feldeffekttransistoren aufweist, von denen der eine im Bereich unterhalb der Abschnürspannung (subthreshold region) und der andere an einem Arbeitspunkt betrieben wird, in dem für einen konstanten Drain-Source-Strom die Gatespannung im wesentlichen temperaturunabhängig ist. Durch Vergleich der Spannungen an den beiden Feldeffekttransistoren wird ein Signal erzeugt, das von der Temperatur des unterhalb der Abschnürspannung betriebenen Transistors abhängig ist.

Ein Nachteil des bekannten Temperatursensors besteht darin, daß das Ausgangssignal aufgrund der kleinen Ströme und Spannungen im Bereich unterhalb der Abschnürspannung klein und daher nur schwer weiterzuverarbeiten ist.

Die US 5 796 290 A beschreibt ebenfalls einen gattungsgemäßen Temperatursensor. Der Temperatursensor weist zwei Feldeffekttransistoren auf, von denen der eine an einem Arbeitspunkt betrieben wird, in dem für einen konstanten Drain-Source-Strom die Gatespannung im wesentlichen temperaturunabhängig ist. Der andere Feldeffekttransistor wird unterhalb des temperaturunabhängigen Arbeitspunktes betrieben. Die Differenz der Spannungen an den beiden Feldeffekttransistoren wird als Maß für die Temperatur ausgewertet.

Aus der EP 0 523 799 A1 ist ein Temperatursensor mit zwei FET-Transistorschaltungen bekannt, von denen eine Bereich unterhalb der Abschnürspannung (subthreshold region) und die andere in einem temperaturunabhängigen Arbeitspunkt betrieben wird.

Die DE 198 41 202 C1 beschreibt einen Temperatursensor, der ein Halbleiterbauelement mit temperaturabhängiger Stromcharakteristik und ein Referenzbauelement aufweist. Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Temperatursensor zur Verfügung zu stellen, der ein im wesent lichen linear von der Temperatur abhängiges, relativ großes Ausgangssignal zur Verfügung stellt. Der Temperatursensor soll sich dabei zur Einstellung einer temperaturunabhängigen Verstärkung einer Verstärkerschaltung eignen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Temperatursen sor mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Bevorzugte und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Danach zeichnet sich der erfindungsgemäße Temperatursensor dadurch aus, daß eine erste FET-Transistorschaltung in einem Arbeitsbereich betrieben wird, der oberhalb des temperatu runabhängigen Arbeitspunktes und in einem Bereich liegt, in dem für einen konstanten Drain-Source-Strom die Gatespannung mit zunehmender Temperatur zunimmt. Eine zweite FET-Transi storschaltung wird dagegen an einem Arbeitspunkt betrieben, in dem für einen konstanten Drain-Source-Strom die Gatespannung im wesentlichen temperaturunabhängig ist. Dies führt dazu, daß die Differenz der Spannungen an der ersten und der zweiten FET-Transistorschaltung ein Maß für die Temperatur an der ersten FET-Transistorschaltung darstellt und entsprechend ausgewertet wird.

Die erfindungsgemäße Lösung weist des weiteren eine Verstär kerschaltung auf, die die Differenz der Gatespannungen an der ersten und zweiten FET-Transistorschaltung erfaßt und in eine Steuerspannung für eine weitere Verstärkerschaltung umsetzt. Die Verstärkerschaltung verstärkt die Differenzspannung und paßt sie im Arbeitspunkt an.

Es wird darauf hingewiesen, daß jeder Feldeffekttransistor einen Arbeitspunkt aufweist, in dem für einen konstanten Drain-Source-Strom die Gatespannung im wesentlichen tempera turunabhängig ist (englisch: zero-temperature-coefficient-po int). Unterhalb dieses Arbeitspunktes weist der Drain-Source- Strom einen positiven Temperaturkoeffizienten, oberhalb dieses Arbeitspunktes eines negativen Temperaturkoeffizienten auf. Dies ist in der Literatur zu Feldeffekttransistoren aus führlich beschrieben.

Der erfindungsgemäße Temperatursensor weist den Vorteil auf, daß durch Betreiben der beiden FET-Transistorschaltungen zum einem im "zero-temperature-coefficient-point" und zum anderen oberhalb dieses Punktes eine im wesentlichen lineare Abhängigkeit des Ausgangssignals von der Temperatur besteht. Das Ausgangssignal ist dabei die Differenz der an den beiden FET-Transistorschaltungen anliegenden Spannungen. Zusätzlich wird eine gegenüber dem Stand der Technik der US-A-5,336,943 größere Ausgangsspannung erzeugt, so daß sich das Ausgangssignal leicht weiterverarbeiten läßt.

Die Mittel zum Betreiben der ersten FET-Transistorschaltung und die Mittel zum Betreiben der zweiten FET-Transistorschal tung weisen bevorzugt einen Stromgenerator auf, der die beiden Transistorschaltungen mit konstanten Strömen speist. Mit Vorteil besteht der Stromgenerator dabei aus zwei gekoppelten Stromquellen, die die FET-Transistorschaltungen speisen. Durch Verwendung eines Stromgenerators, der die beiden FET-Transistorschaltungen mit unterschiedlichen Strömen betreibt, lassen sich die gewünschten Arbeitspunkte der Transistorschaltungen einfach und zuverlässig einstellen.

Alternativ weisen die Mittel zum Betreiben der ersten und zweiten FET-Transistorschaltung jeweils einen Widerstand auf, der mit der jeweiligen FET-Transistorschaltung in Reihe geschaltet ist. In dieser Ausführungsvariante werden die FET- Transistorschaltungen durch die Widerstände gespeist.

Die FET-Transistorschaltungen weisen bevorzugt jeweils mindestens einen MOS-Transistor auf, der in Diodenschaltung betrieben wird, d. h. das Gate ist mit dem Drain-Anschluß verbunden.

Um eine variablere Generierung der Differenzspannung zwischen den beiden FET-Transistorschaltungen zu ermöglichen, ist an einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, für die erste und/oder die zweite FET-Transistorschaltung kaskadierte MOS-Transistoren einzusetzen. Dabei kann in einfacher Weise durch Variation der Speiseströme sowie der Transistorgrößen die Differenzspannung über einen sehr weiten Spannungsbereich eingestellt werden.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren der Zeichnung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild einer Verstärkerschaltung mit einer Schaltungsanordnung und einem Temperatursensor;

Fig. 2 schematisch die Verstärkung und den Steuerstrom in Abhängigkeit von der Temperatur mit und ohne Verstärkungssteuerung;

Fig. 3a schematisch die Transistorkennlinie eines MOS- Transistors für zwei Temperaturen;

Fig. 3b die Schaltung eines MOS-Transistors bei Aufnahme der Tansistorkennlinie gemäß Fig. 3a, und

Fig. 4 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Temperatursensors;

Fig. 1 zeigt eine Verstärkerschaltung mit drei Verstärkerstu fen 1, 1', 1", die jeweils aus MOS-Transistoren Q1, Q2 und Drain-Widerständen Rd bestehen. Die Verstärkerstufen 1, 1', 1" können identisch ausgebildet sein. Dies ist jedoch nicht notwendigerweise der Fall.

Die Source-Anschlüsse der beiden Transistoren Q2 einer Ver stärkerstufe sind gemeinsam an den Drain-Anschluß des Transi stors Q1 angeschlossen, der als Stromquelle dient. Der Source-Anschluß des Transistors Q1 ist mit Masse verbunden. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren Q2 sind jeweils über einen Drain-Widerstand Rd mit einer Spannungsquelle verbun den. Die an den Drain-Anschlüssen der Transistoren Q2 anlie genden Spannungen einer Stufe 1, 1' werden dem Differenzver stärker der nächsten Stufe 1', 1" als Eingang zugefügt. Derartige Verstärkerstufen sind an sich bekannt.

Durch die Gatespannung am Transistor Q1 wird jeweils der Strom durch die einzelnen Verstärkerstufen 1, 1', 1" einge stellt. Wie nachfolgend erläutert, wird die Gatespannung dabei so eingestellt, daß der Strom Iv durch die Verstärker stufen mit abnehmender Temperatur reduziert wird. Dies führt dazu, daß ausgehend von einer ausreichenden Verstärkung V0 bei einer höchsten Betriebstemperatur die Verstärkung bzw. die Transistorsteilheit gm mit abnehmender Temperatur konstant bleibt.

Dieser Zusammenhang ist schematisch in Fig. 2 dargestellt. Der obere Graph G1 in Fig. 2 zeigt die Verstärkung V (die proportional zur Transistorsteilheit gm ist) bei konstantem Strom, ohne die nachfolgend erläuterte Steuerung der Gate spannung des Transistor Q1. Die Verstärkung V nimmt mit zunehmender Betriebstemperatur T quadratisch ab und erreicht bei einer maximalen Betriebstemperatur T_max den Wert V0.

Die untere Kurve G3 zeigt den Strom Iv durch die Verstärkerstufe, der durch eine entsprechende Einstel lung der Steuerspannung bzw. Gatespannung des Transistors Q1 mit abnehmender Temperatur hin reduziert wird.

Da die Steilheit eines im Sättigungsbereich betriebenen Transistors proportional zur Wurzel des Drain-Stroms Id ist, wird durch den reduzierten Strom Iv die Verstärkung der Ver stärkerstufe bei kleinen Temperaturen entsprechend reduziert. Dies führt dazu, daß die Verstärkung über den gesamten Tempe raturbereich im wesentlichen konstant ist und dem Wert V0 entspricht. Dies ist in dem mittleren Graphen G2 der Fig. 2 dargestellt.

Eine Steuerung der Gatespannung Ug der Transistoren Q1 erfolgt mittels eines Temperatursensors 2 und einer Verstär kerschaltung 3.

Der Temperatursensor 2 wird gemäß Fig. 1 durch zwei MOS-Tran sistoren Q3 und Q4 realisiert, die in Diodenschaltung angeordnet sind, d. h. der Gate-Anschluß und der Drain-An schluß der Transistoren sind miteinander verbunden. Über einen Stromgenerator 21 mit zwei gekoppelten Stromquellen werden die Transistoren Q3 und Q4 mit unterschiedlichen Strömen I1 und I2 betrieben. Der Stromgenerator 21 ist dabei mit dem Gate-Anschluß verbunden; der Source-Anschluß der beiden Transistoren ist jeweils geerdet.

Die Verstärkerschaltung 3 weist zwei Eingänge auf, von denen der eine Eingang mit dem Drain-Anschluß des Transistors Q3 und der andere Eingang mit dem Drain-Anschluß des Transistors Q4 verbunden ist. Die Steuerschaltung 3 erfaßt damit die Differenzspannung an den beiden Transistoren Q3 und Q4 und setzt diese Differenzspannung in eine Steuerspannung Ug um, die die Gatespannung der als Stromquellen dienenden Transi storen Q1 der Verstärkerstufen 1, 1', 1" bildet.

In Abhängigkeit von der Stromdichte ergibt sich eine unterschiedliche Temperaturabhängigkeit der Gatespannung, die zur Temperaturmessung ausgenutzt wird. Fig. 3a zeigt schematisch die Transistorkennlinie eines MOS-Transistors (etwa des Transistors Q3 oder des Transistors Q4 der Fig. 1) für zwei Temperaturen T1 und T2, wobei T2 kleiner als T1 ist. Die zu gehörige Schaltung, bei der die Transistorkennlinie aufgenommen ist, ist in Fig. 3b dargestellt. Der Transistor wird bei Aufnahme der Transistorschaltung in Diodenschaltung betrieben.

Gemäß Fig. 3a existiert ein Arbeitspunkt A, in dem der Tempe raturkoeffizient gleich Null ist, d. h. für einen konstanten Drain-Source-Strom Id ist die Gatespannung Ug temperaturunab hängig. Unterhalb dieses Punktes A ist der Temperaturkoeffi zient des Drain-Source-Stroms Id positiv, oberhalb des Punk tes A negativ.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 1 wird nun der Transistor Q4 bei einer Stromstärke I2 betrieben, die dem temperaturunabhängi gen Arbeitspunkt A entspricht. Dementsprechend ist die Spannung U2 am Transistor Q4 konstant.

Demgegenüber wird der Transistor Q3 an einem Arbeitspunkt oberhalb des temperaturunabhängigen Arbeitspunktes A betrie ben. In diesem Bereich ist der Temperaturkoeffizient von Id negativ, d. h. mit zunehmender Temperatur wird eine höhere Spannung zur Realisierung einer vorgegebenen Stromstärke I2 benötigt. So werden in Fig. 3a zur Realisierung der Strom stärke I2 bei der (niedrigeren) Temperatur T2 die Spannung U1T2 und bei der (höheren) Temperatur T1 die höhere Spannung U1T1 benötigt.

Da der Transistor Q4 im Arbeitspunkt I1 und der Transistor Q3 im Arbeitspunkt I2 betrieben werden, variiert die Spannung im Arbeitspunkt I1 in Abhängigkeit von der Temperatur, während sie im Arbeitspunkt I2 konstant bleibt. Die Differenzspannung (U2 - U1) ist proportional zur anliegenden Temperatur T, d. h. mit zunehmender Temperatur des Transistors T3 nimmt auch die Differenzspannung (U2 - U1) zu.

Die Differenzspannung (U2 - U1) wird von der Verstärkerschal tung 3 in die Steuerspannung Ug umgesetzt, wobei neben einer Verstärkung auch eine Anpassung des Arbeitspunktes erfolgt. Durch die Steuerspannung Ug wird die Gatespannung der Transistoren Q1 entsprechend dem gewünschten Srom Iv eingestellt. Dabei wird die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung bzw. der Steilheit der Transistoren Q2 dadurch kompensiert, daß mit abnehmender Temperatur der Strom Iv durch die Verstärkerstufen 1, 1', 1" reduziert wird. Dabei sind die Transistoren Q3, Q4 sowie die Transistoren Q1 und Q2 natürlich thermisch gekoppelt, so daß über den Transistor Q4 die Temperatur der Transistoren Q2 ermittelt werden kann. Zur thermischen Kopplung sind die entsprechenden Transistoren beispielsweise in einem Siliziumplättchen integriert ausgebildet.

Bei einer Abnahme der Temperatur sinkt die Spannung U1 am Transistor Q3 des Temperatursensors 2. Dementsprechend sinkt auch die Differenzspannung (U2 - U1). Damit ist auch die Steuerspannung Ug, die die Gatespannung der Transistoren Q1 darstellt, vermindert. Dies führt bei abnehmenden Temperaturen zu einem reduzierten Strom Iv durch die Verstär kerstufen. Somit stellt die dargestellte Schaltung sicher, daß bei kleinen Temperaturen ein nur reduzierter Strom durch die Verstärkerstufen fließt, was wiederum zu einer verminderten Verstärkung führt, die die Zunahme der Verstärkung bei niedrigen Temperaturen kompensiert.

Fig. 4 zeigt detaillierter ein Ausführungsbeispiel eines Temperatursensors 2' und einer Verstärkerschaltung 3'. Im Unterschied zur Fig. 1 ist der Transistor Q4 durch zwei Transistoren Q4', Q4" ersetzt, die kaskadiert angeordnet sind. Zwei Transistoren Q5 und Q6 dienen als Stromquellen für die Ströme I1 und I2.

Die Verstärkerschaltung 3' wird durch eine an sich bekannte Substraktionsschaltung für die beiden Eingangsspannungen U2 und U1 ausgebildet. Die Subtraktionsschaltung weist einen invertierenden Operationsverstärker 31 auf, dem die Eingangs spannung U1 über einen Spannungsteiler an den nicht invertierenden Eingang zugeführt wird. Da das Verhältnis der Widerstände R1, R2 am invertierenden und am nicht invertierenden Eingang gleich ist, wird nur die Differenz der Eingangsspannungen (U2 - U1) verstärkt und als Steuerspannung Ug ausgegeben.

Durch Variation der Ströme I1 und I2 sowie der Transistorgrö ßen Q3, Q4', Q4" kann die Differenzspannung (U2 - U1) bei der Schaltung gemäß Fig. 4 fast beliebig eingestellt werden. Damit kann diese Spannung mittels des Operationsverstärker 31 auf die benötigte Spannung Ug umgesetzt werden.

Bezugszeichenliste

1

,

1

',

1

" Verstärkerstufe

2

,

2

' Temperatursensor

21

Stromgenerator

3

,

3

' Verstärkerschaltung

31

Operationsverstärker
Q Transistor
Rd Drain-Widerstand
Iv Strom durch Verstärkerstufe
Id Drain-Source-Strom
Ug Steuerspannung
T Temperatur
V Verstärkung

Claims

1. Temperatursensor mit einer ersten FET-Transistorschaltung (Q3), einer zweiten FET-Transistorschaltung (Q4, Q4', Q4") und Mitteln zum Betreiben der zweiten FET-Transistorschaltung (Q4, Q4', Q4") an einem Arbeitspunkt (A), in dem für einen konstanten Drain-Source-Strom (I2) die Gatespannung (U2) im wesentlichen temperaturunabhängig ist, gekennzeichnet durch,

- Mittel zum Betreiben der ersten FET-Transistorschaltung (Q3) in einem Arbeitsbereich, der oberhalb des temperatu runabhängigen Arbeitspunkts (A) und in einem Bereich liegt, in dem für einen konstanten Drain-Source-Strom (I1) die Gate spannung (U1) mit zunehmender Temperatur zunimmt, wobei die Differenz der Gatespannungen (U2; U1) an der ersten und zweiten FET-Transistorschaltung (Q3; Q4, Q4', Q4") als Maß für die Temperatur ausgewertet wird,
- und eine Verstärkerschaltung (3), die die Differenz der Gatespannungen (U2; U1) an der ersten und zweiten FET-Transi storschaltung (Q3; Q4, Q4', Q4") erfaßt und in eine Steuer spannung (Ug) für eine weitere Verstärkerschaltung (1, 1', 1") umsetzt.

2. Temperatursensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Betreiben der ersten FET-Transistorschaltung (Q3) und die Mittel zum Betreiben der zweiten FET-Transistorschaltung (Q4, Q4', Q4") einen Stromgenerator (21) aufweisen, der die beiden FET-Transistorschaltungen (Q3; Q4, Q4', Q4") jeweils mit einem konstanten Strom (I1, I2) speist.

3. Temperatursensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgenerator (21) zwei gekoppelte Stromquellen (Q5, Q6) aufweist, die die FET-Transistorschaltungen (Q3; Q4, Q4', Q4") speisen.

4. Temperatursensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Betreiben der ersten FET-Transistorschaltung (Q3) und die Mittel zum Betreiben der zweiten FET-Transistorschaltung (Q4, Q4', Q4") jeweils mindestens einen Widerstand aufweisen, der mit der jeweiligen FET-Transistorschaltung (Q3; Q4, Q4', Q4") in Reihe geschaltet ist.

5. Temperatursensor nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste FET-Transistorschaltung (Q3) und die zweite FET- Transistorschaltung (Q4, Q4', Q4") jeweils einen FET- Transistor aufweisen, der in Diodenschaltung betrieben wird.

6. Temperatursensor nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste FET-Transistorschaltung (Q3) und/oder die zweite FET- Transistorschaltung (Q4, Q4', Q4") kaskadierte FET- Transistoren (Q4', Q4") aufweisen.