DE10037373C1 - Verfahren und Einrichtung zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers, insbesondere eines elektro-akustischen Wandlers, mit einer Spule und einer Membran, bei dem die Membran aufgrund der Spule zugeführter Energie wenigstens zweier Leistungsschalter auslenkbar ist bzw. eine Einrichtung zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers, insbesondere eines elektro-akustischen Wandlers (2), bei dem eine Membran (2a) des Wandlers (2) aufgrund von an diesen angeschlossenen Verstärkerausgangs-Entstufen angesteuert wird, wobei ein einem ersten Verstärker zugeführtes erstes Signal und ein einem zweiten Verstärker zugeführtes zweites Signal moduliert werden, wobei das dem zweiten Verstärker zugeführte Signal das invertierte Eingangssignal des ersten Verstärkers ist. Ein Verfahren bzw. eine Einrichtung mit verbessertem Wirkungsgrad wird dadurch geschaffen, daß im Ruhezustand des Wandlers die wenigstens zwei Leistungsschalter wenigstens zeitweise beide zugleich die Spule auf gleichem, von Null verschiedenen Potential ansteuern bzw. dadurch geschaffen, daß im Ruhezustand das zweite Signal gegenüber dem ersten Signal zwischen 0,1 DEG und 90 DEG phasenverschoben ist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Die Erfindung betrifft ferner eine Einrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 12 bzw. nach dem Oberbegriff des Anspruchs 14.

Bei aus der Praxis bekannten pulsbreitenmodulierenden Schaltungen erfolgt die Ansteuerung des Lautsprechers mittels Brückenbetrieb von zwei Verstärker- Endstufen. Hierbei wird jeweils nur eine Elektrode eines elektro-dynamischen oder elektro-akustischen Wandlers während einer Periode auf ein Potentialniveau (Halbbrückenschaltung) oder während einer Periode die beiden Elektroden des elektro-akustischen Wandlers auf maximales und minimales Potentialniveau (Vollbrückenschaltung) gebracht. Desweiteren weisen bekannte pulsbreitenmodulierende Schaltungen ein demodulierendes Filter im Ausgangskreis auf, um die Integration der ansteuernden Rechtecke in ein analoges Signal zu bewirken. Diese bekannte Ansteuerung erlaubt bereits einen hohen Wirkungsgrad, wobei die Verlustleistung, insbesondere bei hohen Versorgungsspannungen aufwendige Kühlmaßnahmen erfordert, um eine Überhitzung und einen damit verbundenen Ausfall der Verstärker-Endstufen zu vermeiden. Hinzu kommen Verlustleistungen dann, wenn ein Mindestquerstrom durch die beiden Endstufen, die in der Regel als Halbleiterschaltungen verwirklicht sind, fließt, um niedrige Übernahmeverzerrungen bzw. Klirrfaktoren zu erreichen. In diesem Fall werden bei der bekannten Ansteuerung die Endstufen-Transistoren zeitweise gleichzeitig geöffnet, wodurch der fließende Strom eine Verlustleistung im Halbleiter erzeugt, die mit steigender Schaltfrequenz zunimmt und als Wärmeentwicklung bedeutende Maßnahmen zur Kühlung erforderlich macht, wodurch der Einbauraum eines elektro­ akustischen Wandlers ein Vielfaches der durch die eigentlichen Bauteile erforderlichen Bauraums ausmacht. Bei niedrigeren Schaltfrequenzen nimmt die Stabilität der Schaltung in nicht akzeptabler Weise ab, so daß in der Regel Schaltfrequenzen von etwa 200 kHz erforderlich sind.

DE-C-196 20 689 beschreibt ein Lautsprechersystem, bei dem ein Laut­ sprecher über ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal eines Verstärkers gespeist wird, wobei der Verstärker im Schalterbetrieb arbeitet und ein puls­ breitenmoduliertes Eingangssignal, das von einem Signalprozessor stammt, verstärkt. Der Signalprozessor erzeugt das Eingangssignal durch Verarbeitung von digitalen Ursprungsdaten und hiervon getrennt zugeführten Steuerdaten. Zwar ermöglicht die Digitalisierung des Lautsprechersystems eine kompakte Bauweise, die für den Einbau in Kraftfahrzeugen günstig ist. Gleichwohl ergibt sich keine Ansteuerung des Lautsprechers, mit der ein leistungsfähiger Lautsprecher kleinformatig ausgebildet werden könnte.

US-A-4,404,526 beschreibt einen Lautsprecherverstärker zum Koppeln, Modulieren und Verstärken eines Audiosignals, das einem Lautsprecher oder dgl. zugeführt wird, bei dem zwei zueinander komplementäre Signale jeweils als pulsbreitenmodulierte Ausgangssignale dem Lautsprecher zugeführt werden, um ein Rauschen zu unterdrücken.

US-A-5,729,175 beschreibt einen Verstärker für einen Lautsprecher oder dgl. bei dem zwei zueinander komplementäre Signale den beiden Eingängen eines Lautsprechers zugeführt werden, um Verzerrungen und Rauschen des Lautsprechers möglichst zu reduzieren.

DE 696 07 013 T2 zeigt einen pulsbreitenmodulierten Leistungswandler, bei dem zunächst ein Eingangssignal mittels eines Modulators pulsbreitenmoduliert wird, wobei die Modulation des Eingangssignals mittels eines über eine Vorspannung mit einem Gleichspannungsanteil beaufschlagbaren Dreieckssignals in Verbindung mit einem Komparator vorgenommen wird. Dabei wird durch einen steuerbaren Gleichspannungsanteil des Dreiecksignals eine signalabhängig steuerbare und simultane Veränderung der jeweiligen Schaltzeitpunkte der Leistungsschalter eingeführt.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. eine Einrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 12 bzw. 14 anzugeben, mit dem bei verbessertem Wirkungsgrad Verlustleistungen im weitergehenden Umfang vermieden werden.

Diese Aufgabe wird bei dem eingangs genannten Verfahren erfindungsgemäß mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht es, den elektro-dynamischen Wandler, bei dem es sich vorzugsweise um einen elektro-akustischen Wandler handelt, im Ruhezustand bei geringem Ruhestrom und niedriger Frequenz anzusteuern, ohne daß hierbei Übernahmeverzerrungen auftreten. Hierdurch ist es vorteilhaft möglich, den Lautsprecher extrem kompakt auszugestalten, weil durch die geringen Energieverluste, die sonst in Wärme umgewandelt werden, äußerst geringer Bauraum für Kühlungszwecke vorzuhalten ist.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht nicht nur eine geringe Leistungs­ aufnahme im Ruhezustand, sondern aufgrund des möglichen niederfrequenten Betriebs auch bei Erzeugen eines akustischen Signals geringe Energieverluste durch die entsprechend geringe Anzahl von Potentialwechseln.

Vorzugsweise sind die pulsbreitenmodulierten Ausgangssignale der Leistungs­ schalter gegeneinander phasenverschoben, so daß die Betätigung des elektro­ akustischen Wandlers mit derselben Phasenverschiebung im Ruhezustand wie im Arbeitszustand möglich ist. Der Betrag der Phasenverschiebung ist vorzugsweise ungleich Null und ungleich Vielfachen von π bzw. 180°, wobei zur Erzielung einer besonders günstigen Energiebilanz zweckmäßigerweise eine Phasenverschiebung zwischen 0,1° und 15° auswählbar ist, bei der Möglichkeit einer sehr feinen Einstellung vielleicht auch 0,02°. Betrachtet man das sich ergebende Differenzsignal, stellt man fest, daß die Differenz der beiden Signale im Ruhezustand nur über einen Zeitraum, der der Dauer der Phasenverschiebung entspricht, besteht, während im übrigen die Differenz der Signale gleich Null beträgt.

Die Summe der an den beiden Kontakten angelegten Potentiale liefert ein resultierendes Rechteck-Signal, das im Ruhezustand, in dem kein Nutzsignal anliegt, Rechtecke der Breite der voreingestellten Phasenverschiebung der Ausgangssignale aufweist. Die hierdurch der Spule zugeführte Energie reicht aus, etwaige Übernahmeverzerrungen zu vermeiden. Im Ruhezustand weisen die Rechtecke des resultierenden Rechteck-Signals bezogen auf einen mittleren Wert Rechtecke gleicher Breite und Höhe diesseits und jenseits des mittleren Werts auf.

Wird in einem Arbeitszustand ein Nutzsignal auf die pulsbreitenmodulierenden Ausgangssignale aufmoduliert, verändern sich die Rechtecke des resultierenden Rechteck-Signals entsprechend, wobei das entgegen dem Nutzsignal gerichtete Rechteck kleiner wird und verschwindet, sobald ein Schwellenwert überschritten ist. Hierdurch wird vorteilhaft der Ruhestromanteil verringert, sobald eine Ansteuerung durch ein Nutzsignal erfolgt, wodurch das Verfahren energiesparend ist und für Akku-betriebene Wandler, z. B. Hörgeräte, besonders vorteilhaft einsetzbar ist. Das Verfahren sieht somit vorteilhaft vor, daß ein im Ruhezustand eingestellter Ruhestrom bei Anlegen eines Nutzsignals mit steigender Signalhöhe bis zu einem Schwellwert abnimmt und darüber zur Auslenkung der Membran genutzt wird. Mit möglicherweise kleinen Ausnahmen wird somit nach Überschreiten des Schwellenwerts der gesamte Ruhestrom eliminiert, und die zugeführte Energie vollständig in die Auslenkung der Membran umgesetzt. Der Schwellenwert kann durch geeignete Einstellung der Phasenverschiebung niedrig gehalten werden, wodurch nicht nur im Ruhezustand ein sehr energiearmer Betrieb möglich ist, sondern ferner der Wirkungsgrad bei Anlegen eines Nutzsignals noch zunimmt.

Zweckmäßigerweise kann die Schaltfrequenz der Leistungsschalter auf einen Wert knapp oberhalb des Ultraschalls bei ca. 20 kHz abgesenkt werden, wobei dieser Wert in Abhängigkeit des eingesetzten elektro-akustischen Wandlers zu sehen ist. Da dynamische Verluste und Funkstörungen mit zunehmender Frequenz sogar überproportional zunehmen, werden durch das Vorsehen einer Schaltfrequenz in einem Bereich zwischen 20 kHz und 60 kHz besonders vorteilhafte Ergebnisse erzielt.

Es ist möglich, die Leistungsschalter mit aktiven Bauelementen, beispielsweise MOSFETs zu realisieren. Alternativ ist es möglich, die Ansteuerung über einen Mikroprozessor vorzusehen, welcher die Ausgangsstufen entsprechend einer entsprechend programmierten Phasenverschiebung ansteuert.

Die Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer bevorzugten erfindungsgemäßen Einrichtung zum Ansteuern eine elektro­ dynamischen Wandlers.

Fig. 2 zeigt einen analogen zweikanaligen Dreieckgenerator der Einrichtung aus Fig. 1.

Fig. 3 zeigt eine Pulsbreitenmodulations-Sektion der Einrichtung aus Fig. 1.

Fig. 4 zeigt eine Schalter-Sektion der Einrichtung aus Fig. 1.

Fig. 5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer bevorzugten erfindungsgemäßen Einrichtung zum Ansteuern eine elektro­ dynamischen Wandlers.

Fig. 6 zeigt schematisch die an den Kontakten des elektro­ akustischen Wandlers anliegenden Ausgangssignale A und B sowie das hieraus resultierenden Differenz-Ausgangs- Rechteck-Signal C sowie die Dreiecksignale D1 und D2 ohne Nutzsignal.

Fig. 7 zeigt das resultierende Rechteck-Signal C aus Fig. 6 als schematische Augenblicksdarstellung bei positiver Auslenkung der Membran entsprechend einem ersten zugeführten Nutzsignal unterhalb eines Schwellenwertes.

Fig. 8 zeigt das resultierende Rechteck-Signal C aus Fig. 6 als schematische Augenblicksdarstellung bei positiver Auslenkung der Membran entsprechend einem zweiten zugeführten Nutzsignal oberhalb eines Schwellenwertes.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 bis 4 wird zunächst eine Einrichtung 1 zum Ansteuern eines als Lautsprecher 2 ausgebildeten elektro-akustischen Wandlers beschrieben. Die Einrichtung 1 umfaßt einen analogen 2-kanaligen Dreieckgenerator 3, der in Fig. 2 in weiteren Einzelheiten dargestellt ist, eine Pulsbreitenmodulations-Sektion 4, die in Fig. 3 in weiteren Einzelheiten dargestellt ist, und eine Schalt-Sektion 5, die zwischen Pulsbreitenmodulations- Sektion 4 und Lautsprecher 2 geschaltet und in Fig. 4 in weiteren Einzelheiten dargestellt ist.

Der zweikanalige Dreieckgenerator 3 gemäß Fig. 2 besteht aus zwei konventionellen Dreieckgeneratorstufen 21, 22, die über einen Spannungsteiler und einen trimmbaren Widerstand 23 gekoppelt sind, wodurch eine Phasenverschiebung von zwei Ausgangs-Dreiecksignalen D1 und D2 erzeugt wird. Eine Dreieckstufe 21 erzeugt ein Referenzdreieck D1. Es ist ferner eine zweite Dreieckstufe 22 vorgesehen, die mit Ausnahme des trimmbaren Widerstands 23, eines Widerstands 24 und eines Kondensators 25 mit der Dreieckstufe 21 identisch ist. Die Dreieckstufe 21 umfaßt einen Operationsverstärker 26a und einen Komparator 27a, die Dreieckstufe 22 umfaßt einen Operationsverstärker 26b und einen Komparator 27b.

Den nicht-invertierenden Eingängen der Operationsverstärker 26a und 26b wird die halbe Betriebsspannung U_bk/2 zugeführt, ebenso dem invertierenden Eingang von Komparator 27a. Der invertierende Eingang von Komparator 27b ist über den Widerstand 24 einerseits von der halben Betriebsspannung U_bk/2 entkoppelt, andererseits über den trimmbaren Widerstand 23 mit dem Ausgang von Komparator 27a verbunden. Durch diese Spannungsteilung über den trimmbaren Widerstand 23 und den Widerstand 24 würden bei Wegfall des Kondensators 25 zunächst die beiden Dreiecke bei gleicher Frequenz synchronisiert sein. Beschaltet man den Kondensator 25, entsteht mit dem trimmbaren Widerstand 23 und dem Kondensator 25 ferner ein einstellbarer Tiefpaß, mit dem die Phase des Dreiecks D2 zwischen einem beliebig kleinen Wert größer 0° und kleiner 90° gegenüber dem Dreieck D1 verschoben werden kann, und die gewünschte Phasenverschiebung ist stabil definiert. Der trimmbare Widerstand 23 ermöglicht somit eine Einstellung des Betrags der Phasenverschiebung der Dreiecksignale D1 und D2, die der pulsbreiten­ modulierten Verstärkereinheit 5 zugeführt werden. Es ist möglich, den trimmbaren Widerstand als manuell betätigbaren Drehknopf auszugestalten. Wenn eine Phasenverschiebung von größer 90° erwünscht ist, was in der Regel nicht erforderlich ist, kann die Ordnung des Tiefpasses erhöht werden.

Die Pulsbreitenmodulations-Sektion 4 ist in Fig. 3 dargestellt. Das niederohmig einkommende Audio-Kleinsignal 30 wird zur Pulsbreitenmodulation jeweils demselben Eingang eines ersten Komparators 31 und eines zweiten Komparators 32 zugeführt, wobei das Audio-Signal 30 vor dem Komparator 32 invertiert wird. Die Invertierung des dem Komparator 32 zugeführten Audio- Signals 30 erfolgt durch eine Invertier-Schaltung 33. Der jeweils andere Eingang wird beim Komparator 31 mit dem nicht phasenverschobenen Dreieck D1 und bei dem Komparator 32 mit dem vorstehend beschriebenen phasenverschobenen Dreieck D2 beschaltet. Am Ausgang der Komparatoren 31 und 32 wird somit jeweils ein Rechtecksignal 31a, 32a erzeugt, das entsprechend der Phasendifferenz D1 - D2 phasenverschoben ist. Alternativ besteht die Möglichkeit, die Symmetrie zwischen dem Komparator 31 und Komparator 32 zu vertauschen, so daß das Vorzeichen der Phasen­ verschiebung keine Bedeutung hat. Die Rechtecksignale 31a, 32a werden den Komparatoren 31 bzw. 32 jeweils zugeordneten Optokopplern 31b, 31c bzw. 32b, 32c zugeführt. Die Sendedioden der Optokoppler 31b, 31c 32b, 32c sind jeweils mit 311, 312, 321 und 322 bezeichnet.

Die Betriebsspannung des Audiozweiges bis einschließlich der Komparatoren 31 und 32 ist variabel. Die Ausgangspegel der pulsbreitenmodulierten Rechtecke wird durch eine maximale stabilisierte Betriebsspannung von 5 V und einer CMOS-Treiberstufe für die Sendedioden 311, 312 bzw. 321, 322 der Optokoppler 31b, 31c, 32b, 32c erzeugt. Die an den Gates der CMOS- Treiberstufen geschalteten Konstantstromquellen dienen dazu, die Open- Collektor-Ausgänge der Komparatoren 31 und 32 zeitweilig auf Hilfsspannungspotential zu bringen. Die Sendedioden 311, 312 bzw. 321, 322 in den Optokopplern 31b, 31c, 32b, 32c werden bei jedem Paar alternierend betrieben.

In Fig. 4 ist die Schalt-Sektion 5 des elektroakustischen Wandlers 1 dargestellt. Vier Empfangsstufen 411, 412, 421, 422 der Optokoppler 31b, 31c, 32b, 32c sind mit je einer von vier komplementären bipolaren Treiberstufen 41, 42, 43, 44 an Basen von Transistoren 41b, 41c, 42b, 42c, 43b, 43c, 44b, 44c verbunden. Die vier jeweils paarweise verbundenen Emitoren der Treiberstufen 41 bis 44 sind jeweils über einen Gatewiderstand 41a, 42a, 43a, 44a mit dem jeweiligen Gateanschluß eines MOS-Feldeffekttransistors 41d, 42d, 43d und 44d verbunden.

An die Basen der Transistoren 41b, 41c, 42b, 42c, 43b, 43c, 44b, 44c der bipolaren Treiberstufen 41 bis 44 geschaltete Konstantstromquellen 41e, 42e, 43e, 44e dienen dazu, die Open-Collektor-Ausgänge der Optokoppler­ empfangsstufen 411, 412, 421, 422 zeitweilig auf Hilfsspannungspotential zu bringen.

Die zum Schalten der Feldeffekttransistoren 41d, 42d, 43d, 44d benötigten Gate-Spannungen U_h1, U_h2, U_h3 mit einer Höhe von 5 V bis 10 V sind galvanisch voneinander getrennt.

Zwei Spulen 45 und 46, die jeweils einem von zwei Kontakten 2c, 2d des elektro-akustischen Wandlers 2 vorgeschaltet sind, dienen der Dämpfung und Funkentstörung und verhindern ein Aufschwingen der Schaltung im hochfrequenten und/oder niederfrequenten Bereich.

Die Integration der Schaltphasen findet praktisch vollständig in einer Spule 2a im elektro-akustischen Wandler 2 statt, welcher die Auslenkung einer Membran 2b steuert.

Alternativ ist es möglich, eine MOS-Feldeffekttransistor-Schalterstufe mit n- Kanal- und p-Kanal-Typen nach komplementärer Schaltungstechnik vorzusehen.

Unter Bezugnahme auf Fig. 6 bis 8 wird nunmehr die Funktion der erfindungs­ gemäßen Einrichtung zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers und die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens näher erläutert.

Das dem Kontakt 2d des elektro-akustischen Wandlers 2 zugeführte Signal B entspricht dem im Komparator 32 der Pulsbreitenmodulations-Sektion 4 erzeugten Rechtecksignal 32a, welches gegenüber dem an dem anderen Kontakt 2c des Wandlers 2 anliegenden Signal A, das dem Rechtecksignal 31a entspricht, eine Phasenverschiebung aufweist, die durch den vorstehend beschriebenen Dreieckgenerator 3 erzeugt wird. Die beiden dem elektro­ akustischen Wandler 2 zugeführten Rechtecksignale A, B sind um ca. 36° phasenverschoben, im vorliegenden Ausführungsbeispiel A vor B. Eine Vorzeichenänderung ist aber möglich. Da die Phasendifferenz zwischen A und B von Null verschieden ist, kommt es bei dem elektro-akustischen Wandler 2 nicht zu wahrnehmbaren Übernahmeverzerrungen.

Als C ist in Fig. 6 bis 8 jeweils ein resultierendes Signal dargestellt, das gegenüber einer Null darstellenden Mittelachse einen Energiebetrag darstellt, der der Spule 2a in dem elektro-akustischen Wandler 2 zugeführt wird. Man erkennt, daß die Ausschläge des in Fig. 6 gezeigten Signals C von vergleichsweise kurzer Dauer sind, und in gleicher Weise über und unter der Nulllinie Rechteckflächen definieren, und sich somit in einer Nullauslenkung der Membran 2b aufgrund von der Spule 2a zugeführter Energie saldieren. Damit kann die Ruhestellung des elektro-akustischen Wandlers 2 energiearm und dennoch ohne hörbare Übernahmeverzerrungen bei zugleich niedriger Frequenz der Potentialwechsel der Rechteckkurven A und B erzielt werden.

Ein positiver Membranhub wird erreicht, indem durch die Pulbreitenmodulation- Sektion 4 die Länge der Rechtecksignale entsprechend dem Audio-Signal 30 moduliert wird, wodurch das Rechtecksignal A für eine positive Auslenkung der Membran 2a eine verlängerte hohe Pulsbreite und eine verkürzte niedrige Pulsbreite aufweisen, deren Dauer sich stets zu 1 addiert. Aufgrund der Invertierung durch 33 wird das Rechtecksignal B für eine positive Auslenkung der Membran 2a eine verkürzte hohe Pulsbreite und eine verlängerte niedrige Pulsbreite aufweisen. Bei einem negativen Membranhub ist Änderung der Pulsbreiten entsprechend umgekehrt.

In Fig. 6 bis 8 sind drei Fälle näher erläutert, die das Verfahren zum Ansteuern des elektro-akustischen Wandlers 1 darstellen. Es sind auf vier überein­ stimmenden Zeitachsen einmal die Dreiecksignale D1 und D2 dargestellt, die durch den vorstehend erläuterten Dreieckgenerator 3 eine Phasenverschiebung erfahren. Die Phasenverschiebung ist hier - in erster Linie aus Darstellungsgründen - auf 36° voreingestellt. Die Phasenverschiebung wird in der Regel an die Induktion des Wandlers 2 angepaßt sein. Ferner sind die Rechteck-Signale A und B sowie das resultierende Rchteck-Signal C dargestellt. Die Schaltfrequenz ist mit 40 kHz voreingestellt und ist bei den Darstellungen gemäß Fig. 6 bis 8 unverändert.

In Fig. 6 ist kein Audio-Signal 30 als Nutzsignal aufgegeben, weshalb die Phasenverschiebung der den durch die Komparatoren 31, 32 erzeugten Signale 31a, 32a entsprechenden Signale A und B ebenfalls 36° beträgt. Das resultierende Rechteck-Signal C stellt die Potential-Differenz zwischen den Signalen A und B dar. Man erkennt, daß schmale Rechtecke, deren Breite der Phasenverschiebung entsprechen, beiderseits eines mittleren Potentials entstehen, die jedoch entsprechend der gewählten Phasenverschiebung nur während ca. 20% der Zeit für die Spule 2b wirksam sind, wobei im Mittel keine Auslenkung der Spule 2b und damit der Membran 2a eintritt und aufgrund der gewählten niedrigen Schaltfrequenz extrem geringe Leistungsaufnahmen erfolgen.

In Fig. 7 ist ein Fall dargestellt, bei dem ein Audio-Signal 30 von ca. 10% der maximalen Ansteuerung der Pulsbreitenmodulations-Sektion 4 zugeführt ist, um eine entsprechende Auslenkung der Membran 2a zu bewirken. Die Darstellung ist eine zur Veranschaulichung geeignete Augenblicksdarstellung, bei der Schwingungen des Audio-Signals 30 außer Betracht gelassen sind und von einem Augenblick-Signalpegel ungleich Null ausgegangen wird. Entsprechend dem angehobenen Niveau des Audio-Signals 30 verändern sich die Kippzeitpunkte der Flanken der Rechtecke der Signale A und B, wobei die oberen Rechtecke des Signals A breiter werden und die unteren Rechtecke des Signals A entsprechend schmaler. Bei dem (invertierten) Signal B werden die unteren Rechtecke breiter und die oberen Rechtecke schmaler. Resultierend weist das Rechteck-Signal C breitere obere Rechtecke und schmalere untere Rechtecke auf. Da die Kippzeitpunkte der Rechteckflanken der Rechtecke der Signale A und B aufgrund der Invertierung und dem von Null verschiedenen Audio-Signal 30 sich in ihrem Abstand verändern, ist die Phasenverschiebung durch die dynamische Änderung der Kippzeitpunkte der Rechtecksignale A und B "versteckt". Man erkennt, daß bereits mit Anlegen des Audio-Signals 30 die entgegen der gewünschten Auslenkung der Membran 2a gerichteten Rechtecke kleiner werden, und im Arbeitszustand sofort und lange vor dem Vollausschlag den Ruhestromanteil, der im Ruhezustand zur Vermeidung hörbarer Übernahmeverzerrungen benötigt wird, verringert wird, so daß der Energieverbrauch auch im Betriebszustand gering bleibt.

In Fig. 8 macht das Audio-Signal 30 50% der maximalen Ansteuerung aus, wodurch die Breite der oberen Rechtecke des Signals A und der unteren Rechtecke des Signals B entsprechend vergrößert und die Breite der jeweils anderen Rechtecke jeweils verkleinert wird. Infolge der partiellen Überlappung der Signale A und B erfolgt bei Erreichen eines Schwellenwerts des Audio- Signals, der bei gegebener Dreieckfrequenz von der voreingestellten Phasen­ verschiebung der Dreiecksignale D1, D2 abhängt, ein Umklappen der bis dahin gegen die Hauptrichtung weiter ausgebildeten kleinen Rechtecke des resultierenden Signals C, so daß bei Überschreiten des Schwellenwerts in einer Periode beide Rechtecke in dieselbe Richtung weisen. Erhöht man die Ansteuerung auf 100%, "verschmelzen" die beiden Rechtecke schließlich.

Der von der Fläche des resultierenden Rechteck-Signals C bedeckte Flächensaldo entspricht bei der gewählten Augenblicksbetrachtung der Fig. 6 bis 8 dem in Prozent ausgedrückten Audio-Signal 30.

Es versteht sich, daß zum Erzielen eines negativen Membranhubs die Vorzeichen der Betragsänderungen entsprechend zu vertauschen sind; die Phasenverschiebung ändert natürlich nicht ihr Vorzeichen.

Gemäß Fig. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Einrichtung 1 zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers beschrieben, bei der ein Mikroprozessor 50 die Beschaltung vornimmt.

Dieselben Bezugszeichen wie in Fig. 4 bezeichnen hierbei dieselben Teile. Hierbei unterscheidet sich die Schaltersektion 5 als solche nicht von der aus Fig. 4, weshalb hierauf nicht näher eingegangen wird. Dagegen werden die Rechtecksignale, die die vier Optokoppler 31b, 31c, 32b, 32c ansteuern, direkt durch die digitalen Leitungsanschlüsse eines Mikroprozessors angesteuert. Hierdurch ist sowohl die Pulsbreite der Rechtecke als auch deren Frequenz frei programmierbar und durch Software zu steuern. Ebenso kann die Phasen­ verschiebung durch Software digital eingestellt werden. Es ist möglich, die Einstellung der Phasenverschiebung in Abhängigkeit von der Detektierung von Übernahmeverzerrungen derart einzustellen, daß sie bei Vermeidung von hörbaren Übernahmeverzerrungen ein lokales Minimum erreicht, und hierdurch eine besonders günstige Energiebilanz zu erzielen.

Claims (15)

1. Verfahren zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers, insbesondere eines elektroakustischen Wandlers, mit einer Spule und einer Membran, bei dem die Membran aufgrund der Spule zugeführter Energie wenigstens zweier Halbbrücken-Leistungsschalter auslenkbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß im Ruhezustand des Wandlers die wenigstens zwei Halbbrücken- Leistungsschalter die überwiegende Zeit alle Elektroden der Spule zugleich auf gleiches, von Null verschiedenes Potential schalten, im Ruhezustand das pulsweitenmodulierte Ausgangssignal der wenigstens zwei Halbbrücken-Leistungsschalter gegeneinander phasenverschoben ist und der Betrag der Phasenverschiebung gegenüber der Periodendauer des Signals weniger als die Hälfte der Periodendauer ausmacht.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das pulsweitenmodulierte Ausgangssignal der wenigstens zwei Halbbrücken- Leistungsschalter im Ruhezustand und im Arbeitszustand phasenverschoben ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der Phasenverschiebung zwischen 0,1° und 90° liegt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Summe der an den beiden Kontakten der Spule von den Leistungsschaltern angelegten Potentiale ein resultierendes Rechteck- Signal (C) darstellt, das im Ruhezustand Rechtecke der Breite der voreingestellten Phasenverschiebung der beiden pulsbreitenmodulierten Ausgangssignale aufweist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß im Ruhezustand das resultierende Rechteck-Signal (C) bezogen auf einen mittleren Wert Rechtecke gleicher Breite diesseits und jenseits des mittleren Werts aufweist.

6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Arbeitszustand das resultierende Rechteck-Signal (C) bezogen auf den mittleren Wert unterhalb eines von der voreingestellten Phasen­ verschiebung abhängigen Schwellenwerts Rechtecke verschiedener Breite diesseits und jenseits des mittleren Werts und oberhalb des Schwellenwerts Rechtecke nur noch einerseits des mittleren Werts aufweist.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenwert durch Aufgeben eines Nutzsignals überschritten wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsschalter mit aktiven Bauelementen realisiert sind.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerung der Leistungsschalter über einen Mikroprozessor erfolgt.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch eine Schaltfrequenz zwischen 20 kHz und 100 kHz.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein im Ruhezustand eingestellter Ruhestrom bei Anlegen eines Nutzsignals mit steigender Signalhöhe bis zu einem Schwellwert abnimmt und darüber zur Auslenkung der Membran genutzt wird.

12. Einrichtung zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers, insbe­ sondere eines elektro-akustischen Wandlers (2), bei dem eine Membran (2a) des Wandlers (2) aufgrund von an diesen angeschlossenen Verstärkerausgangs-Endstufen angesteuert wird, wobei ein einem ersten Verstärker zugeführtes erstes Signal (A) und ein einem zweiten Verstärker zugeführtes zweites Signal (B) moduliert werden, wobei das dem zweiten Verstärker zugeführte Signal (B) das invertierte Eingangssignal (A) des ersten Verstärkers ist, dadurch gekennzeichnet, daß im Ruhezustand das zweite Signal (B) gegenüber dem ersten Signal (A) zwischen 0,1° und 90° phasenverschoben ist, ein Dreieckgenerator (21, 22) die Signale (A, B) moduliert und ein Phasenschieber (23, 24, 25) die Phasenverschiebung vornimmt.

13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerausgangs-Endstufe als Halbleiter realisiert ist.

14. Einrichtung zum Ansteuern eines elektro-dynamischen Wandlers, insbe­ sondere eines elektro-akustischen Wandlers (2), bei dem eine Membran (2a) des Wandlers (2) aufgrund von an diesen angeschlossenen Verstärkerausgangs-Endstufen angesteuert wird, wobei ein einem ersten Verstärker zugeführtes erstes Signal (A) und ein einem zweiten Verstärker zugeführtes zweites Signal (B) moduliert werden, wobei das dem zweiten Verstärker zugeführte Signal (B) das invertierte Eingangssignal (A) des ersten Verstärkers ist, dadurch gekennzeichnet, daß im Ruhezustand das zweite Signal (B) gegenüber dem ersten Signal (A) zwischen 0,1° und 90° phasenverschoben ist, und daß ein Mikroprozessor (50) die Signale moduliert und die Phasenverschiebung vornimmt.

15. Einrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekenn­ zeichnet, daß ein im Ruhezustand durch die angelegten Signale (A, B) eingestellter Ruhestrom bei Anlegen eines Nutzsignals mit steigender Signalhöhe bis zu einem Schwellwert abnimmt und bei Überschreiten des Schwellenwerts verschwindet.