DE10035673C1

DE10035673C1 - Verfahren zum adaptiven digitalen Filtern, adaptives digitales Filter und Verwendung eines solchen adaptiven digitalen Filters

Info

Publication number: DE10035673C1
Application number: DE2000135673
Authority: DE
Inventors: Markus Christoph
Original assignee: Harman Audio Electronic Systems GmbH
Current assignee: Harman Audio Electronic Systems GmbH
Priority date: 2000-07-21
Filing date: 2000-07-21
Publication date: 2002-03-07
Anticipated expiration: 2020-07-22

Abstract

Es wird das Eingangssignal entsprechend einer steuerbaren Filtercharakteristik ein Ausgangssignal ergebend gefiltert, wobei die Filterung mittels Verzögerungsoperationen und Rechenoperationen erfolgt und die Filtercharakteristik derart gesteuert wird, dass das Ausgangssignal gegenüber einem Referenzsignal optimiert wird, wobei die Verzögerungsoperationen durch Phasenschiebeoperationen mit einstellbaren Phasenwinkeln erzeugt werden und die Phasenwinkel eine verzerrte Frequenzauflösung ergebend eingestellt werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum adaptiven digitalen Filtern, ein adaptives digitales Filter und eine Verwendung eines solchen adaptiven digitalen Filters.

Adaptive Netzwerke wie etwa adaptive digitale Filter sind von großer Bedeutung in vielen Bereichen der zeitdiskreten Sig nalverarbeitung wie insbesondere auf den Gebieten der System analyse, der Echounterdrückung bei Übertragungssystemen, der Sprachverarbeitung und der Elektroakustik. Das charakteristi sche derartiger adaptiver Netzwerke im Vergleich zu festen Netzwerken ist, dass die die Übertragungseigenschaften fest legenden Netzwerkparameter optimal eingestellt werden in Be zug auf eine vorgegebene Qualitätsfunktion. Eine derartige Qualitätsfunktion wird z. B. durch Minimieren der mittleren quadratischen Fehler des Ausgangssignals des adaptiven Netz werks in Bezug auf ein Referenzsignal realisiert.

Ein dementsprechend aufgebautes adaptives digitales Filter besteht beispielsweise aus einer Verzögerungsleitung mit ei ner bestimmten Anzahl gewichteter Abgriffe über seine Länge. Die gewichteten Ausgangssignale aller Abgriffe werden aufsum miert zu einem Ausgangssignal. Die Gewichtungen der Signale der einzelnen Abgriffe werden dabei fortlaufend angepaßt, um ein Fehlersignal zu minimieren. Das Fehlersignal kann bei spielsweise dadurch erzeugt werden, dass das Ausgangssignal des Filters von einem Referenzsignal abgezogen wird. Neben dieser Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate (LMS = Least Mean Squares) gibt es jedoch auch zahlreiche weitere Verfahren, das Ausgangssignal gegenüber einem Referenzsignal zu optimieren. Weitere Verfahren könnten beispielsweise die folgenden Verfahren sein: Recursive Least Squares, QR Decom position Least Squares, Least Squares Lattice, QR Decomposi tion Lattice oder Gradient Adaptive Lattice, Zero-Forcing, Stochastic Gradient und so weiter. Diese und weitere Verfah ren sind beispielsweise aus Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall, 2. Ausgabe 1991, oder aus J. G. Proakis, Digi tal Communication, McGraw Hill, 1995, Seiten 634 bis 676, oder aus D. A. Pierre, Optimization Theory with Applications, New York: Dover Publications, 1986, bekannt.

Ein wichtiges Anwendungsgebiet für adaptive Filter ist bei spielsweise das Gebiet der dynamischen Klangoptimierung von in akustisch ungünstigen Räumen installierten Beschallungsan lagen. Ein besonders ungünstiger Raum stellt hierbei der In nenraum eines Kraftfahrzeuges dar, da zu den ungünstigen Ei genschaften des Raumes zahlreiche in der Zeit variierende Störgeräusche hinzukommen. Aus den amerikanischen Patent schriften US 5,434,922 und US 5,615,270 sind Verfahren und Anordnungen bekannt, um mit Hilfe adaptiver Filter den Klang im Innenraum von Kraftfahrzeugen zu verbessern. Je komplexer die Akustik und je höher der Störanteil in dem Raum ist, um so komplexer und aufwendiger ist das zur Optimierung notwen dige adaptive Filter bzw. sind die notwendigen Filter. Ande rerseits ist bei zahlreichen Anwendungen, insbesondere im Kraftfahrzeug, der mögliche Aufwand insbesondere für die adaptiven Filter sehr begrenzt. Es muß daher entweder zusätz licher Aufwand getrieben oder eine Qualitätseinbuße hingenom men werden.

Aus W. Schüssler, W. Winkelkemper, "Variable Digital Fil ters", Arch. Elektr. Übertr., Band 24, 1970, Heft 11, Seiten 524-525, ist es bekannt, ein variables, digitales Filter zu realisieren, indem bei einem gewöhnlichen digitalen Prototyp- Filter bestehend aus Verzögerungselementen und Koeffizienten netzwerk die Verzögerungselemente durch digitale Allpässe er setzt werden. Damit ist es möglich, die Grenzfrequenz inner halb des Basisbandes durch gleichzeitiges Ändern der Koeffi zienten zu verschieben, wobei jedoch die generelle Frequenz antwort fest bleibt, da diese vom Prototyp-Filter vorgegeben ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein adaptives digitales Filter anzugeben, das ohne Qualitätseinbußen einen geringeren Auf wand erfordert oder bei gleichem Aufwand eine bessere Quali tät bietet.

Die Aufgabe wird gelöst durch ein adaptives digitales Filter nach Anspruch 1 bzw. ein Verfahren zum adaptiven digitalen Filtern nach Anspruch 5 bzw. durch eine Verwendung eines a daptiven Filters gemäß Patentanspruch 9. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Vorteilhafterweise wird bei dem erfindungsgemäßen adaptiven digitalen Filter die Frequenzauflösung verzerrt, wobei die Verzerrung über die Phasenwinkel der verwendeten entsprechen den Verzögerungselemente eingestellt wird. Auf diese Weise können Frequenzbereiche mit hoher Bedeutung auch mit hoher Auflösung und Frequenzbereiche mit niedriger Bedeutung mit niedriger Auflösung bearbeitet werden. Demzufolge kann ein zur Verfügung stehendes, mit begrenztem Aufwand realisiertes Filter optimal eingesetzt werden.

Erreicht wird dies im einzelnen durch ein adaptives digitales Filter mit einer Filtereinheit, die Verzögerungselemente und ein mit dem Verzögerungselementen gekoppeltes Koeffizienten netzwerk aufweist und die aus einem ihr zugeführten Eingangs signal durch Filterung ein Ausgangssignal erzeugt, sowie ei ner Steuereinheit zur Steuerung des Koeffizientennetzwerkes derart, dass das Ausgangssignal gegenüber einem Referenzsig nal optimiert wird. Erfindungsgemäß werden dazu als Verzöge rungselemente Filterelemente mit einstellbaren Phasenwinkeln vorgesehen, wobei die Phasenwinkel so eingestellt sind, dass eine verzerrte Frequenzauflösung des adaptiven digitalen Fil ters erreicht wird. Als Filtereinheit können dabei alle be kannten Filterarten wie beispielsweise Finite-Impulse-Res ponse-Filter (FIR), Infinite-Impulse-Response-Filter (IIR) oder Wellendigitalfilter mit beliebiger Filterstruktur und beliebigem Übertragungsverhalten angewendet werden. Die Steu ereinheit zur Steuerung der Koeffizienten des Koeffizienten netzwerkes kann dabei ein beliebiges Optimierungsverfahren verwenden wie beispielsweise die eingangs bereits genannten Methoden Recursive Least Squares, QR Decomposition Least Squares, Least Squares Lattice, QR Decomposition Lattice oder Gradient Adaptive Lattice, Zero-Forcing, Stochastic Gradient und so weiter. Im Weiteren wird hierzu auch auf die ebenfalls eingangs genannten Referenzen Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall, 2. Ausgabe 1991, oder aus J. G. Proakis, Digi tal Communication, McGraw Hill, 1995, Seiten 634 bis 676, oder aus D. A. Pierre, Optimization Theory with Applications, John Wiley and Sons, New York 1969, verwiesen.

Bevorzugt wird aber die Filtereinheit derart ausgeführt, dass die Verzögerungselemente hintereinandergeschaltet sind, den Abgriffen an und/oder zwischen den Verzögerungselementen je weils ein Koeffizientenglied zur Bewertung mit jeweils einem Koeffizienten nachgeschaltet ist und den Koeffizientenglie dern ein Summierer nachgeschaltet ist, an dessen Ausgang das Ausgangssignal abgreifbar ist. Dieses Finite-Impulse-Res ponse-Filter mit globalem Summierer am Ausgang zeichnet sich durch eine umfassende Stabilität und eine gute Implementier barkeit aus. Die einzelnen Koeffizienten werden dabei von der Steuereinheit entsprechend verändert.

Als bevorzugte Qualitätsfunktion findet die Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate bzw. der Methode der ver zögerten kleinsten mittleren Fehlerquadrate Anwendung. Diese beiden Verfahren zeichnen sich durch einen relativ geringen erforderlichen Aufwand einer hohen Genauigkeit aus.

Als Filterelemente mit einstellbaren Phasenwinkeln werden vorzugsweise Allpässe und insbesondere Allpässe erster Ord nung vorgesehen. Dabei können beliebige Ausgestaltungen der vier möglichen Allpassgrundformen verwendet werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren zum adaptiven digitalen Fil tern eines Eingangssignals eignet sich insbesondere für rein softwarebezogene Anwendungen wie beispielsweise die Implemen tierung in einen Signalprozessor. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird das Eingangssignal entsprechend einer steuer baren Filtercharakteristik ein Ausgangssignal ergebend gefil tert, wobei die Filterung mittels Verzögerungsoperationen und Rechenoperationen realisiert wird. Die Filtercharakteristik wird dabei derart gesteuert, dass das Ausgangssignal gegen über einem Referenzsignal optimiert wird. Dabei werden die Verzögerungsoperationen durch Phasenschiebeoperationen mit einstellbaren Phasenwinkeln erzeugt, wobei die Phasenwinkel eine verzerrte Frequenzauflösung ergebend eingestellt sind. Die Filterung kann wiederum mittels beliebiger Filterarten, Filterstrukturen und Übertragungsverhalten erfolgen, ebenso wie die Steuerung der Filtercharakteristik durch beliebige Qualitätsfunkionen (wie bereits beschrieben) gesteuert werden kann. Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens sehen insbesondere den Einsatz von Finite-Impulse-Response-Filte rung, des Verfahrens der kleinsten mittleren Fehlerquadrate bzw. des Verfahrens der verzögerten kleinsten mittleren Feh lerquadrate als Qualitätsfunktion und/oder einer Allpassfil terung zur Erzeugung der Verzögerungen.

Das erfindungsgemäße adaptive digitale Filter eignet sich in besonderem Maße für die Verwendung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines an einem Abhörort abge strahlten akustischen Nutzsignals, wobei als Abhörort insbe sondere der Innenraum eines Kraftfahrzeuges geeignet ist. Bei einer derartigen Verwendung wird die Frequenzauflösung bevor zugt derart verzerrt, dass entsprechend den psychoakustischen Eigenschaften des menschlichen Gehörs bei tiefen Frequenzen eine höhere Auflösung gegeben ist als bei hohen Frequenzen. Damit wird eine bessere Anpassung an die Eigenschaften des menschlichen Gehörs erzielt.

Das erfindungsgemäße adaptive digitale Filter wird bevorzugt bei einer Vorrichtung angewendet, die eine Signalquelle zum Erzeugen eines elektrischen Nutzsignals sowie eine der Sig nalquelle nachgeschaltete, durch ein Steuersignal einstellba re Signalbearbeitungseinrichtung zum Erzeugen eines bearbei teten elektrischen Nutzsignals aufweist. Weiterhin ist eine der Signalbearbeitungseinrichtung nachgeschaltete Schallwan deleinrichtung zum Erzeugen des akustischen Nutzsignals aus dem bearbeiteten elektrischen Nutzsignal und ein Schallauf nehmer zur Erzeugung eines elektrischen Abhörsignals aus dem akustischen Nutzsignal sowie einem diesem überlagerten akus tischen Geräuschsignal am Abhörort vorgesehen. Schließlich ist dem Schallaufnehmer ein Extrahierer zum Extrahieren des im Abhörsignal enthaltenen Geräuschsignalanteils und diesem wiederum eine Steuereinrichtung nachgeschaltet, welche den Geräuschanteil des Abhörsignals und mindestens ein aus dem Abhörsignal abgeleitetes Signal erhält und die aus beiden das Steuersignal für die Signalbearbeitungseinrichtung erzeugt.

Bevorzugt entspricht mindestens ein aus dem Abhörsignal abge leitetes Signal der Summe aus Nutzsignalanteil und Störsig nalanteil und/oder dem Nutzsignalanteil des Abhörsignals. Da bei können die aus dem Abhörsignal abgeleiteten Signale auch durch den Extrahierer bereitgestellt werden. Des Weiteren kann der Steuereinrichtung für die Signalbearbeitungseinrich tung ein Zustandssignal zugeführt werden. Damit kann durch zusätzliche Informationen wie insbesondere der Lautstärkeein stellung (beispielsweise am Lautstärkeregler), aber auch wie beispielsweise der Fahrzeuggeschwindigkeit und der Motordreh zahl bei Einsatz in Kraftfahrzeugen, die Lautstärke und/oder andere Größen des dargebotenen Nutzsignals beeinflußt werden.

Bei den vorstehenden Verwendungen wird das erfindungsgemäße adaptive digitale Filter bevorzugt zum Extrahieren des Nutz signals und/oder des Störsignals aus dem Mikrophonsignal ver wendet.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau eines adaptiven Filters,

Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform einer Filterein heit bei einem erfindungsgemäßen adaptiven digi talen Filter,

Fig. 3 den Phasengang bzw. die Frequenzverzerrungsfunk tion eines Filterelements bei einem erfindungsge mäßen adaptiven digitalen Filter,

Fig. 4 die Frequenzauflösung eines erfindungsgemäßen a daptiven digitalen Filters für verschiedene Pha senwinkel,

Fig. 5 eine erste Ausführungsform einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines akustischen Nutzsignals,

Fig. 6 eine zweite Ausführungsform einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals,

Fig. 7 eine Ausführungsform eines Extrahierers mit er findungsgemäßen adaptiven digitalen Filtern bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals,

Fig. 8 eine erste Ausführungsform eines Allpasses zur Verwendung bei einem erfindungsgemäßen adaptiven digitalen Filter,

Fig. 9 eine zweite bevorzugte Ausführungsform eines Allpasses zur Verwendung bei einem erfindungsgemäßen adaptiven digitalen Filter,

Fig. 10 eine erste Ausführungsform einer Steuereinrich tung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals,

Fig. 11 eine zweite Ausführungsform einer Steuereinrich tung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals und

Fig. 12 eine dritte Ausführungsform einer Steuereinrich tung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines Nutzsignals.

Wie in Fig. 1 gezeigt umfasst ein adaptives Filter eine Fil tereinheit 1, der ein Eingangssignal 2 zugeführt wird und die daraus durch Filterung ein Ausgangssignal 3 erzeugt. Das Übertragungsverhalten der Filtereinheit 1 ist dabei durch ein Steuersignal 4 einstellbar. Zur Erzeugung des Steuersignals 4 ist eine Steuereinheit 5 vorgesehen, die das Steuersignal 4 aus dem Ausgangssignal 3 der Filtereinheit 1 sowie aus einem Referenzsignal 6 erzeugt. Die Steuereinheit 5 arbeitet dabei nach der Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate und umfasst einen Subtrahierer 7, der das Ausgangssignal 3 von dem Referenzsignal 6 subtrahiert, sowie einen dem Subtrahie rer nachgeschalteten Verstärker 8, der eine bestimmte vorge gebene Verstärkung aufweist. Bei Anwendung der Methode der verzögerten kleinsten mittleren Fehlerquadrate kann zudem dem Verstärker eine Verzögerungseinheit 9 nachgeschaltet werden.

Als Filtereinheit 1 kann jedes Filter verwendet werden, bei dem die Koeffizienten veränderbar und damit das Übertragungs verhalten der Filtereinheit 1 steuerbar ist.

Gemäß Fig. 2 wird jedoch bevorzugt ein Finite-Impulse-Res ponse-Filter mit globalem Summierer 10 am Ausgang verwendet. Die Eingänge des Summierers 10 sind dabei unter Zwischen schaltung steuerbarer Koeffizientenglieder 12 an die Abgriffe einer aus Verzögerungselementen 11 gebildeten Verzögerungs leitung angeschlossen. Die Steuerung der Koeffizientenglieder 12 erfolgt dabei mittels des Steuersignals 4. Als Verzöge rungselemente 11 werden dabei erfindungsgemäß Filterelemente mit einstellbaren Phasenwinkeln (bevorzugt Allpässe erster Ordnung) mit einer Übertragungsfunktion D(z) verwendet, wobei

D(z) = (Z^-1 - λ)/(1 - λZ^-1)

ist. Mittels des Filterkoeffizienten λ des Allpasses läßt sich der Phasenwinkel ϕ des Filterelements (Allpasses) ein stellen. Über den Filterkoeffizienten des Allpasses läßt sich bei der Filtereinheit 1 nach Fig. 2 jedoch auch die Fre quenzverzerrungsfunktion der Filtereinheit 1 einstellen (War ping-Parameter). Im übertragenen Sinne wird die lineare Fre quenzachse mit Hilfe des Phasengangs der Allpässe, der be kanntlich ausschließlich von dessen Koeffizienten λ abhängt, auf eine neue, verzerrte (= warped) Frequenzachse umgesetzt. Aus Fig. 3 ist zu ersehen, wie sich die Frequenzauflösung in Abhängigkeit von der Frequenz und des Koeffizienten λ (War ping-Parameter) verhält. Zur Verdeutlichung wird dieses Ver halten in Fig. 4 separat dargestellt, aus der einfacher die Abhängigkeit der Frequenzauflösung vom Koeffizienten λ (War ping-Parameter) zu erkennen ist.

In Fig. 4 ist über der Frequenz f die Frequenzauflösung Δf in Abhängigkeit von verschiedenen Werten des Filterkoeffi zienten λ (Warping-Parameter) dargestellt. Als Turningpoint- Frequenz wird die Frequenz bezeichnet, bei der die Frequenz auflösung gleich 1 ist (λ = 0). Dabei berechnet sich die Fre quenzauflösung wie folgt:

Δf_w(f, λ) = f_warp(f, λ).(1 - λ²)/(1 + λ² + 2λ.cos(2πf_warp(f, λ)/f_s) mit

f_warp(f, λ) = f + (f_s/π).arctan(λ.sin(2πf/f_s)/(1 - λ.cos(2πf/f_s)).

Dabei bezeichnet f_s die Abtastfrequenz, Δf_w(f, λ) die fre quenzabhängige Frequenzauflösung des adaptiven Filters und f_warp(f, λ) die neue entsprechend dem Allpass-Phasengang umge setzte Frequenz.

Die Turningpoint-Frequenz f_TP ist dabei diejenige Frequenz, bei der das adaptive Filter (adaptives Warped-Filter) die gleiche Frequenzauflösung besitzt wie ein konventionelles Filter. Sie läßt sich folgendermaßen berechnen:

f_TP = (f_s/2π).arccos(λ).

Auffallend ist hierbei, dass bei positivem Filterkoeffizien ten λ eine Erhöhung der Frequenzauflösung im unteren Fre quenzbereich stattfindet. Gleichzeitig tritt im Vergleich zu konventionellen Filtern im Frequenzbereich oberhalb der Tur ningpoint-Frequenz f_TP eine Verschlechterung auf.

Dieser Umstand wird vorteilhafterweise gemäß der Erfindung bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines an einem Abhörort abgestrahlten akustischen Nutzsignals ange wendet. Die in Fig. 5 gezeigte Ausführungsform einer Vor richtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines abgestrahlten akustischen Nutzsignals umfaßt eine Signalquelle 13 wie bei spielsweise ein CD-Abspielgerät, einen MP3-Player, ein Radio empfangsgerät, ein Audiokassettenabspielgerät oder eine ande re Tonträgerwiedergabeeinrichtung, welche ein Nutzsignal S abgibt. Das Nutzsignal S wird einer der Tonquelle 13 nachge schalteten Stelleinrichtung 14 zugeführt, welche in Abhängig keit von einem Steuersignal C das Nutzsignal S - ein bearbei tetes Nutzsignal S_L ergebend - in der Lautstärke und/oder an deren Signaleigenschaften, wie beispielsweise Kompressions grad, Klang etc. verändert. Das bearbeitete Nutzsignal S_L wird anschließend einer Schallabstrahleinrichtung 15 zuge führt, die aus dem bearbeiteten, elektrischen Nutzsignal S_L ein akustisches Nutzsignal S_A erzeugt. Die Schallabstrahlein richtung 15 kann dabei neben einem oder mehreren Lautspre chern auch die zugehörigen Endstufen sowie im Falle einer di gitalen Ansteuerung entsprechende Digital-Analog-Umsetzer aufweisen.

Das akustische Nutzsignal S_A wird von einem als Schallaufneh mer dienenden Mikrophon 16 empfangen, wobei dem elektrischen Nutzsignal S_A ein akustisches Geräuschsignal N_A überlagert ist, welches sich beispielsweise bei einem Kraftfahrzeugin nenraum aus Fahrzeuggeräuschen, Motorengeräuschen und sonsti gem Lärm im Innenraum zusammensetzt. Das Mikrophon 16 erzeugt dementsprechend aus dem akustischen Nutzsignal S_A und dem a kustischen Geräuschsignal N_A ein elektrisches Abhörsignal M, welches gleich der Summe aus dem Störsignal N_M und dem Nutz signal S_M nach Umsetzung durch das Mikrophon 16 aus dem akus tischen Nutzsignal S_A und dem akustischen Geräuschsignal N_A ist. Das Abhörsignal M sowie das bearbeitete Nutzsignal S_L werden an einen Extrahierer 17 angelegt, der aus dem Abhör signal M und damit aus der Summe des Nutzsignals S_M am Mikro phon und dem Geräuschsignal N_M am Mikrophon 16 ein extrahier tes Nutzsignal S'_M und ein extrahiertes Geräuschsignal N'_M erzeugt. Aus extrahiertem Nutzsignal S'_M und extrahiertem Geräuschsignal N'_M wird schließlich mittels einer Steuerein richtung 18 das Steuersignal C gebildet.

Der Wiedergabesignalpfad erstreckt sich von der Signalquelle 13 zur Schallabstrahleinrichtung 15, wobei die Schallwieder gabe, also beispielsweise Lautstärke, Klang, Kompression etc. durch die Stelleinrichtung 14 beeinflußt werden kann. Die Steuerung der Stelleinrichtung 14 erfolgt durch das Steuer signal C, das aus dem bearbeiteten Nutzsignal S_L und dem Mik rophonsignal M hervorgeht. Dem akustischen Nutzsignal S_A bzw. dem akustischen Geräuschsignal N_A vor dem Mikrophon 16 ent spricht ein elektrisches Nutzsignal S_M bzw. ein Geräuschsig nal N_M nach dem Mikrophon 16, wobei aus dem Mikrophonsignal M durch den nachfolgenden Extrahierer 17 mit Hilfe des bearbei teten Nutzsignals S_L das Nutzsignal S'_M ausgefiltert wird. Zur Erzeugung des extrahierten Geräuschsignals N'_M wird das ext rahierte Nutzsignal S'_M mittels eines Subtrahierers 19 von dem Mikrophonsignal M abgezogen. Anstelle des Subtrahierers 19 kann vorgesehen werden, dass das Ausgangssignal des Sub trahierers im adaptiven Filter AE (z. B. Subtrahierer aus Fig. 1) als extrahiertes Geräuschsignal in die Steuereinrich tung 18 eingespeist wird. Zudem kann auch das Mikrofonsignal M in die Steuereinrichtung 18 angelegt werden. Der Übersicht lichkeit halber sind dabei eventuell benötigte zusätzliche Filter und/oder Abtastratenreduziereinrichtungen weggelassen. Das extrahierte Geräuschsignal S'_M entspricht bis auf einen Restfehler im wesentlichen dem akustischen Nutzsignal S_A, welches mit der Impulsantwort des den Abhörraum umschließen den Raumes gefaltet ist. Das extrahierte Geräuschsignal N'_M entspricht schließlich bis auf einen Restfehler den dabei herrschenden Umgebungsgeräuschen.

Zur Minimierung des in dem extrahierten Geräuschsignal N'_M enthaltenen Fehlers wird zusätzlich noch das extrahierte Nutzsignal S'_M in die Steuereinrichtung 18 eingespeist. Das extrahierte Nutzsignal S'_M ist ein Signal, das den in dem Ab hörsignal M enthaltenen Nutzsignalanteil S_M nachbildet. Dabei wird das extrahierte Nutzsignal S'_M durch den Extrahierer 17 aus dem bearbeiteten Nutzsignal S_L derart erzeugt, dass das bearbeitete Nutzsignal S_L mit der im Extrahierer 17 nachge bildeten Raumimpulsantwort gefaltet wird und somit in guter Näherung dem akustischen Nutzsignal S_A entspricht.

Die Ausführungsform nach Fig. 6 ist gegenüber der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform dahingehend abgeändert, dass der Subtrahierer 19 entfällt, wobei das extrahierte Geräuschsig nal N'_M direkt vom Extrahierer 17 erzeugt wird, sowie dass anstelle des Extrahierers 17 ein Extrahierer 20 vorgesehen ist, der nicht das bearbeitete Nutzsignal S_L, sondern das Nutzsignal S direkt vom Ausgang der Signalquelle 13 erhält. Des Weiteren ist anstelle der Steuereinrichtung 18 eine Steu ereinrichtung 21 vorgesehen, die außer mit dem extrahierten Nutzsignal S'_M und dem extrahierten Geräuschsignal N'_M auch mit dem Abhörsignal M sowie mit Zustandssignalen R, V und P angesteuert wird. Das Zustandssignal R bezieht sich dabei auf die aktuelle Motordrehzahl, das Zustandssignal V auf die Ge schwindigkeit des Fahrzeuges und das Zustandssignal P auf die Einstellung des Lautstärkestellers.

Bei den beispielhaft in den Fig. 5 und 6 gezeigten Ausfüh rungsformen wird also neben dem extrahierten Geräuschsignal N'_M auch das extrahierte Nutzsignal S'_M für einen Vergleich innerhalb der Steuereinrichtung 6 zur Bildung des Steuersig nals C herangezogen. Der besondere Vorteil bei der Verwendung des extrahierten Nutzsignals S'_M im Vergleich zu dem von der Signalquelle 13 bereitgestellten Nutzsignal S oder dem bear beiteten Nutzsignal S_L liegt darin, dass das über das Mikro phon 16 aufgenommene durch den Extrahierer 17 bzw. 20 extra hierte Nutzsignal S'_M dem im Abhörraum herrschenden Quellen signal (wie es vom Aufnahmemedium aufgenommen wird) entspricht und somit am Besten die wahren Gegebenheiten des Ab hörraumes wiederspiegelt, wobei die Verwendung des bearbeite ten Nutzsignals S_L in der Regel gegenüber dem Nutzsignal S der Tonquelle 13 bereits den Vorteil hat, dass die in der Stelleinrichtung 14 vorgenommenen Änderungen des Nutzsignals S nicht durch den Extrahierer 17 bzw. 20 nachvollzogen werden müssen.

Bei dem Extrahierer 17 bzw. dem Extrahierer 20 handelt sich im wesentlichen um ein erfindungsgemäßes adaptives Warped- Filter, das nach einer Vielzahl bekannter Realisierungsmög lichkeiten für die Steuerung, wie beispielsweise nach den eingangs genannten Qualitätsfunktionen realisiert werden kann. Bevorzugt werden aber adaptive Filter eingesetzt, die nach dem Verfahren der kleinsten Fehlerquadrate (LMS = Least Mean Square) oder dem Verfahren der verzögerten kleinsten Fehlerquadrate (DLMS = Delayed Least Mean Square) arbeiten, so dass sich diese sehr effektiv und effizient mit Hilfe ei nes digitalen Signalprozessors realisieren lassen. Somit wird bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 5 und Fig. 6 dem adaptiven Warped-Filter gemäß Fig. 1 bzw. 2 als Eingangssig nal 2 das Nutzsignal S von der Quelle 13 bzw. das bearbeitete Nutzsignal S_L am Ausgang der Stelleinrichtung 14 zugeführt. Als Referenzsignal 6 dient dabei das Mikrophonsignal M.

Der Einsatz eines adaptiven Warped-Filters ist vor allem dann vorteilhaft, wenn mit hoher Abtastfrequenz gearbeitet werden muß und innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches eine ho he Frequenzauflösung mit Hilfe eines kurzen Filters erreicht werden soll. Vergleicht man ein übliches adaptives Filter mit einem adaptiven Warped-Filter bei beispielsweise einer Ab tastfrequenz von 44,1 kHz im unteren Frequenzbereich bis etwa 1 kHz, wobei eine Filterlänge von 40 Abgriffen (Taps) voraus gesetzt wird, dann beträgt bei 1 kHz die Frequenzauflösung 170 Hz beim adaptiven Warped-Filter im Vergleich zu 1100 Hz beim konventionellen Filter. Ein eben beschriebenes adaptives Warped-Filter hätte bei den angegebenen Randbedingungen (Ab tastfrequenz = 44,1 kHz, Grenzfrequenz = 1 kHz) einen Filter koeffizienten (Warping Parameter) von λ = 0,9. In der Praxis, insbesondere bei Anwendung in einer Vorrichtung zum geräusch abhängigen Anpassen eines akustischen Nutzsignals kann es auch sinnvoll sein, wenn man mit zwei adaptiven Warped- Filtern arbeitet, wobei ein Filter die obengenannten Eigen schaften aufweist und das andere den unteren Frequenzbereich bis etwa 150 Hz noch genauer auflösen würde. Auf diese Weise wäre eine umfassende Frequenzbereichsaufspaltung bei der üb lichen Abtastfrequenz möglich. Ein derartiges Filter hätte bei einer Grenzfrequenz von 150 Hz einen Filterkoeffizienten (Warping-Parameter) von λ = 0,99 bei ebenfalls einer Länge von 40 Abgriffen (Taps) und einer Abtastfrequenz von 44,1 kHz.

Der Aufbau eines derartigen zweigeteilten adaptiven Warped- Filters ist in Fig. 7 gezeigt. Dabei werden zwei adaptive Warped-Filter AF1 und AF2 des in den Fig. 1 und 2 gezeig ten Typs verwendet, wobei beim adaptiven Warped-Filter AF1 der Warping-Parameter λ = 0,9 und bei adaptiven Warped-Filter AF2 ein Warping-Parameter λ = 0,99 verwendet wird. Bezugneh mend auf die Anwendung gemäß Fig. 5 werden beide Filter ein gangsseitig durch das Mikrophonsignal M angesteuert. Als Re ferenzsignal dient das an der Stelleinheit abgenommene bear beitete Nutzsignal S_L. Als Ausgangssignal 3 werden jeweils extrahierte Geräuschsignale mit hoher Auflösung im tiefstfre quenten Bereich N'_M (low) und im tieffrequenten Bereich N'_M (high) abgegeben. Bei entsprechender Auslegung der adaptiven Warped-Filter AF1 und AF2 kann zudem ein weiteres Ausgangs signal 3' abgegeben werden, das dann dem extrahierten Nutz signal S'_M (low) mit einer hohen Auflösung bei tiefsten Fre quenzen bzw. ein extrahiertes Nutzsignal S'_M (high) mit einer hohen Auflösung für tiefe Frequenzen vorgesehen werden. Die einzelnen Arbeitsbereiche werden vorteilhafterweise durch den adaptiven Warped-Filtern AF1 und AF2 nachgeschaltete Tiefpäs se 22 und 23 definiert, wobei der Tiefpaß 21 eine höhere Grenzfrequenz f_g1 (z. B. 1 kHz) aufweist als der Tiefpaß 22 mit einer Grenzfrequenz f_g2 (z. B. 150 Hz). Die einzelnen Signale N'_M (low), S'_M (low), N'_N (high) und S'_N (high) können anschließend in der Steuereinheit 18 bzw. 21 jeweils für sich weiterbearbeitet und dann zusammengefasst oder aber zunächst zusammengefasst und dann zusammen weiter bearbeitet werden.

Bei der in Fig. 7 gezeigten zweiteiligen Ausführung des adaptiven Warped-Filters wird mit einer Länge von 40 Abgrif fen (Taps) und einer Abtastrate von 170 Hz eine Frequenzauf lösung von 1 kHz im unteren Frequenzbereich erreicht, während bei konventionellen Filtern bei einer Abtastrate von 170 Hz eine Filterlänge von 200 Abgriffen (Taps) dazu notwendig wä re. Bei der erfindungsgemäßen Anwendung liefert der Extrahie rer 17 bzw. 20 neben dem Geräuschanteil N'_M auch noch den Signalanteil S'_M. Dies kann auch dann erfolgen, wenn inner halb des Extrahierers 17 bzw. 20 eine Frequenzaufspaltung im Sinne von Fig. 7 realisiert ist, da auch hier nicht mit Si cherheit ein Fehler im Geräuschsignal N'_M auszuschließen ist. Ein Fehler kann sich insbesondere dadurch ergeben, dass nor malerweise so viele adaptive Filter zu verwenden sind, wie sich Wiedergabemedien im Abhörraum finden.

Obwohl jede beliebige Form von Allpass verwendet werden kann, wird in den Fig. 8 und 9 beispielshafte Ausgestaltungen eines Allpasses erster Ordnung gezeigt, die sich durch einen sehr geringen Realisierungsaufwand auszeichnen. Bei dem in Fig. 8 gezeigten Allpass wird ein Eingangssignal i(n) zum einen einem Koeffizientenglied 24 mit einem Koeffizienten λ₁ und zum anderen einem Verzögerungselement 25 mit einer Über tragungsfunktion z^-1 zugeführt. Die Ausgänge beider sind mit zwei Eingängen eines Summierers 26 verbunden. Am Ausgang des Summierers 26 ist das jeweilige Ausgangssignal o(n) abnehm bar. Das Ausgangssignal o(n) wird zudem über ein Verzöge rungselement 37 mit der Übertragungsfunktion z^-1 und einem dazu in Reihe liegenden Koeffizientenglied 28 mit ebenfalls dem Koeffizienten λ₁ an einen Eingang des Summierers 26 ange legt.

Bei dem in Fig. 9 gezeigten Allpass wird das Eingangssignal i(n) sowohl einem Addierer 29 als auch einem Addierer 30 zu geführt, wobei mit dem Addierer 30 zudem der Ausgang des Ad dierers 29 unter Zwischenschaltung eines Koeffizientenglieds 31 mit einem Koeffizienten λ₂ verbunden ist. Der Ausgang des Addierers 30 ist über einen Inverter 32 zur Vorzeichenumkehr an den Eingang eines Verzögerungselements 33 angeschlossen, dessen Ausgang zum einen an den Addierer 29 und zum anderen an einen Addierer 34 angeschlossen ist, wobei mit dem Addie rer 34 zudem der Ausgang des Koeffizientenglieds 31 verbunden ist. Am Ausgang des Addierers 34 ist schließlich das Aus gangssignal o(n) abgreifbar.

Der in Fig. 9 gezeigte Allpass kann auf einfache Weise zu Allpässen höherer Ordnung kaskadiert werden, indem statt den Inverter 32 eine weitere, identische Stufe eingefügt wird. Anstelle der gezeigten Allpässe kann jedoch jede beliebige andere Form von Allpass sowie auch andere Filterelemente wie beispielsweise Laguere-Filter verwendet werden.

In Fig. 10 ist eine bevorzugte Ausführungsform der Steuer einrichtung 21 aus Fig. 6 gezeigt. Die Steuereinrichtung 21 umfaßt gemäß Fig. 10 zwei Korrekturschaltungen 35 und 36, denen die Geräuschsignalanteile N'_N (high) bzw. N'_M (low) so wie die Nutzsignalanteile S'_N (high) bzw. S'_M (low) zugeführt werden. Optional kann beiden auch die Summe von Geräuschsig nal N_M und Nutzsignal S_M zugeführt werden. Das Ausgangssignal der Korrekturstufe 36 wird dabei als korrigiertes Nutzsignal KS (low) für tieffrequente direkt und das Ausgangssignal der Korrekturstufe 35 unter Zwischenschaltung einer Sprach aktivitätserkennung 37 - ein korrigiertes Geräuschsignal KN (low) für tieffrequente Anteile ergebend - einem Steuersig nalgenerator 38 zugeführt, der daraus das Steuersignal C ge neriert. Die Korrekturstufen dienen dazu, den im Geräuschsig nalanteil N'_M enthaltenen Restfehler weiter zu verringern. Darüber hinaus dient die Sprachaktivitätserkennung 37 dazu, das Ausgangssignal der Korrekturstufe 35 so zu bearbeiten, dass darin enthaltene Sprachenergie keine Auswirkung auf das Steuersignal C hat. Die Korrekturschaltung kann zusätzlich noch Informationen zur Lautstärkeeinstellung P erhalten, wäh rend der Steuersignalgenerator 18 optional Informationen V zur Geschwindigkeit, Informationen P zur Lautstärkeeinstel lung Informationen R zur Drehzahl usw. erhalten kann.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Steuereinrichtung 18 aus Fig. 5 umfaßt einen Multiplizierer 39, dem der extrahierte Nutzsignalanteil S'_N sowie der extrahierte Geräuschsignalan teil N'_M zugeführt werden. Darüber hinaus wird der extrahier te Nutzsignalanteil S'_M einem Quadrierer 40 und der extra hierte Geräuschsignalanteil N'_N einem Quadrierer 41 zuge führt. Dem Multiplizierer 39 sowie den beiden Quadrierern 40 und 41 sind jeweils Mittelwertbildner 42, 43, 44 (beispiels weise Tiefpässe) nachgeschaltet. Die Ausgänge der Mittelwert bildner 42 und 44 sind dabei auf einem Multiplizierer 45 ge führt, dem seinerseits eine Einrichtung 46 zum Ziehen der Quadratwurzel nachgeschaltet ist. Der Ausgang der Einheit 46 ist ebenso wie der Ausgang einer Einheit 47 zur Betragbil dung, die dem Mittelwertbildner 43 nachfolgt, auf einen Divi dierer 48 geführt. Dem Dividierer 48 ist ein steuerbares Ko effizientenglied 49 nachgeschaltet, das durch den extrahier ten Geräuschsignalanteil N'_M gesteuert wird. Am Ausgang des Koeffizientenglieds 49 steht das korrigierte Geräuschsignal KN bereit.

Ein zugehöriger Kreuzkorrelationskoeffizient CCC zweier Sig nale X, Y berechnet sich dabei wie folgt:

Eine zu der in Fig. 11 gezeigten Ausführungsform alternative Ausführungsform ist in Fig. 12 dargestellt. Dabei werden das Mikrophonsignal N, das extrahierte Geräuschsignal N'_N sowie das extrahierte Nutzsignal S'_M jeweils einen Mittelwertbild ner 50, 51, 52 zugeführt. Die Ausgangssignale der beiden Mit telwertbildner 50 und 51 werden mittels eines Subtrahierers 53 voneinander subtrahiert, wobei am Ausgang des Subtrahie rers 53 ein Signal σ² ₁ bereitgestellt wird. Das Ausgangssig nal des Mittelwertbildners 52 wird einem Subtrahierer 54 zu geführt, der davon einen Schwellenwert TH - ein Signal σ² ₂ bildend - abzieht. In einer nachfolgenden Vergleichsstufe 55 werden die Signale σ² ₁ und σ² ₂ miteinander verglichen. Ist das Signal σ² ₁ ≦ σ² ₂, dann wird das Signal am Ausgang des Mittel wertbildners 51, nämlich das Signal σ² _N, um einen Wert verzö gert. Dies erfolgt mittels einer Verzögerungsstufe 56. Das verzögerte Signal σ² _N wird anschließend mittels einer Dekre mentierstufe 57 dekrementiert und als Signal σ² _D an einer Entscheiderstufe 58 zugeführt, die das Signal σ² _D mit dem die Lautstärkeeinstellung wiedergebenden Signal P verglichen wird. Ist das Signal σ² _D größer oder gleich dem Signal P, dann wird das Signal σ² _D ausgegeben. Trifft dies nicht zu, so wird u² _D gleich P gesetzt.

Solange das Signal σ² _N hauptsächlich von Umgebungsgeräuschen bestimmt wird, geht der Entscheider 55 nicht in den Ja-Zweig (j). Daraus folgt, dass der Fehler im extrahierten Geräusch signal N'_M gering ist. Demzufolge kann das extrahierte Ge räuschsignal N'_M für die Erzeugung des Steuersignals C ver wendet werden. Probleme treten nur dann auf, wenn das Signal σ² _N hauptsächlich durch von dem adaptiven Filter nicht heraus rechenbare Anteile des bearbeiteten Nutzsignals S_L bestimmt wird. In diesem Fall liefert der Entscheider 55 eine positive Antwort und es wird der Ja-Zweig (j) durchlaufen.

Beim Ja-Zweig (j) wird zuerst der zuletzt detektierte Rausch pegel in den Zustand eines Mittelwertbildners eingetragen. Der Mittelwertbildner wird durch die, mit Hilfe des Koeffi zientendekrements eingestellte Zeitkonstante (τ) langsam her untergeregelt bis der vom Bediener minimal eingestellte Laut stärkewert (P) erreicht wird oder aber der Rauschpegel im Signal σ² _N wieder so groß wird, dass der Entscheider 55 in den Nein-Zweig (n) läuft.

Bezugszeichenliste

1

Filtereinheit

2

Eingangssignal

3

Ausgangssignal

4

Steuersignal

5

Steuereinheit

6

Referenzsignal

7

Verstärker

8

Verzögerungseinheit

9

Summierer

10

Verzögerungselemente

11

Abgriffe (Taps)

12

Koeffizientenglieder

13

Signalquelle

14

Stelleinrichtung

15

Schallabstrahleinrichtung

16

Mikrofon

17

Extrahierer

18

Steuereinrichtung

19

Subtrahierer

20

Extrahierer

21

Steuereinrichtung

22

Tiefpass

23

Tiefpass

24

Koeffizientenglied

25

Verzögerungselement

26

Summierer

27

Verzögerungselement

28

Koeffizientenglied

29

Addierer

30

Addierer

31

Koeffizientenglied

32

Inverter

33

Verzögerungselement

34

Addierer

35

Korrekturstufe

36

Korrekturstufe

37

Sprachaktivitätserkennung

38

Steuersignalgenerator

39

Multiplizierer

40

Quadrierer

41

Quadrierer

42

Mittelwertbildner

43

Mittelwertbildner

44

Mittelwertbildner

45

Multiplizierer

46

Einheit zum Wurzelziehen

47

Einheit zum Betragbilden

48

Dividierer

49

Koeffizientenglied

50

Mittelwertbildner

51

Mittelwertbildner

52

Mittelwertbildner

53

Subtrahierer

54

Subtrahierer

55

Entscheider

56

Verzögerungsstufe

57

Dekrementierstufe

58

Entscheidestufe
AF adaptives warped Filter
S Nutzsignal
N Geräuschsignal
S_M

Nutzsignal am Mikrofon
S'_M

extrahiertes Nutzsignal
N'_M

extrahiertes Störsignal
S_L

bearbeitetes Nutzsignal
N_M

Störsignal am Mikrofon
C Steuersignal
R Drehzahlinformation (Zustandssignal)
V Geschwindigkeitsinformation (Zustandssignal)
P Grundlautstärkeinformation (Zustandssignal)
N_A

akustisches Geräuschsignal
S_A

akustisches Nutzsignal
M Abhörsignal
i(u) Eingangssignal
o(n) Ausgangssignal
σ₁

, σ₂

, σ_N

, σ_D

Signal
τ Zeitkonstante
n Nein-Zweig
j Ja-Zweig
λ₁

, λ₂

Koeffizient
TH Schwellenwert
CCC Kreuzkorrelationskoeffizient
KN korrigiertes Geräuschsignal
KS korrigiertes Nutzsignal

Claims

1. Adaptives digitales Filter mit
einer Filtereinheit (1), die Verzögerungselemente (11) und ein mit den Verzögerungselementen (11) gekoppeltes Koeffi zientennetzwerk (12) aufweist und die aus einem ihr zugeführ ten Eingangssignal (2) durch Filterung ein Ausgangssignal (3) erzeugt, und
einer Steuereinheit (5) zur Steuerung des Koeffizientennetz werkes (12) derart, dass das Ausgangssignal (3) gegenüber ei nem Referenzsignal (6) optimiert wird,
dadurch gekennzeichnet, dass
als Verzögerungselemente (11) Filterelemente (11) mit ein stellbaren Phasenwinkeln vorgesehen sind und
die Phasenwinkel so eingestellt werden, dass sich für die Filtereinheit (1) eine verzerrte Frequenzcharakteristik er gibt.

2. Adaptives digitales Filter nach Anspruch 1, bei dem
die Verzögerungselemente (11) hintereinander geschaltet sind,
den Abgriffen an und/oder zwischen den Verzögerungselementen (11) jeweils ein Koeffizientenglied (12) zur Bewertung mit jeweils einem Koeffizienten (b₀ bis b_i) nachgeschaltet ist und
den Koeffizientengliedern (12) ein Summierer (10) nachge schaltet ist, an dessen Ausgang das Ausgangssignal abgreifbar ist.

3. Adaptives digitales Filter nach einem der vorherigen An sprüche, bei dem die Optimierung des Ausgangssignals (3) mittels der Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate oder der Methode der verzögerten kleinsten mittleren Fehlerquadrate erfolgt.

4. Adaptives digitales Filter nach einem der vorherigen An sprüche, bei dem als Filterelemente (11) mit einstellbaren Phasenwinkeln All pässe (11) vorgesehen sind.

5. Verfahren zum adaptiven digitalen Filtern eines Ein gangssignals, bei dem
das Eingangssignal (2) entsprechend einer steuerbaren Filter charakteristik ein Ausgangssignal (3) ergebend gefiltert wird, wobei die Filterung mittels Verzögerungsoperationen und Rechenoperationen erfolgt und
die Filtercharakteristik derart gesteuert wird, dass das Aus gangssignal (3) gegenüber einem Referenzsignal (6) optimiert wird,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Verzögerungsoperationen durch Phasenschiebeoperationen mit einstellbaren Phasenwinkeln erzeugt werden und
die Phasenwinkel so eingestellt werden, dass sich für die Filtereinheit (1) eine verzerrte Frequenzcharakteristik er gibt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass
das Eingangssignal (2) mehrfach verzögert wird, wobei unter schiedlich verzögerte Eingangssignale gebildet werden,
die unterschiedlich verzögerten Eingangssignale mit jeweils einem Koeffizienten (b₀ bis b_i) bewertet und anschließend zu einem Ausgangssignal (3) aufsummiert werden.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeich net, dass die Optimierung des Ausgangssignals (3) mittels der Methode der kleinsten mittleren Fehlerquadrate oder der Methode der verzögerten kleinsten mittleren Fehlerquadrate erfolgt.

8. Verfahren nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekenn zeichnet, dass die Phasenschiebeoperation mittels Allpassfilterung erfolgt.

9. Verwendung eines adaptiven digitalen Filters mit
einer Filtereinheit (1), die Verzögerungselemente (11) und ein mit den Verzögerungselementen (11) gekoppeltes Koeffi zientennetzwerk (12) aufweist und die aus einem ihr zugeführ ten Eingangssignal (2) durch Filterung ein Ausgangssignal (3) erzeugt, und
einer Steuereinheit (5) zur Steuerung des Koeffizientennetz werkes (12) derart, dass das Ausgangssignal (3) gegenüber ei nem Referenzsignal (6) optimiert wird, wobei
als Verzögerungselemente (11) Filterelemente (11) mit ein stellbaren Phasenwinkeln vorgesehen sind und
die Phasenwinkel so eingestellt werden, dass sich für die Filtereinheit (1) eine verzerrte Frequenzcharakteristik er gibt,
bei einer Vorrichtung zum geräuschabhängigen Anpassen eines an einem Abhörort abgestrahlten akustischen Nutzsignals.

10. Verwendung nach Anspruch 9, bei der die Frequenzauflösung derart verzerrt ist, dass bei tiefen Frequenzen eine höhere Auflösung gegeben ist als bei hohen Frequenzen.

11. Verwendung nach Anspruch 9 oder 10, bei der die Vorrich tung zum geräuschabhängigen Anpassen eines an einem Abhörort abgestrahlten akustischen Nutzsignals aufweist:
eine Signalquelle (13) zum Erzeugen eines elektrischen Nutz signals (S),
eine der Signalquelle (13) nachgeschaltete, durch ein Steuer signal (C) einstellbare Signalbearbeitungseinrichtung (14) zum Erzeugen eines bearbeiteten elektrischen Nutzsignals (S_L),
eine der Signalbearbeitungseinrichtung (14) nachgeschaltete Schallwandeleinrichtung (15) zum Erzeugen des akustischen Nutzsignals (S_A) aus dem bearbeiteten elektrischen Nutzsignal (S_L),
einen Schallaufnehmer (16) zur Erzeugung eines elektrischen Abhörsignals (M) aus dem akustischen Nutzsignal (S_A) und ei nem diesem überlagerten akustischen Geräuschsignal (N_A) am Abhörort,
einen dem Schallaufnehmer (16) nachgeschalteten Extrahierer (17, 19) zum Extrahieren des im Abhörsignal (M) enthaltenen Geräuschsignalanteils (N_M), und
eine dem Extrahierer (17, 19) nachgeschaltete Steuereinrich tung (18), die den Geräuschanteil (N'_M) des Abhörsignals (M) und mindestens ein aus dem Abhörsignal (M) abgeleitetes Sig nal (S'_M, M) erhält und die aus beidem das Steuersignal (C) für die Signalbearbeitungseinrichtung (14) erzeugt.

12. Verwendung nach Anspruch 11, bei der ein aus dem Abhörsignal (M) abgeleitetes Signal dem Nutzsig nalanteil (S_M) des Abhörsignals (M) oder dem Abhörsignal (M) selbst entspricht.

13. Verwendung nach einem der Ansprüche 11 oder 12, bei der ein aus dem Abhörsignal (M) abgeleitetes Signal durch den Extrahierer (17, 19) bereitgestellt wird.

14. Verwendung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, bei der der Steuereinrichtung (18) zudem mindestens ein Zustands signal (R, V, P) zugeführt wird, wobei mindestens ein Zu standssignal jeweils der Lautstärkeeinstellung (P) und/oder der Fahrzeuggeschwindigkeit (V) und/oder der Motordrehzahl entspricht (R).

15. Verwendung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei der das adaptive digitale Filter zum Extrahieren des Nutzsignals (S'_M) und/oder Störsignals (N'_M) verwendet wird.