DD155655A5

DD155655A5 - Verfahren zur messung des zeitlichen verlaufs von kapazitaetsaenderungen von halbleiterbauelementen

Info

Publication number: DD155655A5
Application number: DD80226420A
Authority: DD
Inventors: Gyoergy Ferenczy; Peter Horvath; Ferenc Toth; Jozsef Kiss; Janos Boda
Original assignee: Magyar Tudomanyos Akademia
Priority date: 1980-06-07
Filing date: 1980-12-22
Publication date: 1982-06-23
Also published as: EP0041858A1; HU181136B; EP0041858B1; DE3175400D1; JPS5724546A; US4437060A

Abstract

D. Erfg. betrifft ein Verfahren u. eine Vorrichtg. zur Messung des zeitl. Verlaufs von Halbleiterbauelementen. Ziel d. Erfg. ist eine Weiterentwicklg. des sogenannten DLTS-Verfahrens,bei der die mit unterschiedlichen Impulssignalen vorgenommenen Messungen eindeutig miteinander verglichen werden koennen. Die Vorrichtung soll keine Impulstransformatoren enthalten, eine Uebersteuerung der Stufen hinter dem Messkreis waehrend der Impulsdauer soll vermieden werden. Erfindungsgemaess werden die Messperioden nach dem Endpunkt der Impulsdauer in auf die Impulsfrequenz bezogen konstanter Phasenlage gestartet, so dass die Totzeit einen konstanten Bruchteil der Periodenzeit der Impulse bildet. Figur 1 zeigt das Blockschaltbild der Messvorrichtung.

Description

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Messung des zeitlichen Verlaufs von Kapazitätsänderungen von Halbleiterbauelementen

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung des zeitlichen Verlaufs von Kapazitätsänderungen von Halbleiterbauelementen sowie eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Es ist bekannt, daß durch die Messung des zeitlichen Verlaufs der Kapazitätsänderung der in der Nähe der pn-Übergänge der Halbleiterbauelemente befindlichen Verarmungsrandschicht beziehungsweise der Anreicherungsrandschicht, die Konzentration der Störstellen (Premdatome, punktförmig© Fehlstellen, Versetzungen) in der verbotenen Zone des Halbleiters, ihre Aktivierungsenergie sowie ihr optischer und thermischer Einfangquerschnitt bestimmt werden können.

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Die Änderung des Ladungszustandes der Störstellen in der verbotenen Zone kann als Änderung der Kapazität gemessen werden. Bei dieser Untersuchung werden die lokalisierten Zustände periodisch aufgefüllt und geleert, und die Amplitude der dadurch eintretenden periodischen Kapazitätsänderung ist durch die Konzentration der Energiezustände, ihr zeitlicher Verlauf als Punktion der Temperatur durch die Aktivierungsenergie und den thermischen Einfangquerschnitt der fraglichen Zustände bestimmt.

Der Ladungszustand der lokalisierten Zustände wird im allgemeinen durch auf den pn-übergang aufgegebene Spannungs-, Strom- oder Lichtimpulse geändert ο Dieses Meßverfahren nennt man Transient-Spektroskopie tiefer Störstellen (Deep Level Transient Spectroscopy, im folgenden DLTS), und die nach diesem Meßprinzip arbeitenden Geräte sind unentbehrliche Hilfsmittel in der Entwicklung und der Herstellungskontrolle von Halbleiterbauelementen.

Das DLTS-Verfahren wird in dem Artikel "Capacitance Transient Spectroscopy" von 6.L. Miller, D.V. Lang und L.C. Kimerling (Ann. Rev. Mater Sei. 1977, S. 377-448) ausführlich beschrieben; der Artikel enthält auch eine Zusammenfassung der für die Kapazitätstransientmessung verwendeten Vorrichtungen.

Die Kapazitätsänderungen werden gemessen, indem die das zu messende Halbleiterbauelement repräsentierende Diode in eine, Meßbrücke eingeschaltet wird. In dem einen Zweig der Meßbrücke ist die Diode, in dem anderen Zweig ein Ausgleichskondensator angeordnet, dess'en Kapazität mit der Diode übereinstimmt. Die beiden Zweige der Brücke werden über einen symmetrischen Hochspannungstransformator durch ein Hochfrequenzsignal gesteuert.

4 2

Außer dem Hochfrequenzsignal ?d.rd in den die Diode enthaltenden Zweig des Meßkreises über einen Impulstransformator eine Reihe von Rechteckimpulsen auf die Diode gegeben«. Die Wiederholzeit der Impulse und ihr Tastverhältnis können innerhalb breiter Grenzen variiert werden. Für die Zeitdauer des Impulses wird an die. Diode in Öffnungsrichtung oder in geringem Maße in Sperrrichtung eine Spannung angelegt. Vom Ende dieser Impulse bis zum Ende der Periode liegt eine größere Spannung in Sperrrichtung an. Bei diesen an die .Diode angelegten beiden unterschiedlichen Spannungen ändert sich die Kapazität der Diode beträchtlich, die Änderung kann 2 bis 3 dezimale Größenordnungen erreichen, während für die Zeitdauer der Impulse in Sperrrichtung eine typische, um vier dezimale Größenordnungen geringere Kapazitätsänderung, das Abklingen, zu beobachten ist.

Die Aufgabe der Messung ist es, die während der Impulse in Sperrrichtimg eintretenden kleinen Kapazitätsänderungen zu bestimmen und zu verfolgen.

Bei den bekannten Meßvorrichtungen wird die Ausgangsspannung des Meßkreises nach dem Verstärken mit einem phasenempfindlichen Gleichrichter (lock-in) gleichgerichtet, der eine der kapazitiven Signalkomponente proportionale, pulsierende Spannung liefert. Diese Spannung wird an den Eingang eines weiteren, mit dem Beginn der Meßperiode synchronisierten Lock-in-Verstärker niedriger Betriebsfrequenz geleitet, und der zweite Lock-in-Verstärker trennt aus dem Signal diejenige Impulskomponente ab, deren Frequenz mit der Frequenz der Meßperiode übereinstimmt.

Während der Messung nach dem DLTS-Verfahren werden die Temperatur und sonstige physikalische Parameter der zu messenden Diode verändert, wobei diese Veränderung viel lang- · sanier als die .Frequenz der an die Diode angelegten Impulse ist. Die für den Zustand der Diode charakteristische In-

formation ist in der registrierten Serie der während der Sperrriclitungsperioden gemessenen Werte der Kapazitätsänderung enthalten.

Diese hier kurz beschriebene und relativ häufig benutzte ,Anordnung hat mehrere Nachteile.

Das Einbringen des Erregerimpulses ist umständlich, und bei der beschriebenen Anordnung können die Streukapazität und die Reihenimpedanz des Impulstransformators - insbesondere, wenn die konduktiven Verluste hoch sind - von den tatsächlichen Probeparametern abweichende Werte ergeben. Eine innerhalb weiter Grenzen variierbare Impulsbreite - die bei der Messung des Einfangquerschnittes von Mehrfachladungsträgern notwendig ist - kann formgetreu nur mit mehreren Transformatoren übertragen werden.

Der Meßverstärker erhält das gesamte Erregersignal und hat nach der großen Übersteuerung eine verhältnismäßig lange Totzeit, d.h. der Abschnitt unmittelbar hinter der Kante des exponentiell absinkenden Kapazitätssignals geht verloren, das Signal-Rausch Verhältnis ist, bezogen auf den Idealfall, stark verringert. Wenn das niederfrequente Lookin-Refer enz signal in der üblichen Weise, d.h. in mit dem Start der Wiederholungszeit des Impulses oder dessen Ablauf gekoppelter Form gestartet wird, so wird bei Änderung der Impulsbreite und der Wiederholungszeit die Totzeit unterschiedlich lang, wodurch irreale Aktivierungsenergien bestimmt werden (D.S. Day et al., J. Appl. Phys. 50/8, 5093/1979).

Eine große Empfindlichkeit kann bei Mittelung über längere Zeit erreicht, werdenj dies wird im allgemeinen von der integrierenden Zeitkonstante des Hiederfrequenz-Lock-in-Verstärkers bestimmt. Bei der Hochfrequenzradioverstärkung kann der phasenempfindliche Hochfrequenzgleichrichter - des-

sen Zeitkonstante im Interesse der Übertragung der schnellen Transiente nur klein sein kann - die niederfrequente Lock-in-Stufe übersteuern,' und wegen ihrer großen Zeitkonstante hat diese Stufe nach der Übersteuerung eine lange Totzeit. Um dies zu vermeiden, kann weder die Radiofrequenz- noch die Mederfrequenzverstärkung zu groß sein, d.h. die Empfindlichkeit der Kapazitätsmessung kann nicht bis zu dem gewünschten Maße gesteigert werden,,

Primäres Ziel der Erfindung ist eine Y/eiterentwicklung des DLTS-Verfahrens, bei der die mit unterschiedlichen Impulssignalen vorgenommenen Messungen eindeutig miteinander ver glichen werden können.

Ziel der Erfindung ist ferner die Schaffung einer Vorrichtung zur Durchführung des DLTS-Verfahrens, bei der die sich aus der Anwendung der Impulstransformatoren ergebenden Beschränkungen nicht bestehen und während der Impulsdauer die Übersteuerung der Stufen hinter dem Meßkreis ver mieden werden kann.

Gemäß der ersten erfindungsgemäßen Erkenntnis sind die. mit unterschiedlicher Impulsv/iederholungszeit vorgenommenen Messungen dann vergleichbar, wenn die Meßperioden nach dem Endpunkt der Impulsdauer in auf die Impulsfrequenz bezogen konstanter Phasenlage gestartet werden. Dies bedeutet im wesentlichen, daß die Totzeit einen konstanten Bruchteil der Periodenzeit der Impulse bildet»

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung werden die Impulse statt mittels eines Impulstransformator über von.einer. Steuereinheit angetriebene Schalter auf die zu messende Diode geleitet.

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Der Eingang des sich an den Meßkreis anschließenden Verstärkers wird für die Dauer des Impulses kurzgeschlossen und auf diese Weise vor Übersteuerung geschützt.

Um den Lock-in-Verstärker zu schützen und das Meßsignal für die Zeitdauer des Impulses zu ersetzen, wird zwischen den Ausgang des phasenempfindlichen Hochfrequenzgleichrichters und den Eingang des niederfrequenten Lock-in-Verstärkers über gesteuerte Schalter ein Verstärker mit Track-and-hold-Eingang geschaltet, und die Meßsignale v/erden nur während der Meßperiode unmittelbar auf den Eingang des Lock-in-Verstärkers gelassen.' Zwischen den Meßperioden wird von dem gegatterten integrierenden Verstärker ein rekonstruiertes Meßsignal auf den Eingang des Lock-in-Verstärkers geschickt. Die Spannung dieses rekonstruierten Meßsignals entspricht der durchschnittlichen Spannung des Meßsignals im letzten Abschnitt der Meßperiode.

Ausführungsbeispiele:

Die Erfindung wird im folgenden an Hand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den zugehörigen Zeichnungen zeigen:

Pig. 1: das Blockschema einer Ausführungsform der erfindungsgemäß en Vorrichtung,

Pig. 2: ein ausführliches Blockschema der in Pig. I skizzierten Steuereinheit 32,

Pig. 3: das Zeitdiagramm der an den charakteristischen Punkten in Pig. I und 2 meßbaren Spannungen«,

Pig. 1 stellt das funktioneile Blockschema der erfindungs-. gemäßen Kapazitätsänderungsmeßvorrichtung dar. Der Hochfrequenzgenerator 10 stellt Sinussignale konstanter Ampli-

tude und Frequenz her. Die Frequenz der Hochfrequenzsignale beträgt charakteristisch 1 ISHz, ist jedoch in Abhängigkeit von der Meßaufgabe zwischen 1 und 30 MHz frei wählbar. Der Ausgang des Hochfrequenzgenerators 10 schließt sich über einen Hochfrequenztransformator 11 an einen Meßkreis 12 an. Der Meßkreis 12 besteht aus der den zu untersuchenden Halbleiterübergang repräsentierenden Diode 13 und einem Ausgleichskondensator 14 veränderlicher Kapazität, Der Hochfrequenztransformator weisi? eine symmetrische Sekundärwicklung auf, deren beide Enden an den Meßkreis 12 angeschlossen sind, während die Mittelableitung über einen gesteuerten Schalter 15 (abhängend vom Zustand dieses Schalters) mit Gleichspannungsquellen 16 beziehungsweise 17 in Verbindung steht. Die Spannung der GIeichspannungsquellen 16 und 17 kann den Erfordernissen der Messung entsprechend gewählt werden. Pur die Gleichspannungsquelle 17 ist ein Bereich von -0,5 "V" bis -20 V typisch, ein charakteristischer Wert ist -10 V, während die Spannung der Gleichspannungsquelle 16 zwischen -1 und +2 V variiert werden kann. Der Zustand des gesteuerten Schalters 15 wird vom Wert der auf den Eingang der Steuereinheit gegebenen Steuerspannung C bestimmt. Der Ausgang des Meßkreises 12 ist mit einem Hochfrequenzverstärker 18 verbunden, der auf der Betriebsfrequenz des Hochfrequenzgenerators eine bestimmte Verstärkung gewährleistet.

An den Eingang des Hochfrequenzverstärkers 18 schließt sich ein zweiter gesteuerter Schalter 19 an, der abhängend von der am Steuereingang anliegenden Steuerspannung D den Ausgang des Meßkreises 12 erdet beziehungsweise die Erdung aufhebt. Parallel zu dem gesteuerten Schalter 19 sind eine Diode 20 und eine Drosselspule 21 angeordnet, deren andere Enden geerdet sind, und auf diese Weise ist der Gleichstromkreis der Diode 13 geschlossen»

Die gesteuerten Schalter 15 und 19 werden zweckmäßig von WOS FET Transistoren gebildet, die zum Beispiel entsprechend der Publikation AN-2 (Application Note) des Unternehmens Siliconix Semiconductor Devices in Pig. I dargestellten Weise geschaltet werden können (Electronic Design, October 1977, Walt Heinzer: "Don't Trade Off Analog Switch Specs."). Die beiden Zweige des gesteuerten Schalters 15 werden zweckmäßig aus N- beziehungsweise P-Kanaltransistoren realisiert. Für diesen Zweck finden vorteilhaft die YIiOS FET Transistoren der Typen BD212 und BD222 von ITT Verwendung.

An den Ausgang des Hochfrequenzverstärkers 18 ist ein phasenempfindlicher Gleichrichter 22 angeschlossen, dessen Referenzeingang mit dem Ausgang des Hochfrequenzgenerators 10 verbunden ist. Die Phase des Referenzsignals des phasenempfindlichen Gleichrichters 22 ist so eingestellt, daß am Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters 22 eine der am Ausgang des Meßkreises 12 befindlichen kapazitiven Spannungskomponente proportionale Gleichspannung erscheint.

Die bisher beschriebenen Schaltungen bilden im wesentlichen eine Kapzitätsmeßeinheit. Das Ausgangssignal der Kapazitätsmeßeinheit wird über ein Transmissionsgatter 23 auf den Signaleingang eines Niederfrequenz-Lock-in-Verstärkers 24 geleitet. Das Transmissionsgatter 23 besteht aus gesteuerten Schaltern 25 und 26 und einem zwischen diesen angeordneten Verstärker 27 mit Integratoreingang. · Der mit dem Ausgang des gesteuerten Schalters 25 verbundene Integrator wird von einem Widerstand 28 und einem Kondensator 29 gebildet. Die Steuereingänge der gesteuerten Schalter 25 und 26 sind miteinander verbunden und erhalten eine gemeinsame Steuerspannung E,* ihr Zustand ist in der in Fig. 1 dargestellten Weise gegensätzlich.

Der Lock-in-Verstärker 24 richtet die am Ausgang des Transmissionsgatters 23 erscheinende .pulsierende Gleichspannung,

deren Verhalten noch genauer beschrieben wird, phasenempfindlich mit dem am Eingang der Viereckspannung 30 anliegenden viereckigen Steuersignal P gleich« Die erhaltene Gleichspannung wird von einer Registriereinheit 31 bei entsprechend gewählter Zeitbasis fixiert.

Die Steuerspannungen C, D₅ E und P für die gesteuerten Schalter 15, 19» 25 und 26 und den Lock-in~Verstärker 24 werden von der in Pig. 2 dargestellten Steuereinheit 32 hergestellt.

Die Punktion der in Pig» 1 skizzierten Kapazitätsänderungs-' Meßvorrichtung wird mit Hilfe der in Pig. 3 dargestellten Zeitdiagramme erläuterte

Der Hochfrequenzgenerator 10 stellt hochstabile Signale konstanter Amplitude und zum Beispiel der Frequenz 1 IvEHz her, die übe'r den Hochfrequenztransformator 1Ϊ auf den Meßkreis 12 gelangen. Vor dem Beginn der Messung wird an die Diode 13 zum Beispiel die Spannung -10 V der Gleichspannungsquelle 17 angeschlossen und an dem Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters 22 wird mit dem Ausgleichskondensator ein'Spannungsminimum eingestellt. Die Kapazität des Ausgleichskondensators 14 muß im wesentlichen innerhalb des Kapazitätsbereiches in Sperrrichtung der Diode 13 variierbar sein, und dieser Bereich liegt etwa zwischen 1 und 10 pP. Nach dem Abgleich des Meßkreises 12 wird mit der Messung der Kapazitätsänderung begonnen« Gemessen wird gemäß dem Prinzip des DLTS-Verfahrens, wobei der zu messende Halbleiter unterschiedlichen Temperaturen ausgesetzt wirdc Zum Verständnis des Gages der Messung'ist es nichterforderlich zu erläutern, welchen Temperatureinwirkungen die den zu messenden Halbleiter repräsentierende Diode 13 ausgesetzt wird. .

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Mittels der Steuereinheit 32 wird der Zustand der gesteuerten Schalter 15 und 19 auf die in den Diagrammen G und D von Fig. 3 skizzierte V/eise periodisch verändert. Der Wert · der Periodenzeit·ist den Meßanforderungen entsprechend zwischen 2 s und 0,6 ms einstellbar. Pur die Dauer der Steuerspannung C liegt an der Diode 13 zum Beispiel die Spannung + 1 V der Gleichspannungsquelle 16 an, und dadurch wächst ihre Kapazität im Vergleich zu dem in Schließrichtung gemessenen Wert stark an. Dieser Kapazitätsanstieg kann 2 bis 3 dezimale Größenordnungen ausmachen. Der Steuerimpuls C dauert die Zeit T-n, und ·innerhalb dieser Zeit ist am Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters 22 die im Diagramm L von Pig. 3 dargestellten Spannung meßbar. Das Wesen der Messung wird durch den Umstand, daß der Steuerimpuls C aus mehreren Abschnitten eventuell unterschiedlicher Amplitude und der Gesamtdauer T-n bestehen kann, nicht geändert. Durch diskontinuierliche Erregung ist die Möglichkeit gegeben, von Minderheitsladungsfallen nicht nur den Loch-, sondern auch den Elektroneneinfangquerschnitt zu messen. Der Eingang des Hochfrequenzverstärkers 18 wird für die Dauer des Steuerimpulses von dem gesteuerten Schalter 19 geerdet, aber auch so erzeugt, das von dem Meßkreis 12 ankommende Hochfrequenzsignal am Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters 22 noch eine verhältnismäßig hohe Spannung.

Mit dem Ende der Steuerspannung C schaltet im Zeitpunkt t-, der gesteuerte Schalter 15 um und schaltet die -10 V Spannung der Gleichspannungsquelle 17 auf die Diode 13; deren Kapazität nimmt schlagartig ab. Gleichzeitig mit dieser sinkt.beziehungsweise ändert sich auch die Ausgangsspannung des .phasenempfindlichen Gleichrichters 22. Der gesteuerte Schalter .19 schaltet den Erdpunkt zum Zeitpunkt t₂ vom Ausgang des Meßkreises'12 ab, und zwar ist t₂ etwa 20 ns später als t-,. Diese Verzögerung ist erforderlich, *

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damit das Meßsignal erst nach dem Ablauf.der Transientprozesse des gesteuerten Schalters 15 auf den Hochfrequenzverstärker 18 gelangt. Die Kapazität der Diode 13 sinkt nach dem Zeitpunkt t-, schlagartig ab und - gemäß dem DLTS-Meßprinzip - besteht die Aufgabe der Messung gerade in der richtigen Fixierung dieser Kapazitätsänderung.

Die Spannung am Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters 22 (Diagramm L) hängt von dem Vorzeichenunterschied zwischen der Kapazität der Diode 13 und der Kapazität des Ausgleichskondensators 14 ab.

Der Beginn der eigentlichen Meßperiode wird durch den Zeitpunkt to bezeichnet, zu dem das auf den Referenzeingang des Lock~in-Verstärkers 24 geschaltete Vierecksignal "anfängt". Die Steuerspannung F beginnt zum Zeitpunkt t^, und zwar auf den AnfangsZeitpunkt t der Steuerspannung C bezogen mit einer Verzöberung T^. Die Frequenz der Steuerspannung F beträgt l/T . Die Verzögerungszeit T„ besteht aus zwei Komponenten: aus der Impulszeit T-g der Steuerspannung C und der zwischen deren Ende und dem Beginn der Messung verstreichenden Totzeit Ttt. Es sei bemerkt, daß in Fig. 3 ein verzerrter Zeitmaßstab'angewandt wurde,, um die Verhältnisse besser zu veranschaulichen.

Der Wert der Impulsdauer IV kann eingestellt werden, die untere Grenze liegt bei etwa 50 ns, während die obere Grenze in Abhängigkeit von der gewünschten Meßgenauigkeit und der Wiederholungsfrequenz variieren kann» Die richtige Wahl der Totzeit T-u- ist für die Vergleichbarkeit der Messungen von ausschlaggebender Bedeutung, da der Zeitpunkt t~ in den Abschnitt schneller Veränderung der Kapazitätsänderungskurve fällt, und wenn diese Anfangszeitpunkte-des Meßbereiches willkürlich gewählt werden, kann der Vergleich von aus Messungen mit unterschiedlicher Wiederholungsfrequenz erhaltenen Daten zu unrichtigen Schlußfolgerungen führen.

Eine grundlegende Erkenntnis der Erfindung besteht darin, daß der den Beginn der Messung bezeichnende Zeitpunkt t., in Bezug auf den das Ende des Steuerimpulses bedeutenden Zeitpunkt tp immer in einem Maße verzögert sein muß, daß diese Verzögerung bezogen auf die.Steuerspannung C der Periodenzeit Tp und der Frequenz f mit identischer Phasenverschiebung eintritt. Diese Festlegung ist gleichbedeutend damit, daß für 3ede beliebige Frequenz f

= k

ist, worin k eine Konstante bedeutet. In der Praxis ist es zweckmäßig, den'Wert von k mit 25 zu. wählen.

Die ITutzzeit T,,,_T der Messung ergibt sich aus dem Zusammenhang T_M = T_p - T_Gj worin ^rJ?_G = Τ_β + T_R ist.

Die Genauigkeit der Messung ist dem Quotienten T^/Tp proportional. Es kann nachgewiesen werden, daß - wenn der Quotient Tß/Tp kleiner als 0,1 ist - die Meßgenauigkeit der Störstellenkonzentration besser als 1 % ist. Unter diesen Voraussetzungen und bei 2 kHz Wiederholungsfrequenz (f " 2 kHz) kann die Impulsbreite T^ der Steuerspannung C 30 /US betragen; ebenfalls bei 1 % Meßgenauigkeit kann die Impulsbreite auf 1,2 ms vergrößert werden, wenn die Wiederholungsfrequenz auf 50 Hz verringert wird.

Die Totzeit Τττ wird, wie bereits erläutert, proportional der Periodenzeit Tp gewählt. Die Einstellzeit des in Fig. 1 gezeigten Kapazitätsmeßgeräten beträgt etwa 2 ,us. Unter Einstellzeit wird diejenige Zeitspanne verstanden, innerhalb derer nach dem Zeitpunkt t^ die Kapazität von 90 % auf 10 % absinkt. Um den Ausgangswert der Kapazität mit einer Genauigkeit von A C/C = 10""* bestimmen zu können, muß das Achtfache der Einstellzeit, d.hO 1β ,us , gewertet werden.

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2 6 4 2 0 _ ₁₃ _

Wenn der größte Wert der Wiederholungs-frequenz f mit 2,5 kHz gewählt wird, so bildet die 16 /US lange Einstellzeit den 25. Teil der zu der gewählten Prequenz gehörenden Periodenzeit Tp. Aus dieser Erwägung heraus wurde für die Konstante der Wert von 25 gewählt.

Das Transmissionsgatter 23 schützt den Signaleingang des Lock-in-Verstärkers 24 vor der Wirkung von innerhalb der Zeitspanne T~ am Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters (Diagramm L) erscheinenden und eventuell eine Übersteuerung der Eingangsschaltungen hervorrufenden Signalen. Innerhalb des Zeitraumes T~ wird das in Fig. 3> Diagramm M, abgebildete Signal auf den Signaleingang des Lockin-Verstärkers 24 gegeben. Der Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters 22 ist nur in der Meßperiode. T^ über den gesteuerten Schalter 26 unmittelbar mit dem Eingang des Lock-in-Verstärkers verbunden« Innerhalb der Zeitspanne T„ nehmen die gesteuerten Schalter 25 und 26 durch die Wirkung der auf ihren Steuereingang geschalteten Steuerspannung E die in Fig. 1 dargestellte Stellung ein, worauf der als Probenahmeschaltung vom Track-and-hold-Typ arbeitende Verstärker 27 mit Integratoreingang die im Diagramm M der Fig. 3 dargestellte Spannung U₁,. auf den Lock-in-Verstärker 24 schaltet„ Das aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator bestehende integrierende Glied empfängt während der Heßperiode T_v das Ausgangssignal des phasenempfindlichen Gleichrichters 22, Dieses Ausgangs.signal kann in der Praxis von .Störsignalen überlagert werden, wie dies in Fig. 35 Diagramm L, in dem Abschnitt 33 angedeutet wurde. Durch die etwa 1 ms betragende Zeitkonstante 'des aus dem Widerstand .28 und dem Kondensator 29 bestehenden integrierenden Gliedes ist gewährleistet, daß der Verstärker 27 nur den über etwa 1 ms genommenen Durchschnittswert des Signals verstärkt. Innerhalb der Periode T_n wird demnach mit dem Transmissionsgatter 23 für den Eingang des. Lock-in-Verstärkers der in dem Abschnitt unmittelbar vor -dem Zeitpunkt t genommene Durchschnittswert des Meßsignals hergestellt«,

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Wenn man die in Pig. 1 gezeigte Schaltung auf die hier beschriebene Weise arbeiten läßt, können zahlreiche technische Grenzen des klassischen DLTS-Verfahrens beseitigt werden., Besonders ist hervorzuheben, daß das sich impulsartig verändernde Signal ohne Verwendung eines Impulstransformators auf den Meßkreis 12 gebracht wird, wodurch die Möglichkeit gegeben ist, die die Messung bedeutend beeinflussenden Impulszeiten innerhalb breiter Grenzen mit hoher Genauigkeit einzustellen. Durch Verwendung der Schaltelemente VMOS PET wird in den Meßkreis 12 keine die Messung beeinflussende Kapazität eingebracht. Dadurch, daß während der Zeitspanne Tg der Steuerspannung C der Hochfrequenzverstärker 18 und der sich daran anschließende phasenempfindliche Gleichrichter 22 am Eingang des gesteuerten Schalters 19 kurzgeschlossen sind, wird die Übersteuerung dieser Stufen vermieden beziehungsweise dadurch eine größere Verstärkung innerhalb der Meßperiode Thermo glicht. Die spezielle Ausgestaltung des Transmissionsgatters 23 als Track-and-hold-Stufe schützt den Eingang des Lock-in-Verstärkers 24, vor Übersteuerung. Durch Eingabe des durchschnittlichen Kapazitätswertes während der Zeit T„ wird die Empfindlichkeit und Genauigkeit der Kapazitätsmessung erhöht♦ ·

Dadurch, daß die Meßperiode T^ - nach Beendigung des Impulses der Steuerspannung C - immer gleichphasig mit der Impulsperiodenzeit gestartet wird, können die Ergebnisse der Kapazitätsmessungen auch für¹ den Pail innerhalb weiter Grenzen variierter Impulsperiodenzeit und Impulsbreite miteinander verglichen werden. ·

Für die Punktion der in Pig. I gezeigten Vorrichtung müssen die SteuerSpannungen C, D, E und P hergestellt werden. Ein Beispiel für eine¹ dazu geeignete Schaltung ist in Pig. 2 dargestellt. Pig. 2 stellt im wesentlichen den Aufbau der Steuereinheit 32 dar«

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Pur die Herstellung der unterschiedlichen Steuerspannungen wird das quarzgesteuerte, eine stabile Frequenz aufweisende Ausgangssignal des Hochfrequenzgenerators 10 verwendet. Der Ausgang des Hochfrequenzgenerators 10 ist mit einem Frequenzsynthetisator 40 verbunden. 'Dessen Aufbau ist an sich bekannt. Der Frequenzsynthetisator 40 stellt aus den seinem Eingang zugeleiteten Signalen konstanter Frequenz durch die Wirkung des von der Bedienungseinheit 41 erhaltenen Frequenzsteuersignals an seinem Ausgang'in Form von Viereckimpulsen das 5000fache· der Meßfrequenz f her. Mit Hilfe der Bedienungseinheit 41 kann die Meßfrequenz f auf Werte zwischen 0,5 Hz und 2,5 kHz eingestellt werden. Auf der Ausgangsleitung 42 des Frequenzsynthetisators 40 befinden sich Impulse mit· der Frequenz 5000f . Die Ausgangsleitung 42 schließt sich an die Zähleingänge der Zähler 43; 44ί45 an. Im vorliegenden Fall ist der Ausgang des eine Frequenzteilung von 1:500 vornehmenden Zählers 43 zum einen mit dem Eingang eines zweiten Zählers 46 und zum anderen mit dem Einschreibeingang 48 eines zu einer Kontrolleinheit gehörenden Speichers 47 angeschlossen. Der Ausgang des im vorliegenden Beispiel eine Frequenzteilung 1:10 vornehmenden Zählers 46 bestimmt mit dem dortigen 1-0-Übergang den Anfangszeitpunkt der Steuerspannung C, d*h. den in Fig. 3 mit t bezeichneten Zeitpunkt. Der Ausgang des Zählers 46 ist mit.dem Stärteingang eines Impulsgenerators 49> ferner mit dem Löscheingang 50 des Speichers 47 und dem Löseheingang 52 eines Speichers 51 verbunden.

Der Impulsgenerator 49 hat die Aufgabe, die Steuerspannung C herzustellen, und er ist, um die Einstellung der Zeitdauer T-n des Impulses zu ermöglichen, mit dem entsprechenden Ausgang der Bedienungseinheit 41 verbunden. Mit Hilfe der Bedienungseinheit 41 kann die Breite der Steuerspannung C frei eingestellt werden.· Die obere Grenze dieser Einstellung ist dadurch gegeben, daß die von der. Steuerspannung C derivierte Zeitspanne T^ höchstens ein Zehntel der Perio-

denzeit Tp betragen kann. Diese Bedingung muß im Interesse • einer Genauigkeit von besser als 1 % gestellt werden.

Der Ausgang des Impulsgenerators 49 ist zum einen mit dem zu der Steuerspannung C gehörenden' Ausgang und zum anderen mit dem Eingang einer Verzögerungsschaltung 53 verbunden. Die Verzögerungseinheit 53 verzögert die hintere Kante des 1-0-Überganges des Impulses der Steuerspannung G um etwa 20 ns. Vorn Ausgang der V'erzögerungsschaltung 53 können demnach die in Pig. 3 veranschaulichten Steuerspannungssignale D abgenommen werden. Der Ausgang des Impulsgenerators 49 ist außerdem auch mit dem Löscheingang 55 eines Speichers 54 verbunden. Der negierte Ausgang des Speichers 54 ist mit dem Zulassungs- und Löscheingang 56 des Zählers 44 verbunden. Der Zähler 44 teilt bei dem gewählten Beispiel die Frequenz im Verhältnis 1:200, d.h. an seinem Ausgang findet nach dem zweihundertsten Steuerimpuls ein 1-0-Übergang statt. Da während der Periodenzeit Tp gerade 5000 Steuerimpulse vom Ausgang des Frequenzsynthetisators 40 ankommen, hat die Frequenzteilung des Zählers 44 beim 1-0-Übergang die Verzögerung Ttt = Tp/25 zur Folge. Der Ausgang des Zählers 44 ist mit dem Einschreibeingang des Speichers 54 und mit dem Einschreibeingang des Speichers 51 und schließlich mit dem Löscheingang 58 eines Speichers 57 verbunden. Der· Einschreibeingang des Speichers 57 steht mit dem Ausgang des die Teilung 1:2500 vornehmenden Zählers 45 in Verbindung. Der.negierte Ausgang des Speichers 57 stellt einesteils die Steuerspannung F her, zum anderen ist er mit dem Zulassungsund Löscheingang des Zählers 45 verbunden. An dem negierten Ausgang des Speichers 51 erscheinen die Steuerimpulse E. Der negierte Ausgang des Speichers 51 ist mit dem Gattereingang 60 eines gegitterten Speichers 59 verbunden. Der Einschreibeingang des Speichers 59 steht mit dem ponierten Ausgang des Speichers 47 in Verbindung, während sein Ausgang mit dem Eingang einer Pehleranzeigeeinheit 61, vorzugs-Y/eise einer Lampenanzeige, verbunden ist.

Die in Pig» 2 dargestellte Steuereinheit 32 arbeitet folgendermaßen.

Von dem Prequenzsynthetisator 40 kommen Impulse der Frequenz 5000 f an, und diese steuern mit Hilfe der zusammen eine Frequenzteilung von 1:5000 vornehmenden Zähler 43 und 46 zu jedem Anfangszeitpunkt t der Steuerspannung C durch einen 1-0-Übergang den Impulsgenerator, welcher am Steuerspannungsausgang (C) Impulse der von der Bedienungseinheit 41 bestimmten Zeitdauer T-n erscheinen läßt. Aus diesen Impulsen stellt die Verzögerungsschaltung 53 durch Verzögern der hinteren Impulskante die Impulse der Steuerspannung D her. Der zum Zeitpunkt t-, erfolgende 1-0-Übergang des Impulses der Steuerspannung C löscht den Speicher 54 und gestattet über dessen negierten Ausgang das Zählen für den Zähler 44 der Teilung 200. Am Ausgang des Zählers 44 werden nach Verstreichen der Totzeit T^ (Tp/25, gerechnet ab t-^) durch einen 1-0-tJbergang die Einschreibeingänge der Speicher 54 und 51 und der Löscheingang 58 des Speichers 57 gesteuert. Diese Zustandsänderung tritt zum Zeitpunkt t~ ein. Infolgedessen kippt der Speicher 54, verbietet den Zähler 44 und bringt ihn in den Grund zu stand⁰, und läßt auch den Speicher 51 kippen., an dessen negiertem Ausgang zum Zeitpunkt t~ l~O-Übergang erfolgt, wobei der 0-Zustand bis zum Zeitpunkt t der folgenden Periode dauert. Der zum Zeitpunkt t-. am Ausgang des Zählers 44 erfolgende 1-0-Übergang löscht außerdem den Speicher 57, an dessen negiertem Ausgang ein 0-1-Übergang erscheint. Dieser entspricht dem o-l-Anfangssprung der Steuerspajrnung F_e Diese Zustandsänderung des Ausganges des Speichers 57 erlaubt die Funktion des bis 2500 zählenden Zählers 45, an dessen Ausgang zu dem von t_o an gerechnet nach dem 2500. Impuls eintretenden Zeitpunkt t, eine Zustandsänderung erscheint, die den Speicher 57 kippen läßt. An dem der Steuerspannung F entsprechenden Ausgang tritt in diesem Moment Zustandsänderung ein.

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Es sei bemerkt, daß für die Rechteckspannung des Lock-in-Verstärkers 24 bipolare Rechteckimpulse gebraucht werden, weswegen der negierte Ausgang des Speichers 57 die Steuerspannung P über eine geeignete (in der Zeichnung nicht dargestellte) Impulsformungsstufe herstellt.

Der Speicher 47 ist von t an gerechnet für die Zeit Tp/10 im Grundzustand, weil zum Zeitpunkt t sein Löscheingang 50 gesteuert wurde, während sein Einschreibeingang 48 vom Ausgang des Zählers 43 erst nach dem Ablauf der Zeit Tp/10 gesteuert wird. Am ponierten Ausgang des Speichers 47 herrscht daher für die ersten 10 % der Periodenzeit der logische Pegel 0, in der übrigen Zeit der logische Pegel 1. Der gegatterte Speicher 59 ist so ausgebildet, d.aß der auf den Gattereingang 60 geleitete und zum Zeitpunkt t~ erfolgende Übergang den Zustand des Speichers nur dann verändern kann, wenn der Zeitpunkt t~ später ist als 0,1 Tp, wenn der Ausgang des Speichers 47 den logischen Pegel 1 annimmt. Das bedeutet,daß der gegatterte Speicher 59 dann kippt, wenn die in Pig. 3 skizzierte Zeitdauer 10 % der Periodenzeit über-..; schreitet. Die Pehleranzeigeeinheit 61 zeigt die Zustandsänderung des gegatterten Speichers 59 für die Bedienungsperson an, die dann an der Bedienungseinheit 41 eine kürzere Zeitspanne einstellt.

Die in Pig. 2 dargestellte Vorrichtung ist demnach zur Herstellung der Steuerspannung für die Kapazitätsmeßvorrichtung gemäß Pig. I geeignet.

Innerhalb des Grundgedankens der Erfindung kann der Pachmann noch zahlreiche, von dem hier beschriebenen Beispiel abweichende Ausführungsformen ausarbeiten. Aus diesem Grunde ist die Erfindung nicht auf die als Beispiele beschriebenen Ausführungsformen und genannten zahlenmäßigen Daten beschränkt.

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Claims

Erf indungsansprttch

1. Verfahren zur Messung des. zeitlichen Verlaufs von Kapazitätsänderungen von Halbleiterbauelementen, wobei auf die aus dem zu messenden Halbleiterbauelement gebildete Diode ein Hochfrequenzsignal geschaltet, die Messung auf der Grundlage der während einer innerhalb jeder Periodenzeit der wesentlich kleineren Impulswiederholungsfrequenz bestimmten Meßperiode durch die Diode gelangten hochfrequenten Kapazitätssignalkomponente vorgenommen und zum AnfangsZeitpunkt jeder Periode der Impulsfrequenz auf die Diode für eine bestimmte Zeitspanne eine erste Gleichspannung, zum Zeitpunkt von deren Beendigung bis zum Ende der Periode eine zweite Gleichspannung angelegt wird, wobei die Meßperiode nach Ablauf der von dem erwähnten Zeitpunkt an gerechneten Totzeit gestartet und während jeder Periodenzeit aus der umhüllenden Amplitudenkurve der erwähnten kapazitiven Komponente mittels lock-in-Gleichrichtung die mit der zum Beginn der Meßperiode gestarteten !Impulsfrequenz gleichphasige Komponente ausgewählt und auf der Basis der Änderung der im Laufe der aufeinanderfolgenden Perioden gewonnenen Komponenten die Änderung der Kapazität der Diode bestimmt wird, gekennzeichnet dadurch, daß der Beginn der Meßperiode, bezogen auf den Endpunkt der Zeitspanne, in der die erste Spannung angeschlossen ist, zu einem Zeitpunkt definierter, konstanter Phasenlage gestartet wird.
2. Verfahren nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß zwischen dem Ende einer Meßperiode und dem Anfang der nächsten Meßperiode der fehlende Wert der umhüllenden Kurve durch einen Spannungswert ersetzt wird, der der durch Durchschnittsbildung aus der umhüllenden Poirve in der liähe des Endabschnittes der betreffenden Meßperiode erhaltenen tatsächlichen Spannung entspricht.

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3. Verfahren nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Totzeit auf einen bestimmten konstanten Bruchteil der Periodenzeit der Impulse eingestellt wird.
4. Verfahren nach Punkt 3, gekennzeichnet dadurch, daß die aus der Zeitdauer des Anschlusses der ersten Spannung und der Totzeit gebildete Summe auf einen Viert, der kleiner als 10 % der Periodenzeit ist, eingestellt wird.
5. Vorrichtung zum Messen der transienten Kapazitätsänderungen von Halbleiterbauelementen, welche einen aus der den zu messenden Halbleiter repräsentierenden Diode und einem Ausgleichskondensator gebildeten Meßkreis, einen sich an diesen über einen Hochfrequenztransformator anschließenden Hochfrequenzgenerator, einen an den Ausgang des Meßkreises angeschlossenen Hochfrequenzverstärker, einen mit diesem verbundenen phasenempfindlichen Gleichrichter und einen an dessen Ausgang angeschlossenen Lock-in-Verstärker sowie eine eine er'ste und eine zweite Gleichspannungsquelle impulsartig auf die Diode schaltende Steuereinheit enthält, wobei der Impulsfrequenzausgang der Steuereinheit mit dem Rechteckspannungseingang des Lock-in-Verstärkers verbunden ist, gekennzeichnet dadurch, daß die mittlere Ableitung des Hochfrequenztransformators (11) über einen ersten . gesteuerten Schalter (15) abwechselnd mit der ersten und der zweiten Spannungsquelle (16, 1?) verbunden ist und der erste gesteuerte Schalter (15) mit dem die erste impulsartige Steuerspannung (C) liefernden Ausgang der Steuereinheit (32) in Verbindung steht.
6. Vorrichtung nach Punkt 5, gekennzeichnet dadurch, daß der Ausgang des Meßkreises (12) über einen zweiten gesteuerten Schalter (19) geerdet ist, und der Steuereingang des zweiten gesteuerten Schalters (19) mit dem die verglichen mit der ersten Steuerspannung (C) am Impuls-

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ende in geringem Maße verzögerte Steuerspannung (D) liefernden Ausgang der Steuereinheit (32) verbunden ist.
7. Vorrichtung nach Punkt 5, gekennzeichnet dadurch, daß der Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters (22) über einen dritten gesteuerten Schalter (25) mit dem Eingang des Lock-in-Verstärkers (24) verbunden ist, und der Steuereingang des dritten gesteuerten Schalters (25) an den die die Meßperiode (T.-) bezeichnende Steuerspannung (E) liefernden Ausgang der Steuereinheit angeschlossen ist.
8. Vorrichtung nach Punkt 7, gekennzeichnet dadurch, daß • sie einen vierten gesteuerten Schalter (26) aufweist, wobei die Steuereingänge der gesteuerten" Schalter (25) und (26) miteinander verbunden sind, ihr Schaltzustand jedoch gegensätzlich ist, und der Wechselkontakt des gesteuerten Schalters (26) mit dem Eingang des Lock-in-Verstärkers (24) verbunden ist, der Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters (22) mit dem Arbeitskontakt des vierten gesteuerten Schalters (26) und dem Ruhekontakt des dritten gesteuerten Schalters (25) verbunden ist und zwischen dem zweiten Kontakt des dritten gesteuerten Schalters (25) und dem Ruhekontakt des vierten gesteuerten Schalters (26) ein Verstärker (27) mit Integratoreingang geschaltet ist.

Hierzu 3 Seiten Zeichnunqen

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