CZ282699B6 - Způsob odhadu váhových parametrů signálu ve přijímači způsobu diversity a zařízení k provádění tohoto způsobu - Google Patents
Způsob odhadu váhových parametrů signálu ve přijímači způsobu diversity a zařízení k provádění tohoto způsobu Download PDFInfo
- Publication number
- CZ282699B6 CZ282699B6 CZ932491A CZ249193A CZ282699B6 CZ 282699 B6 CZ282699 B6 CZ 282699B6 CZ 932491 A CZ932491 A CZ 932491A CZ 249193 A CZ249193 A CZ 249193A CZ 282699 B6 CZ282699 B6 CZ 282699B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- signal
- diversity
- versions
- receiver
- branch
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
Přijímač (300) způsobu diversity má zlepšený odhad váhových parametrů způsobu diversity. Tento přijímač (300) přijímá různé verze signálu (101), který má zakódována data, skládá tyto verze a dekóduje data obsažená ve složeném signálu. Výstup obsahující dekódovaná data se potom podruhé kóduje použitím podobné techniky jako u vysílače, který vyslal signál (101). Podruhé zakódovaná data se potom použijí k výpočtu váhového parametru způsobu diversity, který se použije k modifikování uložené repliky každé verze. Modifikované verze se potom složí a dekódují, aby se získal mnohem přesnější odhad informace obsažené v signálu (101) u přijímače (300) způsobu diversity.ŕ
Description
Oblast techniky
Vynález se týká způsobu odhadu váhových parametrů signálu v přijímací způsobu diversity, který má alespoň první větev a druhou větev pro příjem alespoň první verze a druhé verze vysílaného signálu. Vynález se dále týká přijímače k provádění způsobu definovaného výše.
Dosavadní stav techniky
Skládání signálů způsobem diversity je široce rozšířeno v digitálních způsobech komunikace s ohledem na provozní zisky, které vyplývají ze skládání dvou nebo více oddělených větví přijímače vedoucích signály. Aby byl získán celý dosažitelný zisk, musí být větve způsobu diversity přesně váženy a skládány. Aby to bylo splněno, musí být dosažitelné přesné informace o kanálu nebo o vysílaném signálu pro přijímač způsobu diversity. Nicméně protože struktura kanálu je typicky neznámá, musí být parametry kanálu nutné k dosažení celého dosažitelného zisku odhadnuty přijímačem.
Pro přijímač způsobu diversity s M větvemi pro libovolný kanál binární komunikace s časově proměnlivým ziskem a variancí šumu může být kanál modelován jako rm = PmXs + nm mel....M kde rm je vektor přijímaného signálu, pm je diagonální matice zisku kanálu, xs je vektor vysílaného signálu, nm je vektor šumu a m značí číslo větve způsobu diversity. Nejobecnější lineární kombinátor může být modelován jako
M Γ Σ Ctmrm m = 1 kde m značí váhový koeficient způsobu diversity nebo parametr pro m-tou větev.
Může být ukázáno, že při definování signálu chyby esm(k) = rm(k) - xs(k) mohou být jednotlivé složky...m(k) vypočítány jako a2m(k) - a2em(k) + c pm(k) =-------------------2c a
n2nm(k) = a2nn(k) - cp2 ra(k)
Jak udávají tyto rovnice, správnost těchto odhadů je přímo závislá na přesnosti a2nn(k) a a2em(k). Zatímco o2nn(k) jednoduše závisí na výkonu přijímaného signálu, o2em(k) není možno tak snadno získat, protože u přijímače není dostupný vysílaný sled xs(k). Běžné techniky se pokoušejí obejít tento problém předpokladem, že pro specifický symbol k v přijímaném sledu signálu je signál chyby rozdíl mezi přijímaným signálem a nejbližším bodem konstelace. Ačkoliv tato technika je možná když nejbližší bod konstelace odpovídá vysílanému signálu, v případech kde neodpovídá (což znamená, že kanál způsobil nějakou chybu), může být odhad aem(k) vysoce nepřesný a tudíž i am(k) může být vysoce nepřesné.
-1 CZ 282699 B6
Je zde tedy potřeba vytvořit nový způsob a zařízení pro odhad váhového koeficientu m(k) způsobu diversity, které by zajistily významné zvýšení přesnosti plným využitím informace, kterou poskytuje přijímač způsobu diversity.
Podstata vynálezu
Předložený vynález vytváří způsob odhadu váhových parametrů v přijímači způsobu diversity, kde přijímač způsobu diversity má alespoň první větev a druhou větev pro příjem alespoň první verze a druhé verze vysílaného signálu, jehož podstata spočívá v tom, že obsahuje kroky: vyvíjení v každé první větvi a druhé větvi alespoň prvního váhového parametru vztaženého k první a druhé verzi vysílaného signálu, modifikaci každé první a druhé verze vysílaného signálu odpovídajícím alespoň prvním váhovým parametrem způsobu diversity vyvíjeným v každé první a druhé větvi vyvíjející modifikovanou první a druhou versi vysílaného signálu, kombinaci modifikované první a druhé verze vysílaného signálu pro vytváření prvního kombinovaného signálu, korekci prvního kombinovaného signálu pro vytváření alespoň prvního korigovaného signálu a vyvíjení v každé první a druhé větvi, alespoň druhého váhového parametru způsobu diversity vztaženého k vysílanému signálu použitím alespoň prvního korigovaného signálu.
Přehled obrázků na výkresech
Vynález je znázorněn na výkresech, kde obr. 1 je blokové schéma přijímače s jednou větví, který obsahuje obvod pro odhad parametru, obr. 2 znázorňuje konstelaci I-Q, která může být použita k representaci signálu po demodulaci, obr. 3 znázorňuje přijímač způsobu diversity, který obsahuje obvody pro zlepšený odhad parametru podle předloženého vynálezu, obr. 4 znázorňuje přednostní provedení korekčního obvodu znázorněného v obr. 3, obr. 5 znázorňuje alternativní provedení korekčního obvodu znázorněného v obr. 3, obr. 6 znázorňuje jedno provedení obvodů pro zlepšený odhad parametru použité v komunikačním systému podle předloženého vynálezu, obr. 7 znázorňuje j iné provedení obvodů pro zlepšený odhad parametru použité v komunikačním systému podle předloženého vynálezu a obr. 8 znázorňuje alternativní provedení obvodů pro odhad koeficientu, který používá zcela známá nebo částečně známá data a neznámá data pro zlepšený odhad váhového parametru způsobu diversity podle předloženého vynálezu.
Příklad provedení vynálezu
Obr. 1 znázorňuje blokové schéma přijímače sjednou větví, který obsahuje odhad parametrů. Vysvětlení obr. I má za účel ukázat, jak je proveden odhad parametru v přijímači sjednou větví. Spoje A v obr. 1 jsou použity pouze v počáteční iteraci. Přijímač 100 přijímá vysílaný signál 101 vysílaný neznázoměným vysílačem. Vysílaný signál 101 je zakódovaný signál, kde v přednostním provedení zakódování zahrnuje proces prokládání. Vysílaný signál 101 je přijímán anténou 103 a vstupuje do rozhodovacího obvodu 106. Rozhodovací obvod 106 transformuje přijímaný vysílaný signál 101 na přijímaný zakódovaný vektor 102, který představuje vysílaný signál 101 ve vektorové formě. Rozhodovací obvod 106 obsahuje všechny nutné demodulační technické prostředky a také provádí tvrdé rozhodnutí nebo měkké rozhodnutí.
Obr. 2 znázorňuje konstelaci I-Q, která může být použita k representaci vysílaného signálu 101 po demodulaci. V přednostním provedení je konstelace znázorněna v obr. 2 pro kvatemámí klíčování posunu fáze nebo kvatemámí amplitudovou modulaci modulovaného vysílaného signálu 101. Nicméně alternativní provedení mohou používat i jiné typy modulace, jako BPSK,
-2CZ 282699 B6
SPSK, 16QAM. Jak je znázorněno v obr. 2, konstelace I-Q sestává ze čtyř konstelačních bodů 200-203, které představují čtyři možná tvrdá rozhodnutí, která mohou být na výstupu rozhodovacího obvodu 106, když se použije tvrdé rozhodnutí. V obr. 2 je také znázorněn vysílaný signál 101 znázorněný ve vektorové formě vektorem 206 vysílaného signálu 101. Vektor 206 vysílaného signálu 101 představuje ideální vysílání a vysílání, které by přijímač 100 přijímal v ideálních situacích. Nicméně následkem chyb zavedených příslušným kanálem typický vektor r přijímaný přijímačem 100 je vektor 208 přijímaného signálu. Vektor 208 přijímaného signálu představuje to, co přijímač 100 přijímá a tedy co by mělo být správné. Je zřejmé, že když vektor 206 vysílaného signálu představuje vysílaný signál 101 a vektor 208 přijímaného signálu představuje to, co přijímač 100 přijímá (a co by mělo být vysíláno), je zavedena podstatná chyba vlivem přenosového prostředí i přijímače 100.
Uvažme, že přijímač způsobu diversity sM větvemi pro libovolný kanál binární komunikace s časově proměnlivým ziskem a variancí šumu může být modelován jako
Fm = PmXs + nm mel....M (1) kde rm je vektor přijímaného signálu, pm je diagonální matice zisku kanálu, xs je vektor vysílaného signálu, nm je vektor šumu a m značí číslo větve způsobu diversity. Nejobecnější lineární kombinátor může být modelován jako
M r = Σ amrm m=l (2) kde am značí váhový koeficient způsobu diversity nebo parametr pro m- tou větev. Nejprve uvažujme kombinátor maximálního poměru, takový, který se snaží maximalizovat poměr signálu ku šumu kombinovaného signálu. Předpokládá-li se, že každý prvek, nebo symbol k, proměnné xs, označený xs(k), je nezávislá identicky rozdělená binární náhodná proměnná s hodnotami ±Vc se stejnou pravděpodobností, kde c je konstanta, a každý prvek vektoru šumu nm je nezávislá Gaussova náhodná proměnná s nulovou střední hodnotou s a s variancí a2nm(k), může být ukázáno, že optimální váhový koeficient pro tento přijímač je
Pm(k) m(k) =------- (3)
FF nm(k)
V alternativních provedeních mohou být použity jiné metody pro kombinaci zisku pm(k) kanálu a variance šumu o^k) pro vytvoření váhového parametru am(k) způsobu diversity. Podobně mohou být použity jiné parametry než zisk pm(k) kanálu a variance šumu a2nm(k) pro výpočet váhového parametru am(k) způsobu diversity.
Zatímco kombinátor maximálního poměru hledá výstupní signál tvořený zváženého součtu vstupních větví, selektivní kombinátor hledá pouze výstupy z optimální větve. V tomto případě jsou všechny koeficienty nulové až na koeficient zvolené větve. Provedeme-li to svýše uvedenými předpoklady, náhodný dekodér maxima jedné větve hledá hodnotu, která maximalizuje výraz.
Po(k)
Σ-------r(k)xs(k) (4) k a2 n(k)
-3CZ 282699 B6
Je zřejmé, že selektivní kombinování může být provedeno volbou větve s největší hodnotou výrazu am(k)r(k). Pro podrobné vysvětlení selektivního kombinování se uvádí kniha Communication Systems and Techniques, str. 432-442, New York, McGraw-Hill, 1966. jejímiž autory jsou M. Schwartz, W. E. Bennet a S. Stein. Oběma technikami kombinace mohou být váhové koeficienty způsobu diversity vypočítány stejným způsobem.
Opět může být ukázáno, že definici signálu chyby vztahem esm(k) = rm(k) - xs(k) mohou být jednotlivé složky (k) vypočítány jako a2nn(k) - a2em(k) + c
Pm(k) =---------------------- (5)
2c a2nm(k) = a2m(k) - cp2m(k) (6)
Výpočet pravděpodobných výsledků se provádí na počet bitů pro které se zisk kanálu a variance šumu příliš nemění. V přednostním provedení komunikační systém je komunikační systém s vícenásobným přístupem s kódovým dělením kmitající pomalým kmitočtem, kde počet bitů, pro které se zisk kanálu a variance šumu podstatně nemění, je perioda jednoho skoku kmitočtu. Podstata skoků kmitočtu v komunikačních systémech je popsána v pojednání v časopise Digital Cellular Rádio, U. S. A., 1988, str. 344-351, jehož autorem je George Calhoun. V jiných alternativních provedeních komunikační systém může být plynulý datový komunikační systém s vícenásobným přístupem a časovým dělením. Specificky pro komunikační systém s vícenásobným přístupem a časovým dělením počet bitů, pro které se zisk kanálu a variance šumu podstatně nemění, může být celá perioda časového úseku pro systémy s krátkým časovým úsekem. Jeden takový systém je Groupe Speciál Mobile Pan-European Digital Cellular Systém. Pro jiné systémy s vícenásobným přístupem a časovým dělením mající delší časové úseky, například United States Digital Cellular Systém, může být použita technika oken pro minimalizaci variace parametrů během periody očekávání, jak je žádáno. Některé obecné techniky oken obsahují pravoúhlé vytváření oken a exponenciálně tlumené vytváření oken.
Předpokládejme, že signál chyby je dán výrazem es(k) a ideální vysílaný signál xs(k) je dán vektorem 206 vysílaného signálu v obr. 2. Je-li kanál vážně narušen, přijímaný signál r(k) by představoval vektor 208 přijímaného signálu. Typicky se přijímače chovají tak, jakoby pro daný symbol k v datovém sledu signál chyby byl rozdíl mezi přijímaným signálem anejbližším bodem konstelace. Tudíž jestliže podle obr. 2 přijímaný signál r(k) je vektor 208 přijímaného signálu, typický odhad signálu chyby v přijímači by byl A2, protože je nejblíže kbodu 203 konstelace. Bod konstelace, který by však měl být použit, protože odpovídá ideálnímu vysílanému vektoru 206 vysílaného signálu 101 je případ, kde skutečná chyba v přijímači 100 je A;, a nikoliv A2. Tento typ nesrovnalosti mezi chybou, kterou přijímač 100 zjišťuje a chybou, kterou by měl zjistit, je to, co se předložený vynález snaží napravit.
Přihlédněme opět k obr. 1. Výstup z rozhodovacího obvodu 106 je přijímaný zakódovaný vektor 102, který může být vážen (například měkkým rozhodnutím) nebo nemusí být vážen (tvrdé rozhodnutí). Přijímaný zakódovaný vektor 102 vstoupí do dekodéru 108, který v přednostním provedení obsahuje neprokládané a Viterbiho dekódování. V alternativních provedeních mohou být použity mnohé typy opravy chyb kódu a tedy i dekodéry. Vraťme se k obr. 2. Předpokládáme-li, že byl skutečně vysílán vektor 206 vysílaného signálu, avšak přijímač 100 se choval jakoby byl vysílán vektor 208 přijímaného signálu, je chyba v přijímači 100 rovna A2. Kdyby tento signál chyby byl použit pro výpočet variance signálu chyby pro další využiti ve výpočtu váhového parametru (k) způsobu diversity, vážení vysílaného signálu 101 v přijímači 100 by bylo velmi nepřesné. Přihlédněme opět k obr. 1. Výstup z dekodéru 108 je dekódovaný přijímaný vektor 109, který působením kódování opravy chyby v dekodéru 108 má méně chyb
-4CZ 282699 B6 než přijímaný zakódovaný vektor 102. Dekódovaný přijímaný vektor 109, který po počáteční iteraci je prvním dekódovaným přijímaným vektorem, je potom podruhé zakódován v souhlasu s předloženým vynálezem. V přednostním provedení rekodér 110 znovu zakóduje první dekódovaný přijímaný vektor způsobem používajícím stejnou techniku, jaké bylo použito v neznázoměném vysílači.
Výstup zrekodéru 110 je modifikovaný přijímaný vektor 111, který po této první iteraci je prvním modifikovaným přijímaným vektorem. Modifikovaný přijímaný vektor 111 vstupuje do odhadovacího obvodu 107 koeficientu, kde se vypočítá váhový parametr (k) způsobu diversity použitím modifikovaného přijímaného vektoru 111. Protože v tomto okamžiku modifikovaný přijímaný vektor 111 obsahuje informaci o vysílaném signálu 101, přijímač 100 může určit, zdali technika měkkého rozhodnutí použitá zpočátku byla či nebyla správná. V příkladu znázorněném v obr. 2 přijímač 100 určí, že použitá technika měkkého rozhodnutí nebyla správná. Přijímač 100 provede opravu novým užitím bodu 201 konstelace pro výpočet váhového parametru (k) způsobu diversity, tudíž dá mnohem přesnější odhad vysílaného signálu xs(k) představovaného vektorem 206 vysílaného signálu. V přednostním provedení váhový parametr (k) způsobu diversity je váhový parametr měkkého rozhodnutí, který bude užit k dalšímu vážení nebo modifikování uložené repliky vysílaného signálu 101. V tomto čase nový vypočítaný váhový parametr způsobu diversity představuje druhý váhový parametr způsobu diversity. Výpočet druhého váhového parametru způsobu diversity se provede v odhadovacím obvodu 107 koeficientu užitím modifikovaného přijímaného vektoru 111, kde je tento užit pro modifikování uschované repliky vysílaného signálu 101 vytažené z vyrovnávací paměti 105. Modifikovaná uložená replika se potom dekóduje a výsledkem je nyní druhý dekódovaný přijímaný vektor. Následkem první iterace rekodérem 110 a odhadovacím obvodem 107 koeficientu má druhý dekódovaný přijímaný vektor méně chyb než první dekódovaný přijímaný vektor, protože první iterace umožnila přijímači 100 získat informaci o vysílaném signálu 101 a přesnější informaci o datech obsažených ve vysílaném signálu 101. Tímto způsobem iterace je přijímač 100 schopen vytvořit lepší odhad obsahu vysílaného signálu 101 a může tedy přesněji rekonstruovat vysílaný signál 101 u přijímače 100.
První iterace rekodérem 110 a průchod odhadovacím obvodem 107 koeficientu zřejmě pomůže přijímači 100 získat mnoho informací o vysílaném signálu 101. Ačkoliv to může být vhodné, přijímač 100 není omezen pouze na jedinou iteraci. Ve skutečnosti v každém čase, kdy přijímač 100 provádí iteraci, stále více opravuje chyby zavedené jak prostředím přenosu tak přijímačem 100 vzhledem k vysílanému signálu 101. Při určitém počtu iterací však velikost chyb, které dekodér 108 je schopen opravit, bude klesat a případně dosáhne bodu zmenšení návratu, protože přijímač 100 dosáhne bodu, kde nejsou více chyby, které by přijímač 100 mohl opravit vzhledem k vysílanému signálu 101. Počet iterací, které přijímač 100 provádí, je závislý na požadavcích na chování přijímače 100.
V některých alternativních provedeních by přijímač 100 mohl mít omezený rozsah znalostí o vysílaném signálu 101, zejména o datech obsažených ve vysílaném signálu 101. Tak například vysílaný signál 101 by mohl být signál v komunikačním systému s vícenásobným přístupem s časovým dělením, který má úplně známé množství informace. Tato informace může být, ale nemusí být omezena na plynulé sledy jako je záhlaví, střední část nebo zakončení. V tomto scénáři by přijímač 100 využil úplně známé množství informace jako odhad xs pro určení signálu chyby a následně zlepšil přesnost váhového parametru způsobu diversity. Přijímač 100 by využil úplně známé množství informace místo odpovídající sekvence xs(k) pro tyto bity. To by mělo za následek vyvinutí úplně přesných váhových parametrů způsobu diversity přes rozsah těchto bitů. Tato informace by mohla být kombinována s váhovými parametry způsobu diversity odvozenými od neznámých datových bitů s použitím dříve probíraných technik měkkého rozhodnutí k vytvoření váhových parametrů způsobu diversity, který by byl použit k vážení vysílaného signálu 101 v první iteraci dekódování. V pozdějších iteracích by váhový parametr způsobu diversity ze známých datových bitů mohl být kombinován s váhovými parametry
-5CZ 282699 B6 odvozenými z neznámých datových bitů použitím výše probírané techniky druhého kódování.
V jiném provedení by vysílaný signál 101 mohl být signál, který má částečně známé množství informace, například digitální sled kódu barvy hlasu. V tomto scénáři nemusí být váhový parametr způsobu diversity tak přesný, protože přijímač 100 nezná implicitně odpovídající sled xs(k). On pouze ví, že tyto symboly jsou prvky zvláštní podmnožiny. Následkem toho by váhové parametry způsobu diversity byly vypočítány modifikovanou technikou, ve které by signál chyby a tedy i váhový parametr způsobu diversity byly vypočítány výše popsaným způsobem pro neznámé datové bity, zatímco pro částečně známé bity by výraz pro chybu a tedy i váhový parametr způsobu diversity byly vypočítány užitím pouze bodů konstelace v množině přípustných hodnot. Tyto dva váhové parametry by proto byly kombinovány k vytvoření váhového parametru způsobu diversity, který by byl použit k vážení vysílaného signálu 101.
Obr. 3 znázorňuje provedení odhadu váhového parametru způsobu diversity v přijímači 300 způsobu diversity v souhlase s vynálezem. Jak je znázorněno, přijímač 300 způsobu diversity sestává z podobných složek jako je znázorněno v obr. 1. Tak například vyrovnávací paměti 105 jsou podobné vyrovnávací paměti 105 v obr. 1, rozhodovací obvody 106 jsou podobné rozhodovacím obvodům 106 v obr. 1 a antény 103 jsou podobné anténě 103 v obr. 1. Podobně i činnost těchto podobných složek je podobná. Tak například v obr. 3 neznázoměný vysílaný signál 101, takový jako vysílaný signál 101 v obr. 1, bude přenášen určitým prostředím k anténám 103. Anténa 103 každé větve nebude přijímat společnou versi vysílaného signálu 101, nýbrž bude přijímat různou versi vysílaného signálu 101. Následkem toho by vyrovnávací paměť 105 v první větvi uchovávala repliku první verze vysílaného signálu 101 a vyrovnávací paměť 105 ve druhé větvi by uchovávala repliku druhé verze vysílaného signálu 101. Odpovídající verze vstoupí do rozhodovacích obvodů 106, z nichž každý vyvine alespoň první váhový parametr způsobu diversity vztažený k alespoň první a druhé versi vysílaného signálu 101. Rozhodovací obvody 106 každé větve potom modifikují každou první a druhou versi vysílaného signálu 101 odpovídajícím prvním váhovým parametrem způsobu diversity, které jsou vyvinuty v každé větvi přijímače 300 způsobu diversity. Výstup z rozhodovacích obvodů 106 každé větve vstoupí do kombinačního obvodu 315 způsobu diversity, kde jsou tyto výstupy složeny k vytvoření prvního složeného signálu 316. V přednostním provedení kombinační obvod 315 způsobu diversity je kombinátor s maximálním poměrem. V alternativních provedeních kombinační obvod 315 způsobu diversity může být selektivní kombinátor způsobu diversity. První složený signál 316 dále vstoupí do korekčního obvodu 317, který má na výstupu alespoň první opravený signál 313 a také výstupní vedení, které je spojeno s dalším prostředkem pro zpracování signálu. První opravený signál 313 vstoupí do odhadovacího obvodu 107 koeficientu každé větve, jak činí uložená replika první a druhé verze vysílaného signálu 101. V přednostním provedeni je vysílaný signál 101 zakódován s dopřednou chybou korigovanou kódováním u vysílače ze kterého byl vyslán.
Odhadovací obvody 107 koeficientu každé větve modifikují versi kódovaného signálu druhým vyvinutým váhovým parametrem způsobu diversity, který byl vyvinut v každé první a druhé větvi. Výstupy z odhadovacích obvodů 107 koeficientů každé větve jsou první a druhá převážená verze zakódovaného signálu, které jsou potom složeny v kombinačním obvodu 315 způsobu diversity pro vytvoření druhého složeného signálu. V tomto stadiu druhý složený signál představuje signál podobný prvnímu složenému signálu 316, je však mnohem přesněji zvážen následkem iterace signálu smyčkou sestávající z korekčního obvodu 317 a z odhadovacího obvodu 107 koeficientu každé větve. V tomto stadiu může být druhý složený signál dále zpracován korekčním obvodem 317 k případnému vydání výstupu ke zpracování signálu. Je-li použito zpracování signálu, přijímač 300 způsobu diversity použije tento signál k rekonstrukci vysílaného signálu 101 v přijímači 300. Obr. 4 znázorňuje přednostní provedení korekčního obvodu 317 znázorněného v obr. 3. Jak je ukázáno, první složený signál 316 vstoupí do dekodéru 108, který v přednostním provedení je Viterbiho dekodér. Výstup z dekodéru 108 je dekódovaný signál 401. Dekódovaný signál 401 potom vstoupí do rekodéru 110. který
-6CZ 282699 B6 překóduje dekódovaný signál 401 podobnou korekcí dopředně chyby jako u vysílače. Rekodér 110 má na výstupu alespoň první opravený signál 313. V přednostním provedení první opravený signál 313 je vstup do odhadovacích obvodů 107 koeficientů každé větve. V alternativních provedeních se tyto vstupy mohou lišit.
Zatímco dříve popisovaná technika může zlepšit vlastnosti skládání při způsobu diversity v systémech používajících zabezpečení samoopravným kódem, v některých případech není nutné provádět toto omezení. Tak obr. 5 znázorňuje alternativní provedení korekčního obvodu 317, které nepotřebuje dekodér 108. Jak je znázorněno v obr. 5, musí být použit pouze blok 504 tvrdého rozhodnutí. Jako v přednostním provedení podle obr. 4 přijímač 300 způsobu diversity nejprve vypočítá váhový koeficient pro každou větev s použitím techniky nejbližšího bodu konstelace k odhadu koeficientu. Nicméně následkem skutečnosti, že po složení v kombinačním obvodu 315 způsobu diversity složený signál 316 bude mít méně chyb než kdyby byl vyvinut jednou větví, tvrdé rozhodnutí provedené na složeném signálu 316 poskytne informaci, která může být použita k vypočtení mnohem přesnější množiny váhových koeficientů způsobu diversity když je použita ve velkém počtu iterací. Zatímco provozní zisk, který vyplývá z tohoto způsobuje značně menší než zisk dosažitelný ze systémů používajících kódování, tato technika je podstatně méně nákladná a je méně složitá než technika kódovaných systémů. Následkem toho, v závislosti na požadavcích na systém, může tedy provedení bez dekódování podle obr. 5 tvořit schůdnou alternativu návrhu.
Techniky pro zlepšení odhadu váhových koeficientů způsobu diversity byly popsány na obecné úrovni v souhlase s jejich širokým využitím. Obecný přijímač může být nasazen v řadě praktických systémů. Jak bylo dříve uvedeno, přednostní provedení je komunikační systém s vícenásobným přístupem s kódovým dělením kmitající pomalým kmitočtem. Obr. 6 a obr. 7 znázorňují provedení zlepšeného odhadu parametru v komunikačním systému s vícenásobným přístupem s kódovým dělením kmitajícím pomalým kmitočtem podle předloženého vynálezu.
Podle obr. 6 přijímač 600 způsobu diversity používá antény 103 každé větve pro příjem různých verzí neznázoměného vysílaného signálu 101. Srovnávací blok 604 fázi srovnává větev 2, B2 mající anténu 103 s větví 1_, B1 mající anténu 103. Fázově srovnané přijímané verze vstupují do odhadovacích obvodů 107 koeficientu každé větve, kde se vypočítá první váhový parametr způsobu diversity pro každou větev Bl, B2 a použije se k modifikaci přijímaných verzí. Výstupy z odhadovacích obvodů 107 koeficientů každé větve vstoupí do kombinačního obvodu 315 způsobu diversity, kde se modifikované verze složí. Výstup kombinačního obvodu 315 vstoupí do diferenciálního kvatemámího fázovým posunem klíčovaného dekodéru 612, který v podstatě provádí demodulaci výstupu z kombinačního obvodu 315 způsobu diversity. Výstup z diferenciálního kvatemámího fázovým posunem klíčovaného dekodéru 612 je vstupem do dekodéru/rekodéru 614, který v přednostním provedení je kombinací Viterbiho dekodéru a rekodéru. Druhé kódování je podobná technika jako u neznázoměného vysílače vysílaného signálu ÍOT Dekodér/rekodér 614 dekóduje výstup diferenciálního kvatemámího fázovým posunem klíčovaného dekodéru 612 a na jeho výstupu je alespoň první opravený signál 616.
V přednostním provedení verze prvního opraveného signálu 616 jdoucí ke každé větvi Bl, B2 jsou stejné signály. Nyní je první opravený signál 616 v každé větvi použit k vyvinutí druhého váhového parametru způsobu diversity, který je použit k modifikaci přijímaného signálu v každé větvi Bl. B2. Mnohonásobná iterace prvním provedením přijímače 600 způsobu diversity kmitajícího pomalým kmitočtem může být opakována až do stavu, kdy již není možné opravit jakékoli chyby, které byly v přijímaných verzích.
V obr. 7 znázorněný přijímač 700 způsobu diversity kmitající pomalým kmitočtem pracuje podobně jako první provedení přijímače 600 z obr. 6. Antény 103 každé větve přijímají různé verze neznázoměného vysílacího signálu 101. Přijímané verze vstupují do diferenciálních kvatemámích fázovým posunem klíčovaných dekodérů 612 každé větve podobných jako v obr.
6. Tyto diferenciální kvatemámí fázovým posunem klíčované dekodéry 612 v podstatě
-7CZ 282699 B6 provádějí demodulaci každé přijímané verze signálu. Výstupy z diferenciálních kvatemámích fázovým posunem klíčovaných dekodérů 612 vstupují do odhadovacích obvodů 107 koeficientů každé větve, kde se vypočítá první váhový parametr způsobu diversity pro každou větev Bl, B2 a použije se k modifikování přijímaných verzi. Výstupy z odhadovacích obvodů 107 koeficientů každé větve vstupují do kombinačního obvodu 315 způsobu diversity, kde se dvě modifikované verze skládají. Složený výstup vstupuje do dekodéru/rekodéru 614, který je v přednostním provedení opět kombinací Viterbiho dekodéru arekodéru. Druhé zakódování je podobná technika jako u vysílače vysílaného signálu 101. Stejně jako v přijímači 600 mohou být mnohonásobné iterace ve druhém provedení přijímače 700 způsobu diversity kmitajícího pomalým kmitočtem opakovány až do stavu, kdy již není možné opravit jakékoli chyby, které byly v přijímaných verzích.
Jak bylo výše uvedeno, přijímač 100 s jednou větví by mohl mít omezené množství informace o vysílaném signálu 101, zejména o datech obsažených ve vysílaném signálu 101. Obr. 8 znázorňuje alternativní provedení odhadovacích obvodů 107 koeficientů, které používají úplně známá nebo částečně známá data v kombinaci s neznámými daty v přijímači 300 způsobu diversity. Činnost přijímače 300 způsobu diversity je podobná činnosti přijímače z obr. 3, je však odlišná v těchto ohledech: uložená replika různých verzí vysílaného signálu 101 by vstoupila do odhadovacích obvodů 107 koeficientů každé větve, kde uložené verze by vstoupily do bloků 800 a 802. Blok 800 je ten, kde by se objevil odhad koeficientu se známými daty, zatímco blok 802 je ten, kde se objevuje odhad koeficientu s neznámými daty. Jak je znázorněno v obr. 8, blok 802 nevyžaduje vstup z korekčního obvodu 317, který je použit pro získání lepšího odhadu neznámých dat. Výstupy z bloků 800 a 802 jsou uloženy v bloku 804, jehož výstup je přiveden do kombinačního obvodu 315 způsobu diversity, kde se provádí složení výše popsaným způsobem.
Odborníkům je zřejmé, že vynález vytváří způsob a zařízení pro odhad váhových parametrů signálu v přijímači, které úplně uspokojují požadavky a cíle a mají výhody uvedené výše.
Vynález byl popsán ve spojení se zvláštními způsoby provedení a odborníkovi bude zřejmé, že je možné provést řadu obměn těchto způsobů provedení, aniž by se vybočilo z rámce myšlenky vynálezu.
PATENTOVÉ NÁROKY
Claims (9)
1. Způsob odhadu váhových parametrů signálu v přijímači způsobu diversity, který má alespoň první větev a druhou větev pro příjem alespoň první verze a druhé verze vysílaného signálu, vyznačující se t í m , že v každé první větvi a druhé větvi se vyvíjí alespoň první váhový parametr způsobu diversity vztažený k alespoň první a druhé versi vysílaného signálu, každá první a druhá verze vysílaného signálu se modifikuje odpovídajícím alespoň prvním váhovým parametrem způsobu diversity vyvíjeným v každé první a druhé větvi, modifikované první a druhé verze vysílaného signálu se skládají na první složený signál, první složený signál se koriguje na alespoň první korigovaný signál a v každé první větvi a druhé větvi se vyvíjí alespoň druhý váhový parametr způsobu diversity vztažený k vysílanému signálu využívajícímu alespoň první korigovaný signál.
2. Způsob podle nároku 1, vyznačující se tím, že vysílaný signál dále obsahuje zakódovaný vysílaný signál.
3. Způsob podle nároku 2, vyznačující se tím, že korigování zahrnuje dekódováni prvního složeného signálu k vytváření prvního dekódovaného signálu a opětné
-8CZ 282699 B6 zakódování prvního dekódovaného signálu pro vytváření alespoň prvního korigovaného signálu.
4. Způsob podle nároku 3, vyznačující se tím, že první a druhá verze zakódovaného vysílaného signálu se modifikuje alespoň druhým váhovým parametrem způsobu diversity vyvíjeným každou první a druhou větví pro vyvíjení první a druhé převážené verze zakódovaného vysílaného signálu, první a druhá převážená verze zakódovaného signálu se skládají k vytváření druhého složeného signálu a druhý složený signál se dekóduje k vytváření druhého dekódovaného signálu.
5. Způsob podle nároku 4, vyznačující se tím, že modifikace první a druhé verze zakódovaného vysílaného signálu dále zahrnuje modifikaci uložených replik první verze a druhé verze zakódovaného vysílaného signálu.
6. Způsob podle nároku 1, vyznačující se tím, že korekce dále zahrnuje provádění tvrdého rozhodování na prvním složeném signálu k vytváření alespoň prvního korigovaného signálu.
7. Způsob podle nároku 6, vyznačující se tím, že první a druhá verze vysílaného signálu se modifikuje alespoň druhým váhovým parametrem způsobu diversity vyvíjeným v každé z první a druhé větve pro vytváření první a druhé převážené verze vysílaného signálu a první a druhá převážená verze vysílaného signálu se skládají k vytvářeni druhého složeného signálu, který se využívá k rekonstrukci vysílaného signálu v přijímači.
8. Přijímač (300) způsobu diversity k provádění způsobu podle nároků 1 až 7, mající alespoň první větev a druhou větev pro příjem alespoň první verze a druhé verze vysílaného signálu (101), vyznačující se tím, že obsahuje v každé první větvi a druhé větvi rozhodovací obvod (106), pro vyvíjení alespoň jednoho váhového parametru způsobu diversity vztaženého alespoň k první a druhé versi vysílaného signálu (101), a pro modifikaci každé první a druhé verze vysílaného signálu (101) příslušným alespoň prvním váhovým parametrem způsobu diversity vyvíjeným v každé první a druhé větvi kombinačního obvodu (315) způsobu diversity pro skládání každé modifikované první a druhé verze vysílaného signálu (101) k vytváření prvního složeného signálu (316), korekční obvod (317) pro korigování prvního složeného signálu (316) k vytváření alespoň prvního korigovaného signálu (313), aodhadovací obvod (310, 311) pro vyvíjeni v každé první a druhé větvi alespoň druhého váhového parametru způsobu diversity vztaženého k vysílanému signálu (101) využívajícímu alespoň první korigovaný signál (313).
9. Přijímač způsobu diversity k provádění způsobu podle nároků 1 až 7, mající alespoň první větev a druhou větev pro příjem alespoň první verze a druhé verze vysílaného signálu (101), vyznačující se tím, že obsahuje v každé první a druhé větvi odhadovací obvod (107) pro vyvíjení alespoň prvního váhového parametru způsobu diversity vztaženého k alespoň první a druhé versi vysílaného signálu (101) a pro modifikování každé první a druhé verze vysílaného signálu (101) příslušným alespoň prvním váhovým parametrem způsobu diversity vyvíjeným v každé první a druhé větvi, kombinační obvod (315) způsobu diversity pro skládání modifikované první a druhé verze vysílaného signálu (101) k vytváření prvního složeného signálu, dekodér/rekodér (614) pro korigování prvního složeného signálu k vytváření alespoň prvního korigovaného signálu (616, 716) a odhadovací obvod (107) pro vyvíjení v každé první a druhé větvi alespoň druhého váhového parametru způsobu diversity vztaženého k vysílanému signálu (101) využívajícímu alespoň první korigovaný signál (616, 716).
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/854,511 US5265122A (en) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | Method and apparatus for estimating signal weighting parameters in a diversity receiver |
| PCT/US1993/000635 WO1993019526A1 (en) | 1992-03-19 | 1993-01-25 | Method and apparatus for estimating signal weighting parameters in a diversity receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ249193A3 CZ249193A3 (en) | 1994-03-16 |
| CZ282699B6 true CZ282699B6 (cs) | 1997-09-17 |
Family
ID=25318889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ932491A CZ282699B6 (cs) | 1992-03-19 | 1993-01-25 | Způsob odhadu váhových parametrů signálu ve přijímači způsobu diversity a zařízení k provádění tohoto způsobu |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5265122A (cs) |
| EP (1) | EP0585420A4 (cs) |
| JP (1) | JPH06508015A (cs) |
| KR (1) | KR0134111B1 (cs) |
| CA (1) | CA2109411C (cs) |
| CZ (1) | CZ282699B6 (cs) |
| FI (1) | FI935155A (cs) |
| MX (1) | MX9301511A (cs) |
| TW (1) | TW269764B (cs) |
| WO (1) | WO1993019526A1 (cs) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2541503B2 (ja) * | 1994-04-28 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| US5519735A (en) * | 1994-04-28 | 1996-05-21 | Lockheed Missiles & Space Co., Inc. | Reconstructing a primary signal from many secondary signals |
| JP2616440B2 (ja) * | 1994-05-31 | 1997-06-04 | 日本電気株式会社 | 軟判定回路 |
| US5697084A (en) * | 1994-09-16 | 1997-12-09 | Bose Corporation | Reducing multipath fading using adaptive filtering |
| US5790596A (en) * | 1996-03-15 | 1998-08-04 | Motorola, Inc. | Radiotelephone communication unit displaying chronological information |
| US5949796A (en) * | 1996-06-19 | 1999-09-07 | Kumar; Derek D. | In-band on-channel digital broadcasting method and system |
| CA2180924C (en) * | 1996-07-10 | 2003-04-08 | Adnan Abu-Dayya | Diversity path co-channel interference reduction |
| US6005894A (en) * | 1997-04-04 | 1999-12-21 | Kumar; Derek D. | AM-compatible digital broadcasting method and system |
| US6014413A (en) * | 1997-05-02 | 2000-01-11 | At&T Corp | Time-shifted weighting for signal processing |
| JP3302634B2 (ja) * | 1997-12-16 | 2002-07-15 | 松下電器産業株式会社 | データ通信装置及び方法 |
| CA2284216A1 (en) * | 1998-01-19 | 1999-07-22 | Sony Corporation | Edit system, edit control device, and edit control method |
| DE19849318A1 (de) * | 1998-10-26 | 2000-04-27 | Rohde & Schwarz | Verfahren zum Verarbeiten von durch ein Mehrantennensystem gleichzeitig empfangenen OFDM-Signalen |
| DE19850279B4 (de) * | 1998-10-30 | 2005-12-22 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren für die Übertragung von Signalen zwischen einer ersten Funkstation und einer zweiten Funkstation und Funkstation |
| DE19959409A1 (de) | 1999-12-09 | 2001-06-21 | Infineon Technologies Ag | Turbo-Code-Decoder und Turbo-Code-Decodierverfahren mit iterativer Kanalparameterschätzung |
| JP2002043990A (ja) * | 2000-07-21 | 2002-02-08 | Mitsubishi Electric Corp | 無線通信用受信装置 |
| US20020136331A1 (en) * | 2001-01-24 | 2002-09-26 | Leif Wilhelmsson | Method and apparatus for performing channel estimation with a limiting receiver |
| US7236545B2 (en) * | 2001-06-08 | 2007-06-26 | Broadcom Corporation | Chip blanking and processing in SCDMA to mitigate impulse and burst noise and/or distortion |
| US7570576B2 (en) * | 2001-06-08 | 2009-08-04 | Broadcom Corporation | Detection and mitigation of temporary (bursts) impairments in channels using SCDMA |
| US7236548B2 (en) * | 2001-12-13 | 2007-06-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Bit level diversity combining for COFDM system |
| JP3691449B2 (ja) * | 2002-03-25 | 2005-09-07 | 三洋電機株式会社 | ダイバーシティ回路およびこの回路を備えるダイバーシティ受信装置 |
| US7428278B2 (en) * | 2002-05-09 | 2008-09-23 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for parallel midamble cancellation |
| EP1376896A1 (en) * | 2002-06-20 | 2004-01-02 | Evolium S.A.S. | Iterative channel estimation for receiving wireless transmissions using multiple antennas |
| EP2408136A3 (en) * | 2003-03-20 | 2012-09-05 | Fujitsu Limited | Error control apparatus |
| EP1605624B1 (en) * | 2003-03-20 | 2012-07-25 | Fujitsu Limited | Error controller |
| US8977934B2 (en) * | 2013-02-04 | 2015-03-10 | National Tsing Hua University | Method of early termination of channel decoding by re-encoding |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3633107A (en) * | 1970-06-04 | 1972-01-04 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive signal processor for diversity radio receivers |
| US3879664A (en) * | 1973-05-07 | 1975-04-22 | Signatron | High speed digital communication receiver |
| CA1065020A (en) * | 1974-06-27 | 1979-10-23 | William L. Hatton | High reliability diversity communications system |
| US4112370A (en) * | 1976-08-06 | 1978-09-05 | Signatron, Inc. | Digital communications receiver for dual input signal |
| US4210871A (en) * | 1978-09-01 | 1980-07-01 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Optimum diversity combining circuit for a plurality of channels |
| US4186347A (en) * | 1978-10-31 | 1980-01-29 | Nasa | Radio frequency arraying method for receivers |
| JPS5927133B2 (ja) * | 1979-02-21 | 1984-07-03 | 日本電気株式会社 | 適応型受信機 |
| US4281411A (en) * | 1979-06-25 | 1981-07-28 | Signatron, Inc. | High speed digital communication receiver |
| US4328585A (en) * | 1980-04-02 | 1982-05-04 | Signatron, Inc. | Fast adapting fading channel equalizer |
| US4761796A (en) * | 1985-01-24 | 1988-08-02 | Itt Defense Communications | High frequency spread spectrum communication system terminal |
| US4752961A (en) * | 1985-09-23 | 1988-06-21 | Northern Telecom Limited | Microphone arrangement |
| JPS62143527A (ja) * | 1985-12-18 | 1987-06-26 | Nec Corp | 同相合成方式 |
| US5031193A (en) * | 1989-11-13 | 1991-07-09 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for diversity reception of time-dispersed signals |
| DE4018044A1 (de) * | 1990-06-06 | 1991-12-12 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger mit mindestens zwei empfangszweigen |
-
1992
- 1992-03-19 US US07/854,511 patent/US5265122A/en not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-01-25 WO PCT/US1993/000635 patent/WO1993019526A1/en not_active Application Discontinuation
- 1993-01-25 CA CA002109411A patent/CA2109411C/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-01-25 JP JP5516527A patent/JPH06508015A/ja active Pending
- 1993-01-25 EP EP9393903667A patent/EP0585420A4/en not_active Ceased
- 1993-01-25 CZ CZ932491A patent/CZ282699B6/cs unknown
- 1993-01-25 KR KR1019930703502A patent/KR0134111B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-01-29 TW TW082100535A patent/TW269764B/zh active
- 1993-03-18 MX MX9301511A patent/MX9301511A/es unknown
- 1993-11-19 FI FI935155A patent/FI935155A/fi unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5265122A (en) | 1993-11-23 |
| CA2109411C (en) | 1998-07-07 |
| JPH06508015A (ja) | 1994-09-08 |
| WO1993019526A1 (en) | 1993-09-30 |
| KR0134111B1 (ko) | 1998-04-29 |
| CA2109411A1 (en) | 1993-09-20 |
| EP0585420A4 (en) | 1994-08-24 |
| FI935155A0 (fi) | 1993-11-19 |
| TW269764B (cs) | 1996-02-01 |
| MX9301511A (es) | 1993-09-01 |
| FI935155A (fi) | 1993-11-19 |
| CZ249193A3 (en) | 1994-03-16 |
| EP0585420A1 (en) | 1994-03-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CZ282699B6 (cs) | Způsob odhadu váhových parametrů signálu ve přijímači způsobu diversity a zařízení k provádění tohoto způsobu | |
| US5278871A (en) | Method and apparatus for estimating signal weighting parameters in a receiver | |
| Sandell et al. | Iterative channel estimation using soft decision feedback | |
| US7949304B2 (en) | Interference cancellation and receive diversity for single-valued modulation receivers | |
| US7848461B2 (en) | Apparatus and method for signal reception in multiple input multiple output (MIMO) communication system | |
| CN100479348C (zh) | 多天线接收机的重复合并技术 | |
| US6650699B1 (en) | Methods and apparatus for timing recovery from a sampled and equalized data signal | |
| US5235621A (en) | Receiver systems | |
| JP2002532006A (ja) | 復号シンボルを用いる適応性チャンネルの特性化 | |
| EP1195033A2 (en) | Equalization with dc-offset compensation | |
| PL167072B1 (pl) | odbioru sygnalów rozproszonych w czasie PL PL | |
| US20080152032A1 (en) | Apparatus and method for receiving signals in multiple-input multiple-output wireless communication system | |
| EP1146661A1 (en) | Adaptive array communication system and receiver | |
| CN101860388A (zh) | 确定低复杂度的最佳整数扰动向量的装置和方法 | |
| US6370189B1 (en) | Apparatus and methods for variable delay channel tracking | |
| Guimarães et al. | A fixed-lag particle smoother for blind SISO equalization of time-varying channels | |
| US8094757B2 (en) | Apparatus, and associated method, for detecting values of a space-time block code using selective decision-feedback detection | |
| US4403333A (en) | Method for recognizing digital information in transmission in mobile radio communications systems | |
| US5937018A (en) | DC offset compensation using antenna arrays | |
| US6512802B1 (en) | Method and apparatus for equalization and data symbol detection for MPSK modulation | |
| EP1993246B1 (en) | Apparatus and associated method for detecting values of a space-time block code using selective decision-feedback detection | |
| JP3171041B2 (ja) | ダイバーシチ受信機 | |
| Vázquez et al. | Redundancy in block coded modulations for channel equalization based on spatial and temporal diversity | |
| CN114124640A (zh) | 一种信号补偿处理方法及装置 | |
| Shravan et al. | Implementation of Space Time Block Coded (STBC) Multiple Input Multiple Output encoder and decoder on FPGA using VHDL |