CN85108130A - 组织特征跟踪发射接收机 - Google Patents

Abstract

增强成象的超声发射接收机通过选择性滤波提供接收回波信号的可变频率恒定带宽的滤波。然后对生成的信号检波以产生在显示时降低了多重虚象数目的信号，并增强来自深组织间断处的信号质量。接收信号参考与发射信号具有非恒定频率关系的模拟载波导频进行正交检波。产生的信号经后处理以提供显示结构特征的信息以及血流速度曲线；叠加结构和速度图象信息以提供复合信号，其中病人的静态和动态特征被完全报告给观察者。

Description

本发明涉及医用超声波***，具体地说，涉及用于处理信号以便实时地提供位置和速度信息的超声波方法和装置。

多年来，临床超声波***测试已经使用了脉冲的或连续波（CW）的超声波技术进行组织结构以及通过其中的血流的成象。由于接受检查的组织是一个散射介质，传输到组织之中并随后从组织的间断处反射的信号受到显著的衰减。即，声信号在被测物体内经过的路径越长，信号的衰减就越大并且还另外发生改变。以往的***已经包括了补偿技术，例如时间控制增益，以此对信号在被测组织内预定的衰减提供校正。与此类似，还采用了其它的校正技术并获得不同程度的成功。

无论到目前为止所采用的那种校正技术，都存在着一定的问题。其中典型的问题是在接受检查的样本表面和超声波探头内換能器表面之间发生的多重反射。此外，对于较深的信号穿透层，信号的衰减变得无法校正并且信号变得不聚焦，经常使关键的成象信息变模糊。

由于现存的多普勒***一般采用一种对所有应用不够完善的信号传播模型，使这些问题仍然存在。其结果是，多普勒或脉冲-多普勒***的分辨率和/或范围受到不必要的限制。

本发明的超声波发射接收机为从受测物体内组织界面上反射的信号提供了可变频率的，固定带宽的接收，提供了改进的多重表面反射抑制，并在极端的穿透深度结合了改进的信号分辨率。

本发明进一步提供了正交信号检测，其中包括相位信息的恢复以便在大于以往所知的信号动态范围内提供有用的信号。特别是，即使在超声波信号完全落入接收机的噪音水平之内时仍提供有用的信息。另外，这些信号对组织结构有足够的描绘以提供极端位置的细节。新增加的位置细节信息被用于确定血流的速度曲线。根据本发明的***同时提供了组织的结构和血流速度信号，将这些信号相结合即可提供具有静态和动态组织状况的复合图象。

另外，本发明描述的超声波发射接收机具有一个受检测的信号，该信号固有地解除了发射脉冲信号与组织反射响应的相互作用，提供了一个增强的信号分辨率。

本发明的另一个特征是将超声波发射接收机与換能器结合在一起，其中，尽管超声波換能器相对于发射频率明显地失调，但它仍减少了对用于时间-控制增益信号校正功能的外电路依赖。

通过结合附图阅读以下的详细描述可以更好的理解本发明的上述以及其它的特征，其中：

图1是典型超声波探头的图解表示;

图2是一个波形，示出了与用于換能器晶体的一个典型的激励信号;

图3是一个曲线，示出了与图2的信号相关的频谱;

图4是一个曲线，示出了发射波的典型频率分布;

图5是一族曲线，示出了相对于信号反射深度的偏移和频率分布;

图6是一个波形序列，示出了对应于图5的时域信号;

图7是一个曲线，示出了多重反射信号;

图8是一个曲线，示出了图7的多重反射信号的相对衰减率;

图9是一个频率曲线序列，显示了根据本发明的可变带通概念;

图10是一个频率曲线序列，示出了与时间增益补偿相结合的可变带通概念;

图11是本发明的几个信号波形的一个序列;

图12是一个波形的汇集，示出了与換能器运行相关的几个信号;

图13是一个波形的汇集，示出了不同的滤波器对換能器信号的效果;

图14示出了点扩散功能;

图15是根据本发明的可移动带通接收机的一个实施方案的方框图;

图16是图15的***中不同波形的汇集;

图17是一个曲线汇集，示出了图15的***的可移动高通和低通滤波器曲线;

图18是一个信号波形的汇集，说明了典型的信号缺陷;

图19是一组信号波形的汇集，示出了根据本发明的脉冲信号和参考信号的校准;

图20是一个波形的汇集，示出了滑动频率的参考导频信号;

图21是一个曲线的汇集，示出了参考导频的时间-频率调制曲线;

图22是一个曲线的汇集，示出了对应于图21中所示导频的变化，声反射的频谱峰值的移动;

图23是一组与时间相关的信号波形，示出了本发明第二实施方案的乘积检测器的输出;

图24是本发明第二实施方案的乘积检波器输出信号的相位表示;

图25是根据本发明的第二实施方案说明正弦和余弦信号分量的相位表示;

图26是根据本发明的一个实施方案的超声波发射接收机第二实施方案的方框图;

图27是根据本发明的一个实施方案的正交信号后处理机的方框图;

图28是根据本发明接收的信号的幅值-时间波形，从血流速度信息中区别出静态特征;

图29是一个相位图说明了一个低杂波干扰的接收信号;

图30是一个相位图，说明了一个高杂波干扰的接收回波信号;和

图31是一个相位图，说明了正交后处理机的运行，其中根据图27和图28的***将真正的速度信息从原为高杂波干扰的信号中再现。

很多市场上可以买到的实时扫描器应用线性的，梯形的或扇形的扫描形式，其中垂直方向是正比于脉冲发出后所经过的回波时间，并正比于在病人体内的深度（做声速恒定的近似处理，目前流行的概念）。在几个出版物中示出了不同的已知超声波***的典型实施方案，例如peter    Atkinson和John    p.Woodcock所著的《多普勒超声波及其临床测试》（Academic    press    New    York    1982），在此引证作为参考。根据探头的种类，上述三种形式的任何一种都可在病人体内进行扫描并进行电子显示。

图1中示出一种适用于实时诊断的医学超声波成象的典型探头20，晶体4沿轴8发射声脉冲6，该脉冲首先通过声传输液体10然后通过透声窗口12。然后该脉冲通过声传输耦合胶体14进入病人体内16，来自所感兴趣的解剖结构（如肾脏）的回波沿轴8通过界面16、12、10返回晶体4。晶体4亦作为一个麦克风起作用，产生出包括幅值，相位，以及构成单独一行成象信息的瞬时信息在内的微弱射频（RF）信息。驱动装置24使波束8以一个足以跟随呼吸和有关心脏脉冲运动的频率（例如每秒20帧）在区域26内进行扫描，但对其限制是相邻的行之间的距离应小于晶体的角分辨率。

一种商业上适用的，激励晶体4以产生输出声脉冲的方法是为晶体4提供图2的“雪崩击穿”电压波形。当波形施加到晶体4上时，由于具有图3的足够电机转換效率的商用晶体的带通限制，波形30引起的声发射脉冲具有图3所示的形状。

与图3的压力波形相关的频谱是相当宽的。

图4示出在一个通用（腹部）扫描器的情况下一个发射波38的典型频谱分布。然而，由于几种原因，从身体反射回来的信号并不具有相同的频谱。最重要的原因是人体的绝大部分都是以正比于频率的比率衰减声音。这意味着具有多种频率成份的脉冲进入人体后将不会以相同的频率按相等的比例返回。浅反射产生的频谱分布和脉冲形状类似于发射脉冲，但深反射使频谱和脉冲形状发生递增性的变形，因此而有利于低频分量。

图5示出较深回波变弱并且有较少的相对较高的频率分量。图5说明在典型情况下来自肾脏的一个单独的特定反射（即，同一解剖学目标，但被置于不同的深度），示出了浅反射频谱40类似于肾移植病人的表层反射（在3厘米的深度）。图5还示出中层反射42类似于一个很瘦的人的肾脏图象（在6厘米深度）并示出深反射44与一个肥胖病人具有相同的肾脏特征（在13厘米的深度）。这一讨论的目的是说明一个已知（在整个深度）均匀的解剖特征的声检测图象随深度的变化，并且对这一事实的认识必须结合到超声波扫描器的信号处理部份之中以产生一个具有最小的可能随深度而人为导致特征改变的图象。

图6在时域范围内对相同情况进行了概括。浅反射50具有与发射脉冲48类似的波形。中反射52和深反射54随着深度的增加表现出一个逐渐变低的“载频”，同时保留了一个大致恒定的包络形状和持续时间。

结合图5和图6进行的解释使人确信，包络特性和晶体的百分比带宽（“Q”）有关;然而回波的漂移频率特性概括了与晶体谐振基频有关的人体初始高“中央响亮频率”的“调制”。

如同在任何一个通讯***中一样，将人体即做为信号源（回波）又作为传输介质的脉冲-回波周期必须在“最大信道容量”的意义上实现最佳化。这一概念使可重新获得的成象信息达到最大。特别是，两维空间分辨率和动态范围（信/噪比）两者必须同时最佳化，固定焦点的晶体比起（例如）同相阵列換能器来更接近于使分辨率和动态范围同时最佳化。而且，固定焦点晶体扫描器可以较低的成本在商业上实现，导致一个较高的图象质量/价格比。

不幸的是，使用固定焦点晶体***所付出的代价是通常将一个运动晶体安装在一个充液盒内并距离皮肤表面6到40毫米。一个典型的扇形扫描式（图1中的20）机械探头将采用大约1厘米是内部偏离。这样一个偏离的存在（为保持振荡晶体不与病人接触的实际需要）造成了显示图象在1厘米的范围内的一个最初声反射，以及在2、3、4厘米等处的减弱幅值的“多重”反射：如图7所做的概括。

这种“多重”回波是由于第一反射（来自前盖的内壁）没有被晶体完全吸收。晶体仅吸收了第一反射的一部份，剩下的能量被重新发射，好象是第二个脉冲，并且该循环以一个指数递减的方式重复。当探头和病人接触时，由于同病人的耦合使来自前盖的第一反射其大地减少，并且整个多重回波列也同样减少;然而”被减少的多重回波能够并且经常以一个足以干扰诊断解释的幅值高度（-20到-30dB）存在于解剖图象之中。

然而，因为探头内的液体多重回波的物理性不同于在病人体内的回波情况。实际上在机械探头内常用的每一种液体都具有正比于频率的平方的声吸特性，而病人体内的声吸收正比于频率的最初功率。如果在高频的频谱范围内然后在低频的频谱范围内检查多重的回波发生，就会观察到如图8中所示的完全不同的指数序列的衰减速率。一方面，可通过使接收机在浅层对低频敏感而抵消掉多重回波，另一方面，人体倾向于按随深度而下降的值进行频率选择，将这两方面相结合，即可通过操作接收机以固定的带宽在每一脉冲-回波周期内从高通频带向低通频带的频率方式移动而获得最大的“病人信息-多重杂波比”。

移动频率和固定带宽的接收机模式也可从“传输线”的角度进行解释。如果从传输线的角度来看，在人体与机器的相互作用中，组织对晶体脉冲响应的效果可被视为包络再现的经典情况;即，信息“象素”组可以近似为高斯包络或（Sin Kt/tⁿ）²包络相乘的连续波（CW）载频。在实际的“电视”技术用语中，这种情况可与在逐渐下降的频道载波上接收同样的图象信息，（上升时间，轴向分辨率，等等）相比较。对于超声波的实际含意是，恒定的绝对带宽（具有恒定的轴向分辨率）与图6中相对恒定的包络长度50、52、54相一致，并且由于组织特征的调制而随深度下降的载波频率是与随回波时间向下移动的接收机重调相一致。通过采用一个可移动频率固定带宽的设计，如图9中所示的一系列滤波器通频带69、62、和64，可以获得轴向分辨率与视频噪音的最佳折衷方案;另外，边界的存在产生了抑制近域多重回波66的低频阻带并产生了减少极远域内图象噪音68的高频阻带。

当然，在任一成象过程中，接收机的增益是随回波时间而增加，以致较弱的深回波比起较强的浅回波来放大的更多。这一近来在商业上普遍采用的动态变化增益被称为“时间增益补偿”（TGC）。当其与根据本发明的移动通频带的概念一起应用时，累计的接收机性能可归纳为图10的带通曲线60A，62A和64A。

由于使用移动频率固定带宽的接收机模式而产生的另外的优点与超声波換能器晶体有关。设计为在低频下（即2.6MHz）工作的超声波晶体能够在高频下（即3.9MHz）以降低的转換效率工作。尽管如此，这种晶体仍然能够具有与高频处理相关的较高角分辨率。通过采用一个有利于频率范围低端（低于连续波***中传输信号频率）的晶体切片，可以实现接收机-晶体远域性能的最优化并使随时间控制功能变化的TGC增益所要求的变化达到最小。能够减小TGC是重要的，因为它降低了***的成本并使在接收机前端的相互调制失真达到最小。这一事实本身是非常重要的，因为在人体内中等深度区的一个较大的（厚的）范围经常包含着足够的低频成分使接收机功能畸变，以致当TGC显著地减小了接收机增益时，由于相互调制失真侠薄而精细的解剖线结构无法识别出来。換句话说，通过设计一个不需要很多的TGC控制的信号处理通道，即可由一个给定量的硬件使整个信号处理精度也得到改善，另一方面，一个优良的接收机（具有较少的TGC控制阶段）可由较少的硬件构成以获得适当的图象质量。

根据本发明的可变频率超声波***的另一个概念是选择具有特定持续时间的音频波串并选择一个发射接收机***脉冲以产生一个受检测的信号，该信号本质上是反卷积的。（inherently    deconvolved）（应用相位同步音频波串）。见图11，激励门输入（AGI）脉冲130是一种主时标信号，它启动了脉冲132，限定了回波时间134并开始了延迟门时间136。音频波串138是模拟一个理想的单独超声回波的替代测试信号。期间140是可调的，音频波串的频率是可调的，延迟门136是可调的;但音频波串的起始相位相对于延迟门时间136的未端总是固定的。无论音频串144何时开始，都发生最终接收机（视频）输出146。一个长时间波串138导致常规的“阶跃”视频响应。一个短音频串（即3.5MHz的3个周期）非常近似于一个“方形”（Squared-off）超声回波。缩短为三个周期的音频波串138引起阶跃响应的尾端148在时间上回移直至两部份形成轴向脉冲响应150。所演示的缩为轴向脉冲响应的阶跃响应构成了表明超声波接收机功能的重要测试。例如，正象图12中所归纳的，通常将阶跃响应设计为在一个“方形”过冲音频波串上被过补偿，以便最终成为对来自晶体回波信号的一个实际启始过冲的“被均衡的”响应。

这一简要的讨论描述了对于任何可变频率跟踪接收机设计的可接受的瞬时响应。初看起来，人们会期望一个电子调谐（变容二极管改变）的单独二阶谐振电路滤波器可以是获得图9和图10中可移动带通的一个满意的方法。实际并非如此，因为可调二阶滤波器具有错误的瞬态响应，如图13中所示。

参见图13，当带通受一个中心调谐的二阶谐振滤波器限制时，一个相位同步音频波串180激励一个具有乘数（1-e (＊)/(t°) ）的包络线182。虽然上升时间184可以容易地換算以给出适当的轴向分辨率，斜率不连续186产生了不可克服的（依赖于导数的）后处理视频增强问题。即使当二阶滤波器失谐时，（如190），斜率不连续仍占优势（192），并且零阶视频信号194、196点是斜率不连续的。然而，如果使用一个高阶的（即，六阶）带通滤波器，包络响应200是斜率连续的，并且所产生的视频信号202也是斜率连续的。換句话说，最好用一个精巧的（n阶的）带通滤波器，因为它将所有的接收机回波预先准备成不可能发生斜率不连续的状态，即，该信号总可以通过一个比有效带通滤波器函数的阶次要低一个导数算子的引导函数而解除卷积。

这些原则在实际上可由视觉上感觉到的对应形式在图14中强调出来。

图14的上踪迹210说明了从一个（不适当的）二阶带通滤波器产生的视频信号。点扩散函数的轴向范围被两个（1-e (t)/(t°) ）乘数212和214拉长，并且在垂直方向（时间上）总的来说是模糊的。下踪迹218示出了点扩散函数220的一个清楚得多的轴向图象，并且有视频波形的相应较快的冲角222和衰减224部份。218的视频特性可通过使用与单独的二阶滤波器具有相同的（10-90%）累积上升时间的高阶滤波器而获得，因为在后一情况的斜率连续性允许后续视频检测至少对头两次微分进行反卷积。从一个实际的观点来看，点扩散函数最好的轴向特性是一个“尖峰信号”，某高度近似于理想的轴向分辨率（约1mm）并包括在尖峰信号中点上下两侧的很小（-10%）的对称阴影谷。

图15说明了一个RF-基带可移动通频带接收机的较佳***结构。由于这一接收机的目的是对人体组织对超声波脉冲所具有的最有意义的平均效果（归纳在图5之中）的信号处理进行校正，对这种接收机所采用的名称是“组织特征跟踪接收机”。根据本发明，该接收机的一种基本设计由图15示出。

参见图15，AGI定时器400触发脉冲发生器402，该脉冲发生器将一个雪崩击穿脉冲送入发射-接收/阻止发射-接收（TR/ATR）开关404。该开关404在脉冲期间将探头406与脉冲发生器连接。在探头406接收回波的期间内，开关404切断脉冲发生器402并将探头406连接到接收机410的输入级408上。同时，AGI定时器400触发斜波发生器412。第一个斜波功能，时间-增益补偿（TGC）斜波414应用一个锯齿形波以便逐渐增大前置放大级408的增益。通过面板上的电位器416，418可以控制DC偏置和TGC斜波的斜率。在这一点上，点420处产生的回波信号未被滤波但在增益上得到部分补偿（增益被部份地增大以增大深回波的幅值），在点420处的信号倾向于具有大量的低频分量（即在1.5-2.2MHz范围内）。通过应用一个时间适配的高通滤波器422，将较高幅值的低频分量在它们能够过度调制下一RF放大级424之前进行衰减。TGC增益控制波形也被施加到放大器424上以便完成平衡近和远回波的工作，使它们具有近似相同的信号电平。到点426时，回波时间内的增益变化约为20-25dB，或者每级大约10-13dB。在点426的信号在428处经过时间适配的低通滤波，其方式是，由滤波器422和428过滤后仍保留的通频带具有恒定的宽度并随时间其频率向下偏移。下部和上部组织特征斜波发生器430和432产生出适当比例的波形以使滤波器422和428适当地跟踪。在点434处的信号在436被对称地对数压缩，以便将回波幅值的极大变化（50-60dB）压缩为较小的幅值范围（25-30dB），使其以一个适当的（5-10Upp）信号电平更适合于在438的包络检波。视频检波器438采用了一个二次谐波载波抑制滤波器（在4.4-7.0MHz范围）和一个低通滤波器（700-1200KHZ）用于将上升时间限制为半个象素高度。视频信号的进一步增强和消卷积是在消卷积器440（deconvolver）进行，这也被称为孔阻计算（aperture    correction）。模拟视频输出442被送入主显示***;可以被快速数字化;进入扫描转換器;或者作为一个A模式踪迹出现在一个辅助监视器上。

图16的各波形曲线归纳了不同信号如何一同工作。AGI时标脉冲502的正上升沿500触发了输出声脉冲504。在回波时间508中发生的回波506具有随回波时间逐渐减小的幅值。TGC斜波功能510在回波时间内提高增益，然后在下一脉冲过程中由增益512和斜率514的控制设值使其复位到低增益值。同时，下部TSG斜波功能516和518控制时间-变化滤波器以产生一个恒定带宽的通频带520，其频率随回波时间而下降。在每一随后的脉冲时间内所有滤波器功能都复归到它们的初始值。通频带的宽度522决定了轴向成象分辨率而下降斜率524决定了接收机如何跟踪由于组织特征的作用而随回波深度下降的频谱。

图17提供了两个滤波器如何在时间上跟踪的另一种解释。低通滤波器的截止频率600实际上比高通滤波器的截止频率602高出一个等于有效带宽的量。随着脉冲后的回波时间从50μs进行到80μs（从近回波进行到远回波）两个滤波器428和422均不断的由斜波功能432和430“重新设置”，这样两个截止频率均向下移动以保持他们之间的一个恒定差值604。由于几种原因，恒定带宽跟踪滤波器的设计是由一种“分离”的方式完成的。如果实现一个单独的可移动带通滤波器，在改变下边缘斜率而又不影响上边缘时将存在困难。一种分离的方式，采用两个可调滤波器并在其间有一缓冲放大器就更容易设计和在测试节段进行调整。如果选定使有效通频带的宽度可调，分离方法可以很容易地允许这种方式。如果某一斜波功能的形状被改变，这就改变了带宽。有多种成象应用，其中较好的方式是在较大的深度上降低带宽以換取更好的信噪比。可以想象，在两个斜波功能之间的偏差可由操作者来处置，他可以在轴向（和角的）分辨率与动态范围之间进行调整或设计折衷方案。在对颈动脉进行扫描时可以发生这种方法的一个实例。在扫描的初始调查过程中，操作者可能希望一个很宽的带宽（高轴向分辨率，轮廓清晰的图象）以识别血管壁的详细构造（颈动脉的每一分支均有四个要识别的面）。一旦识别出一个可疑斑，操作者会希望进入减小带宽的方式（造成“软化的”边缘）以換取更高的信噪比和更大的显示动态范围，以便对该斑块分类并在不同阶段的血凝块之中对其进行区分。

本发明的另一特征是发展了同步基带RF检波。当換能器被置于人体表面并停止扫描运动，以此重复进行成象信息的同一行的脉冲和回波过程时，这一信息的一个A模式图象（类似于图6）具有出乎意料的良好相位同步质量。超声波回波列将成为很多重叠的回波。每一解剖反射面（或声阻抗间断）将产生回波。该回波近似于在高斯乘数包络线之内的单频率CW波串。误差在于，“包络线内的CW波”经常是不具有绝对的“零”基线，如图18中波形900所示，或是不具有恒定的CW频率，如波形902所示。

超声波成象的“象素”可由包络线结构完全恢复（即，对平均频率（时间的函数）计时并且最好对（对称）包络线检波）。非零基线缺陷900和非恒定CW频率缺陷902当然也代表着信息，但对于下一代的成象改进，它们可被消除掉以简化在（狭意的）包络重现模型中的信号处理步骤。消除缺陷900和902最实际的方法是通过在检波前的累积带通滤波功能中采用非常陡的（六阶到八阶的）边缘选择度来截取接收机通频带。在强制回波列适应零基线和（每一回波）恒定CW频率的模型时，整个回波列唯一的动态变化特征是，在成百的回波之中只有CW频率缓慢地向下移动，重复了最主要的身体组织特征的物理特性（图5和图6）。在对“清洗”掉缺陷900，902的回波列进行包络检波时，所产生的视频信息尽管频带窄，生成的图象总体上优于完全常规的（宽带或TRF）处理。然而，一个清洗掉缺陷900和902的回波列，由于其突出的相同步特性，提供了一个极好的机会来恢复与运动相关的信息。

然而，根据本发明，在根据新条件考虑“相同步”的概念时，对超声波发射接收机作出了显著的改进，如以下的讨论。假设，如图19所示，无论连续的AGI脉冲是否以一个规则的重复频率发生，在每次AGI出现时都有一个“参考信号”以完全相同的相位开始或叫“跳出”。

如果成象信号处理是在T₁时间基础上进行，并且不管非均匀的“死时间”T₂，***的运动将同它是在CW意义上完全相同步的，虽然在非恒定的时间T₂内很少有相位中断。时间T₁内的“相同步”可以简单地通过AGI908的上升沿906触发示波器而很容易地显示在示波上。重要的是一个超声波信号处理器要能够在AGI不同步的基础（非恒定T）上工作，因为很多商业扫描器可在并将在人们所知的“要求脉冲”的基础上工作（即，一直等到晶体波束精确地处于所希望的位置，然后启动脉冲（AGI）。

虽然图19描述了一个相位同步的门控固定频率参考信号，一个更有用的概念是相位同步门控缓慢线性调频移动频率参考信号，见图20。该参考波910与每一AGI脉冲914的上升沿912精确同步地“开始”。另外，参考波910在它每一次（910，918，920）开始时都以完全相同的方式逐渐向下移动。将波910认作一种更加复杂的回波串的“骨架模型”是很有益的。

根据一个实施方案，本发明的发射接收机利用参考波作为一个导频直接在基带频率上与输入射频（RF）信号相互作用。导频被设计为具有如图21所示的频率-时间调制曲线。在时间ta，tb和tc的导频频率依次对应于图22中在同一相应时间从人体返回的声反射40A，42A和44A的频谱峰值。

根据本发明，产生出了在任何深度与任何特定回波所期望的CW分量相对应的导频，如果该导频仅大致的近似于该回波的CW频率，即可很好的读出该回波的“相位状况”，因为每一回波包括很少几个（例如3个）射频周期。例如，如果图23的导频150与回波152“乘积检波”（乘以回波并低通滤波），可能有几种输出信号154（或无输出）。

仅在几微秒内存在的导频940使其相对于RF回波信号942的持续时间表现为一个固定的频率。如果两个波形碰巧为“同相”，产生乘积检波器输出944。如果导频和信号反相，产生946。如果导频和信号正交，不产生输出。如果信号由一个相量代表（见图24）乘积检波输出944，946等可被认为是包络的余弦投影。

在图24中，所示出的回波相位950并非与导频952完全同相，所以可以看到系弦结构。为了与（图23中）波形940，942完全对应，必须将信号954向实轴956旋转。图23的乘积检波器输出（PDO）就像常规的视频信号，除了以下几点：1）PDO可以是双向的;2）即使存在一个很强的反射PDO也可是零状态;3）对于进行反射的解剖结构相对于换能器晶体最微小的移动（大约0.1mm）PDO都上下抖动得很大。由于对每一余弦都存在一个相应的正弦，图23的零输出960可通过重复检波过程来补救。如果导频940对于在导频信号线性调频过程中所用的所有频率都移相90°，可采用原始的和移相的导频操作两个乘积检波器以产生如图25所建议的正弦和余弦分量的输出。

回波信号970的相位角是不可预测的。通过制造一个相位角对其无关紧要的接收机，便可将包含在每一象素中的幅值和相位信息都收集到而无须要求接收机确定信号中的过零点，或为将任何振荡器锁入输入载频而操心。因此，根据本发明的接收机是一个“无阈值”接收机，当接收信号降至接收机的噪音水平内并降入所接收的噪音信号2中时，该接收机仍平稳地工作。因此，即使信噪比降至OdB以下，本发明仍为诊断成象提供信息。该接收机的输出是两个乘积检波器的输出，并且常规的（单方向幅值）视频信号和与运动相关的成象信息均可从这两个输出中导出。

图26示出如何实现该接收机。图26中的前端方框1000，1002，1004，1006，1008，1014，1022，1030，1024，1032，1028和1036与图15中的方框400，402，404，406，408，422，430，424，432，428和436的工作方式相同。AGI定时器1000的一个附加输出1060送入门控起始VCO1062以便在AGI上升时以正确的相位开始。在1064提供了一个附加的“导波”斜波发生器，其目的是以AGI频率提供一个锯齿波形（类似于TGC和TSC斜波功能），该波形调谐导波VCO1062中的一个变容二极管操作的谐振回路。来自VCO1062的输出被直接施加到乘法器1070上并通过相移器1072施加给乘法器1074。来自对数压缩器1036的信号也施加给乘法器1070和1074。输出1076和1078在1080和1082低通滤波并在1084和1086按常规方式分离。只要在低通滤波器1080，1082采取预防措施来克服基频RF分量，对数压缩器1036最经济的位置是在乘法器1070和1074之前。用于按照正确的比例恢复正弦和余弦分量的数学运算与乘法器前面的对数压缩器一同工作，并且全部输出1088和1090均被同等地对数压缩。另一种设计（即，在乘法器1070和1074之后使用两个对数压缩器）是更昂贵并引起了问题，即乘法器必须处理60dB的动态范围，而不是在两个乘法器之前使用一个对数压缩器时所要求的30dB。为了恢复幅值和与速度有关的信息，输出1088，1090必须进行后处理。在图27中列出的一种较佳方式是将两个输出都数字化并通过EPROM查询表1118和1120进行计算。

参见图27中所示的接收机后处理器，输出1088，1090在ADC1104和1106处被快速数字化之前是经过光隔离器1101和1102而连接。常规的数字时标1108，选通1110和附加逻辑1112被压缩以便精简主信号通道，实和虚信号的等效数字代码1114，1116被结合在一起，这样所有数位的总合即代表EPROM1118，1120的地址代码输入。对于实和虚回波信号分量的每一可能的组合，EPROM1118以数字分式取出代码值用于“平方和的平方根”并提供一个“数字视频输出”（DVO）1124，然后该输出在DAC1122被转换回模拟式并作为“模拟视频输出”（AVO）1136而出现。与此同时，数字代码1114和1116相结合以形成对反正切EPROM1120的集合地址，该1120的输出1128是实和虚信号的反正切等效数字量。由于线性调频导波和RF回波信号之间不存在相位对准，该反切序列是任何单独回波列（成象数据行）的角度数的一个随机集合。当任何回波从一个AGI时间移向下一时间时，反正切值仅对这些移动的回波改变取值，而所有其它的值保持不变。为了在逐个象素的基础上检测这种运动，数百个象素大小反正切值的整个序列被存储在一个移位寄存器所用的静态RAM1130（N位代用品）的一行之中，该寄存器具有可变长度的AGI导通时间，并且整个序列以一个AGI周期的延迟读出。延迟读出的RAM输出1132与来自下一行象素大小反正切值的1134相减，而输出1136是一个双向速度信号的数字等效值，该速度信号列出了回波时间内持续的所有速度运动作为对应于普通A模式幅值信号的一个直接运动信号。

为了确定显示***应当利用那个速度数据，提供了一个具有高值控制器1140和低阈值控制器1142的阈值器1138。图28说明在0到-30dB范围内的回波1200（与TGC斜波均衡后）代表解剖特征，而-30到-50dB范围内的回波1202代表血流。如果图27的阈值控制器1140和1142被分别置为0dB和-30dB，数字的速度数据1136将通过数字噪声抑制电路1144以允许“数字多普勒输出”（DDO）1146被用于显示解剖结构的运动（如微小的动脉博动）。DAC1148提供一个“模拟多普勒输出”（ADO）1150，这样速度信号可以与幅值信号一起在示波器上观察到，以达到核对诊断***的目的。

如果阈值控制器1140和1142被分别置为-30dB和-55dB，只有对于极弱回波的数字速度数据1136将通过噪声抑制电路1144，这些回波在常规的超声波图象中通常为黑色（OdB＝白色，-15dB＝灰色，-30dB＝黑色）。较低的阈值器设值（-30，-50dB）非常有用，因为它们允许主***对这些数据成像以便将图象中血管暗影和具有小腔内（不流动的）液体的囊内容物与具有血液流动的暗区区别开。

自然，该速度信号是正比于流速大小（厘米/秒），是双向敏感的，是正比于超声波束与血管（或解剖结构运动方向）之间夹角的余弦，并且是正比于导频的频率。

本发明另外的特征包括：

1）可以使用两个或多个扫描探头以覆盖以下情况，其中一个探头正好与运动的（位置和）方向垂直并给出一个完全的零输出;

2）一个基于微处理机的***，该***“扩展和压缩”速度数以包括波束与被成象血管的长轴之间夹角的补偿因数1/Cosineθ;

3）正比于导波频率的倒数1/fpi的数字校正，以便在整个回波时间内沿变化的频率将速度数据校正为一个均匀的换算因数;

4）对由于AGI主时标脉冲的脉冲重复（T₂）频率的变化，而在反正切中校正不同变化频率的数字校正。使多普勒混淆问题变为最小的一种方式是允许AGI时标灵活改变，即，始终以与选定的透射深度一致的最大可能频率发脉冲，图27中描述的处理器是为“低杂波”信号设计，图29示出其意义。

根据所涉及的运动，回波相量旋转的范围很宽，但比起任何干扰信号来总是足够大，使其能绕图线原点划出一个圆环。如果反正切的旋转速率1230是“抖动的”，只要保留了平均的周期旋转（一周速率）它就仍可使用。

图30示出高干扰回波的含意。在这种情况下，回波相量1240点在“圣诞花环”区1242内的某一位置上并表现出一种振荡特性（想象为蒸汽机车驱动杆的运动）。发生这种现象是因为所关心的回波小于一个大的（通常是静态的）干扰杂波信号（例如来自一个较早成象特征的身体多重回波）。为了从这一偏移形式的圆周运动中提取真正的速度信息，一个数字处理器可以按图31所示平移原点，其操作如下。

必须存储几个相邻回波（同一象素）的回波相量位置，计算平均位置1250，并且各相量必须减去平均值以便进行等效座标变换。随后减去校正相量将恢复某些速度信息;这一信息的质量依赖于杂波信号相位能有多么稳定。注意，该“杂波”信号可能实际上不是杂波，其本身就是一种不同类别的速度信号。从成象的观点来看，在一个实时图象中仅取出两个相邻成象行来恢复杂波多普勒运动信息（例如，在大血管中显示血液流动）。因为扫描器通常使显示行的间隔比晶体的角分辨率距离更近，运动角分辨率中2∶1的缩小几乎不降低解剖结构成象。然而，存在高杂波时的运动恢复要求计算多个行，而这一般使运动角分辨率降低为5∶1。

如果要进行单色的解剖成象（如商业上所做的），以复合形式对运动成象的一个很方便的方式是正比于流速值使图象成为“浮雕。”这将在流速显著的地方给图象一种三维的效果。另一分式是在显示时使用一系列间隔很近的“高光”线，这种线前后弯曲就象微风中的蜘蛛网。用这种方式，可以直接看到动脉中熟悉的抛物状流速曲线。

复合显示的另一方法是对解剖结构单色成象而对运动彩色成象。适当的色标可用具有简单解释的颜色来达到，例如，红色阴影可象征血液流向晶体，兰色象征血液流开。重要的是无论使用那一色标，从探头流走的最大流速值的颜色与流向探头的最大流速值的颜色在色彩上要连接，因为如果这样做，在成象过程中混淆就成为不显著的畸变了。同样重要的是，所选色标要达到黑色，以使囊的颜色仍是黑色，如同其目前在商业的单色成象中对于零速度的情况。

根据我们对于彩色电视工程已经知道的情况，运动的彩色成象可提供给人印象深刻的解释效果。比起单色的细节来，眼睛很愿意看较少的彩色细节（轴向分辨率，带宽，和角分辨率）。在彩色超声中，是单色（平方和的平方根）部分完成了产生图象的全部“工作”，（降低了带宽允许的）彩色速度分量是对解剖特征分类的一个帮助。在眼睛鉴别出信息丢失之前，彩色细节可以是单色细节密度的大约四分之一。例如，在高杂波污染的情况下，角分辨率的一个中等量的降低是完全可以容忍的。

应当注意，用图26和图27的处理器处理速度的轴向分辨率分量时采用与回波幅值的轴向分辨率分量相同的带宽（每行象素数）。另一个处理器设计可以是将频带限制部分1009（图26）分为两个部分;一个用于常规接收器具有高轴向分辨率的宽频带部分和一个用于低轴向分辨率的多普勒处理的窄频带部分。这一替换设计的优点是在一较大动态范围内保留了速度检波（以较小的空间分辨率），但具有的缺点是体积大和昂贵。

由一个本领域的熟练人员提出的本发明的其它实施方案和修改仍在本发明的范围之内，除了以下的权利要求外，本发明的范围不受其它限制。

Claims (23)

1、一种与超声波換能器一同使用的选择带宽超声波发射接收机，包括：

用于产生具有选定的幅值和频率的超声信号位置；

根据上述超声信号激励上述換能器通过一个介质进行信号传播的装置，其中上述換能器在接收到由上述介质反射的上述传播信号时提供一个反射信号；和

接收上述反射信号的装置，包括：

从上述反射信号的信号频率分量中可变地选择频率分量的装置；和

根据上述可变地选择的频率分量提供一个输出信号的检波器装置，其中

上述介质引起上述传播信号的频率分量被改变；

根据上述超声波換能器产生的上述选择性抑制信号由非介质反射产生的改变可操作上述可变选择装置以通过上述反射信号的上述信号频率分量，并且

上述检波器装置的输出信号描述了上述介质的反射特性，幅值变化和相对时间间隔的提供了在相应介质深度上介质反射性的指示。

2、权利要求1的选择带宽超声波发射接收机，其中

对应于发射信号的所述反射信号的信号频率分量被选择性地  制。

3、权利要求1的选择带宽超声波发射接收机，其中

所述可变选择装置包括具有一个高通滤波器和一个低通滤波器的分离式跟踪滤波器，其中每一个高通和低通滤波器被选定为形成一个选定的带通，每一上述高通和低通滤波器的滤波器的特性被独立的控制以通过希望的信号频率分量。

4、权利要求1的选择带宽超声波发射接收机，其中

所述可变选择装置提供了一个在整个工作范围内恒定的带宽。

5、权利要求1的选择带宽超声波发射接收机，其中

所述可变选择装置提供了一个随时间而降低的频率范围，对应于接收到的从上述介质内深度增加的反射而产生的反射信号。

6、一种与超声波換能器一同使用的正交超声波发射接收机，包括：

用于产生具有选定的幅值和频率的超声信号装置;

根据上述超声信号激励上述换能器以产生通过一个介质的信号传播

的装置，其中上述換能器在接收到由上述介质内反射的上述传播信号时提供一个反射信号;和

接收上述反射信号的装置，包括：

提供信号的局部振荡器装置，该信号具有的频率对应于上述反射信号;

接收上述反射信号和上述局部振荡信号，提供一个输出信号的检波器装置，幅值变化和相对时间间隔分别提供在相应的介质深度上介质反射性的指示。

7、一种与超声波換能器一同使用将信号传播到其中具有声学不连续位置的介质之中的超声波接收机，包括：

一个局部振荡器，用于提供具有随时间下降的频率的选择性可变导频信号;

一个混频器，用于接收从上述介质中声学不连续处反射的上述传播信号相对应的信号，和上述导频信号以产生一个具有描述上述声学不连续处的幅值和相位信息的输出信号，其中

当该信号等于接收机噪音电平时提供上述幅值和相位信息。

8、一种提供在第二介质内第一介质的速度的方法包括如下步骤：

将一个声信号传播进入上述第二介质;

接收来自上述第一介质的反射;

提供一个具有选定频率的导波信号;

根据上述接收的反射和导波信号检测上述第一介质的第一位置;

在一较后的时间检测上述第一介质的一个第二位置;

将上述第一介质的上述第一和第二位置相减以提供对应于上述第一介质在上述第二介质内的速度的一个差值信号。

9、权利要求8的方法，其中检测步骤包括以下步骤

相对于上述导频信号对上述接收的反射进行相位检测，其中上述第一位置是由一个同相的和一个正交的信号来描述。

10、权利要求9的方法，其中

检测第一位置的步骤包括提供第一反正切值的步骤;

检测第二位置的步骤包括提供第二反正切值的步骤;并且

上述相减步骤包括将第一和第二反正切信号相减的步骤，速度由所产生的差值信号代表。

11、一个超声波接收机，该接收机与在一种第一介质中传播信号的发射机一同使用，并提供一种第二介质在上述第一介质内的速度信息该接收机包括：

根据上述传播信号的反射检测上述第一和第二介质的介面位置并提供一个相应的位置信号的装置;

根据反射的传播信号的幅值识别介面和速度信号的装置。

12、权利要求11的超声波接收机，进一步包括：

结合上述介面位置和速度信号以提供一个复合信号的装置。

13、权利要求12的超声波接收机，进一步包括：

显示上述复合信号以提供上述第一和第二介质的静态和动态图象的装置。

14、一种处理成象信号的方法，包括以下步骤：

将一个具有选定持续时间的信号波串发射到一个介质中，其中与图象相关的信息特性是下降的;

根据上述信号波串接收来自上述介质的能量从中产生出一个接收信号;

根据一个滤波器响应特性将上述接收信号滤波;并且

对上述滤波的接收信号进行检波，其中

选定上述滤波器响应特性和上述信号波串持续时间以提供一个检波的滤波信号，该信号具有的特性补偿了上述下降的图象特性。

15、权利要求14的方法，其中

所述滤波器响应特性是一个时间连续函数。

16、权利要求15的方法，其中

所述音频波串持续时间被选定为能产生一个具有反卷积脉冲响应特性是检波滤波信号。

17、权利要求16的方法，进一步包括如下步骤：

根据上述检波滤波的接收信号显示一个图象。

18、权利要求17的方法，其中

该介质是一个具有图象下降特性的声学介质。

19、一个超声波发射接收机，包括：

向具有图象递减特性的声学介质中产生选定持续时间的音频波串的发射装置;

根据上述介质中由上述音频波串反射的能量产生接收信号的接收装置;

对上述接收信号滤波产生具有选定响应特性的输出信号的装置;和

将上述滤波器输出信号检波的装置，其中

至少一个上述滤波器响应特性和上述音频波串持续时间被选定为能提供一个检波器输出信号，该信号具有对上述声学介质图象递减特性进行补偿的特性。

20、权利要求19的超声波发射接收机，其中

上述滤波器响应特性是一个时间连续的函数。

21、权利要求20的超声波发射接收机，其中

所述音频波串特性被选定为能产生一个具有反卷积脉冲响应特性的检波的滤波器输出。

22、权利要求21的超声波发射接收机，进一步包括

根据上述检波的滤波器输出信号显示图象的装置。

23、一个超声波***，包括：

一个超声波換能器，该換能器具有围绕一个中央频率的工作频率优惠范围;

发射装置，该装置用于向上述超声波換能器提供具有选定频率的发射信号;和

接收装置，该装置与上述超声波換能器连接，以根据上述具有时间控制增益补偿的发射信号的反射提供检波信号，其中

上述发射信号选定的频率高于上述超声波換能器的中央频率，

上述时间控制增益补偿至少是部份地由对应于上述发射信号频率相对较低的超声波換能器中央频率提供。

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