CN216016437U - 谐振变换器的短路保护电路、谐振变换器以及储能设备 - Google Patents
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Abstract
本实用新型涉及短路保护电路、谐振变换器以及储能设备，其中短路保护电路包括：状态采集电路，用于采集谐振变换器启动状态的标志位信号；电流采样电路，用于采集谐振变换器的输出电流；电压采样电路，用于采集谐振变换器的输出电压；第一比较电路，用于在输出电流大于电流保护阈值时，输出第一比较结果；第二比较电路，用于在输出电压小于电压保护阈值时，输出第二比较结果；以及控制电路，用于根据标志位信号、第一比较结果和第二比较结果输出关断信号给谐振变换器，关断信号用于控制谐振变换器停止输出。上述短路保护电路，能够避免直接采用第一比较结果和第二比较结果进行判断所导致的误判的情况发生，可以提高设备的工作稳定性。
Description
技术领域
本申请属于储能技术领域，尤其涉及一种谐振变换器的短路保护电路、谐振变换器以及储能设备。
背景技术
谐振变换器用于将直流电经过斩波电路转换为交流方波电压或电流，再加在谐振网络两端，产生高频谐振，谐振电压或电流经过整流和滤波后，转变成直流电压或电流，从而实现直流—直流变换(DC-DC)。谐振变换器需要做短路保护以确保电路中使用的器件的可靠性。传统的短路保护电路直接将采样得到的电流与阈值电流进行比较进而作为是否需要进行短路保护的判断依据，这种方案极容易出现误判，从而导致谐振变换器在正常情况下也容易启动短路保护进而无法正常工作。
实用新型内容
针对上述问题，本案提供一种能提高谐振变换器的工作稳定性的短路保护电路。
一种谐振变换器的短路保护电路，包括：状态采集电路，用于采集所述谐振变换器启动状态的标志位信号；电流采样电路，连接于所述谐振变换器的输出端，用于采集所述谐振变换器的输出电流；电压采样电路，连接于所述谐振变换器的输出端，用于采集所述谐振变换器的输出电压；第一比较电路，所述第一比较电路的第一输入端与所述电流采样电路连接，以接收所述输出电流；所述第一比较电路的第二输入端用于接收电流保护阈值；所述第一比较电路用于在所述输出电流大于所述电流保护阈值时，输出第一比较结果；第二比较电路，所述第二比较电路的第一输入端与所述电压采样电路连接，以接收所述输出电压；所述第二比较电路的第二输入端用于接收电压保护阈值；所述第二比较电路用于在所述输出电压小于所述电压保护阈值时，输出第二比较结果；以及控制电路，分别与所述状态采集电路、所述第一比较电路和所述第二比较电路连接；所述控制电路用于根据所述标志位信号、所述第一比较结果和所述第二比较结果输出关断信号给所述谐振变换器，所述关断信号用于控制所述谐振变换器停止输出。
上述谐振变换器的短路保护电路，在进行短路保护过程中，会根据采集到的谐振变换器的启动状态的标志位信号、所述第一比较电路的第一比较结果以及第二比较电路的第二比较结果来进行短路保护控制，能够避免直接采用第一比较结果和第二比较结果进行判断所导致的误判的情况发生，可以提高谐振变换器的工作稳定性。
在其中一个实施例中，所述第一比较电路包括第一运算放大器，所述第一运算放大器的同相输入端连接所述第一比较电路的第一输入端；所述第一运算放大器的反相输入端连接第一比较电路的第二输入端；所述第一运算放大器的输出端连接所述第一比较电路的输出端连接；和/或所述第二比较电路包括第二运算放大器，所述第二运算放大器的同相输入端与所述第二比较电路的第二输入端连接；所述第二运算放大器的反相输入端与所述第二比较电路的第一输入端连接；所述第二运算放大器的输出端与所述第二比较电路的输出端连接。
在其中一个实施例中，所述控制电路具体用于：在所述标志位信号为第一状态，且同时接收到所述第一比较结果和所述第二比较结果时，输出所述关断信号给所述谐振变换器；所述第一状态表征所述谐振变换器的启动未完成状态；在所述标志位信号为第二状态，且接收到所述第一比较结果或者所述第二比较结果时，输出所述关断信号给所述谐振变换器；所述第二状态表征所述谐振变换器的启动完成状态。
在其中一个实施例中，所述控制电路包括或非门、与非门和切换单元；所述与非门的两个输入端分别与所述第一运算放大器、所述第二运算放大器的输出端连接，所述与非门的输出端与所述切换单元的第一输入端连接；所述或非门的两个输入端分别与所述第一运算放大器、所述第二运算放大器的输出端连接，所述或非门的输出端与所述切换单元的第二输入端连接；所述切换单元的受控端还与所述状态采集电路连接，所述切换单元用于在所述标志位信号为第一状态时，根据所述第二输入端的输入输出所述关断信号，并在所述标志位信号为第二状态时，根据所述第一输入端的输入输出所述关断信号。
在其中一个实施例中，还包括：第一计时电路，用于计量所述第一比较结果的持续时长；以及第二计时电路，用于计量所述第二比较结果的持续时长；所述控制电路用于在所述第一计时电路计量的持续时长以及所述第二计时电路计量的持续时长达到预设时间阈值时，根据所述标志位信号、所述第一比较结果和所述第二比较结果输出所述关断信号给所述谐振变换器。
在其中一个实施例中，所述预设时间阈值在400微秒至600微秒之间；和/或所述电流保护阈值为25安培，所述电压保护阈值为25伏特。
一种谐振变换器，包括谐振变换电路以及如前述任意实施例所述的短路保护电路。
在其中一个实施例中，还包括反馈控制电路；所述反馈控制电路包括电压外环、电流内环和脉冲调制电路，所述电压外环用于根据目标输出电压和所述输出电压之间的偏差生成电流环给定信号，所述电流内环用于根据所述电流环给定信号和所述输出电流之间的偏差生成相应的控制量；所述脉冲调制电路用于根据所述控制量生成相应的脉冲信号至所述控制电路；所述控制电路用于在未生成所述关断信号时，根据所述驱动信号控制所述谐振变换电路工作。
在其中一个实施例中，还包括过流保护电路；所述过流保护电路的第一输入端用于接收采样电流，所述过流保护电路的第二输入端用于接收对应于所述采样电流的电流阈值；所述过流保护电路用于在所述采样电流大于所述电流阈值时，输出过流信号给所述控制电路；所述控制电路还用于根据所述过流信号生成所述关断信号；其中，所述采样电流为所述谐振变换电路的直流母线电流、谐振电流或者所述输出电流滤波前的电流。
一种储能设备，包括如前述任意实施例所述的谐振变换器。
附图说明
图1为一实施例中的谐振变换器的谐振变换电路的电路示意图。
图2为一实施例中的谐振变换器的短路保护电路的电路框图。
图3为另一实施例中的谐振变换器的短路保护电路的电路框图。
图4为一实施例中的控制电路的电路示意图。
图5为第一实施例中的谐振变换器的电路示意图。
图6为第二实施例中的谐振变换器的电路示意图。
图7为第三实施例中的谐振变换器的电路示意图。
具体实施方式
为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。
需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
谐振变换器用于将直流电经过斩波电路转换为交流方波电压或电流，再加在谐振网络两端，产生高频谐振，谐振电压或电流经过整流和滤波后，转变成直流电压或电流，从而实现直流与直流之间的电压变换(DC-DC)。由于谐振变换器能实现软开关，有效地减小开关损耗且容许高频运行，在越来越多的DC-DC变换场景中应用。谐振变换器包括多种类型，本文中以LLC变换器为例进行说明。
图1为一实施例中的谐振变换器(LLC变换器)的谐振变换电路的电路示意图。谐振变换电路主要用于实现DC-DC的转换，其需要在相关控制电路的控制下进行工作。该谐振变换电路包括开关电路110、谐振电路120、变压器Tr、整流电路130和滤波电路140。其中，开关电路110为全桥电路，也即由四个MOS管(Q1至Q4)组成，以将直流母线上的直流电压转换为交流电压。开关电路110也可以为半桥电路。谐振电路120包括谐振电感Lr和谐振电容Cr，谐振电感Lr和谐振电容Cr串联在全桥电路的两个桥臂的中间点A、B之间，且位于变压器Tr的原边绕组侧。变压器Tr的副边绕组与整流电路130连接，整流电路130的另一端则与滤波电路140连接。整流电路130同样可以为全桥电路或者半桥电路，图1中的整流电路130为全桥电路，包括4个MOS管(Q5至Q8)。全桥电路的两个桥臂的中间点D、E连接于变压器Tr的副边绕组的两端。滤波电路140则可以包括至少一个并联在输出端的电容Co。通过上述谐振变换电路能够实现DC-DC之间的电压变换，该电压变换可以为升压，也可以为降压。
图1中，Cdc表示直流母线电容，Vdc表示输入的直流母线电压。RL表示负载，R1表示采样电阻，Vo表示谐振变换器的输出电压，Io表示谐振变换器的输出电流。每个MOS管都并联有相应的二极管和电容，比如MOS管Q1并联了二极管Q1和电容C1，二极管Q1和电容C1可以为MOS管Q1的寄生二极管和寄生电容，也可以是独立附加在MOS管两端的电容和二极管。在本实施例中，各MOS管均为NMOS管，各MOS管可以在高电平的控制下导通，在低电平的控制下截止。
本申请提供一种短路保护电路150，用于对谐振变换器进行短路保护。该保护电路的结构框图如图2所示，包括状态采集电路210、电流采样电路220、电压采样电路230、第一比较电路240、第二比较电路250和控制电路260。
状态采集电路210用于采集谐振变换器启动状态的标志位信号Lab。标志位信号Lab用于表征谐振变换器是否启动完成。在本案中，标志位信号Lab包括两种状态，其中第一状态表征谐振变换器启动未完成，另外第二状态则表示谐振变换器启动完成。具体地，标志位信号Lab可以为一电平信号，通过高低两种电平信号来表征对应的两种状态，如高电平信号表征启动完成，低电平信号则表征启动未完成。因此，通过该标志位信号Lab可以确认谐振变换器是否启动完成。
电流采样电路220连接于谐振变换器的输出端，也即谐振变换电路的输出端，用于采集谐振变换器的输出电流Io。电流采样电路220可以采用本领域常用的电流采样技术来实现，比如电阻采样，而并不限于某一具体实现方式。
电压采样电路230连接于谐振变换器的输出端，也即谐振变换电路的输出端，用于采集谐振变换器的输出电压Vo。电压采样电路230同样可以采用本领域常用的电压采样技术来实现，而并不限于某一具体实现方式。
第一比较电路240包括第一输入端IN1和第二输入端IN2。第一输入端IN1与电流采样电路220的输出端连接，以接收采样得到的输出电流Io。第二输入端IN2则用于接收电流保护阈值I1。电流保护阈值I1为发生短路时的临界电流或者谐振变换器所能够允许的最大电流。第一比较电路240用于在输出电流Io大于电流保护阈值I1时，输出第一比较结果COM1。
第二较电路250包括第一输入端IN3和第二输入端IN4。第一输入端IN3与电压采样电路230的输出端连接，以接收采样得到的输出电压Vo。第二输入端IN4则用于接收电压保护阈值V1。电压保护阈值V1为发生短路时的临界电压或者谐振变换器正常工作所需要的最小电压。第二比较电路250用于在输出电压Vo小于电压保护阈值V1时，输出第二比较结果COM2。
控制电路260分别与状态采集电路210、第一比较电路240和第二比较电路250连接。控制电路260用于根据标志位信号Lab、第一比较结果COM1和第二比较结果COM2来确定是否发生短路，进而在确认发生短路后输出关断信号给谐振变换器。该关断信号用于控制谐振变换器停止输出。
上述谐振变换器的短路保护电路，在进行短路保护过程中，会根据采集到的谐振变换器的启动状态的标志位信号Lab、第一比较电路240的第一比较结果COM1以及第二比较电路250的第二比较结果COM2来进行短路保护控制，能够避免直接采用第一比较结果COM1和第二比较结果COM2进行判断所导致的误判的情况发生，可以提高谐振变换器的工作稳定性以及产品的可靠性并且具有检测速度快的优点。
具体地，控制电路260在标志位信号Lab为第一状态，且同时接收到第一比较结果COM1和第二比较结果COM2时，输出关断信号给谐振变换器，在标志位信号Lab为第二状态，且接收到第一比较结果COM1或者第二比较结果COM2时，输出关断信号给谐振变换器。也即在谐振变换器未启动完成时，只有输出电流大于电流保护阈值且输出电压小于电压保护阈值时，才会认定为需要进行短路保护，从而可以避免在正常启动过程中由于输出电压过低而触发短路保护条件，进而导致整个谐振变换器无法正常起机的问题发生。当谐振变换器启动完成时，则只要电流或者电压中的其中一个条件满足就认定为短路发生，需要进行短路保护，从而及时有效的关断输出，保护整个电路，确保整个电路的可靠运行。
在一实施例中，第一比较电路240包括第一运算放大器U1，如图3所示。第一运算放大器U1的同相输入端连接第一比较电路240的第一输入端IN1；第一运算放大器U1的反相输入端连接第一比较电路240的第二输入端IN2；第一运算放大器U1的输出端连接第一比较电路240的输出端连接。因此，第一运算放大器U1能够对输入的两个信号求取偏差，并在输出电流Io大于电流保护阈值I1时，输出第一比较结果COM1。也即在本实施例中，第一比较结果COM1为一个高电平信号。
第二比较电路250包括第二运算放大器U2。第二运算放大器U2的同相输入端与第二比较电路250的第二输入端IN4连接；第二运算放大器U2的反相输入端与第二比较电路250的第一输入端IN3连接；第二运算放大器U2的输出端与第二比较电路250的输出端连接。因此，第二运算放大器U2能够对输入的两个信号求取偏差，并在输出电压Vo小于电压保护阈值V1时，输出第二比较结果COM2。也即在本实施例中，第二比较结果COM2同样为一个高电平信号。在其他的实施例中，也可以需要对第一运算放大器U1和第二运算放大器U2的输入进行改变，此时对应的第一比较结果COM1和第二比较结果COM2可以均为低电平信号，或者一个为高电平信号一个为低电平信号。本实施例中，第一比较结果COM1和第二比较结果COM2均为高电平信号。
在一实施例中，控制电路260可以采用图4所示的电路结构。具体地，该控制电路260包括或非门262、与非门264和切换单元266。其中，或非门262的两个输入端分别连接第一比较电路240和第二比较电路250的输出端，或非门262的输出端连接至切换单元266的第一输入端S1。与非门264的两个输入端分别连接第一比较电路240和第二比较电路250的输出端，与非门264的输出端连接至切换单元266的第二输入端S2。切换单元266的受控端与状态采集电路210连接。切换单元266用于在标志位信号Lab为第一状态时，根据第二输入端S2的输入输出关断信号，并在标志位信号Lab为第二状态时，根据第一输入端S1的输入输出关断信号。
在本实施例中，第一比较结果COM1和第二比较结果COM2均为高电平信号，因此与非门262在同时接收到第一比较结果COM1和第二比较结果COM2时，输出低电平信号的关断信号，否则均输出高电平信号，而或非门262则在接收到第一比较结果COM1和第二比较结果COM2中的任意一个时，即可输出低电平信号的关断信号，仅在同时没有接收到第一比较结果COM1和第二比较结果COM2才会输出高电平信号。切换单元266则可以根据状态采集电路210输出的标志位信号Lab来对输出和输出之间的连接进行切换，从而根据相应的输入端来输出关断信号。具体地，当标志位信号Lab为第一状态，也即为低电平时，切换单元266将自身的第二输入端S2与输出端So连接，并将第二输入端S2输入的低电平信号作为关断信号输出给谐振变换器；当标志位信号为第二状态，也即为高电平时，切换单元266将自身的第一输入端S1与输出端So连接，并将第一输入端S1输入的低电平作为关断信号输出给谐振变换器。关断信号用于对谐振变换电路中的开关电路110中的MOS管进行关断控制，从而使得整个谐振变换器停止输出。
可以理解，在其他的实施例中，根据第一比较电路240和第二比较电路250的设置，可以选择不同的控制电路来实现关断信号的输出，而并不限于上述实施例。
在其他的实施例中，上述短路保护电路还包括第一计时电路270和第二计时电路280，如图3所示。第一计时电路270用于计量第一比较结果COM1的持续时长，第二计时电路280用于计量第二比较结果COM1的持续时长。控制电路260只有在第一比较结果COM1和第二比较结果COM2的维持时长都达到时间阈值时，才会根据标志位信号Lab、第一比较结果COM1和第二比较结果COM2输出短短信号给谐振变换器。通过对第一比较结果COM1和第二比较结果COM2的维持时长进行监控，可以避免由于浪涌脉冲导致的误报发生，提高整个电路的稳定性和可靠性。
可选的，预设时间阈值在400微秒至600微秒之间，例如可以为500微秒。
可选的，电流保护阈值为25安培，电压保护阈值为25伏特。
本申请还提供一种谐振变换器，其包括图1所示的电路以及前述任一实施例所述的短路保护电路，同时还包括反馈控制电路160，如图5所示。反馈控制电路160包括电压外环310、电流内环320和脉冲调制电路330。电压外环310用于根据目标输出电压Vref和输出电压Vo之间的偏差生成电流环给定信号，电流内环320用于根据电流环给定信号和所述输出电流Io之间的偏差生成相应的控制量；脉冲调制电路330用于根据控制量生成相应的脉冲信号至控制电路260。控制电路260用于在未生成关断信号时，根据驱动信号控制谐振变换器工作，以稳定谐振变换器的输出。
具体地，电压外环310包括第一加法器312、PI调节器314和限幅器316。其中，第一加法器312的正输入端用于接收目标输出电压Vref，第一加法器312的负输入端则用于输入输出电压Vo，第一加法器312对两个输入求取偏差后输出到PI调节器314中进行PI(比例积分)调节后生成相应的控制量至限幅器316中进行限幅，以得到电流环给定信号。
电流内环320可以采用电压外环相同的结构，也可以采用如图5中的结构。参见图5，电流内环320包括第二加法器321、PI调节器322、PR调节器(比例谐振调节器)323、第三加法器324和限幅器325。其中，第二加法器321的正输入端用于接收电流环给定信号，第二加法器321的负输入端则用于输入输出电流Io，第二加法器321对两个输入求取偏差后分别输出到PI调节器322以及PR调节器323中进行相应的处理。其中，PI调节器322对偏差进行PI调节后生成相应的控制量至第三加法器324的其中一个输入端。PR调节器323则用于对第二加法器321输入的偏差进行PR调节后生成相应的控制量至第三加法器324的另一个输入端。第三加法器325用于对输入的两个控制量进行求和，并输出至限幅器325中进行限幅，以得到最终的控制量。
脉冲调制电路330用于根据控制量生成相应的脉冲信号至控制电路260。脉冲调制电路330可以采用PWM调制电路，也可以采用PFM调制电路，本实施例中，脉冲调制电路330同时包括PWM调制电路和PFM调制电路，从而在对脉冲频率和幅值进行调节后，生成相应的脉冲信号给控制电路260。控制电路260可以根据该脉冲信号生成用于控制开关电路110中的各MOS管(Q1至Q4)的驱动信号，驱动信号可以对MOS管(Q1至Q4)的占空比进行调节，进而实现对输出的调节。
在另一实施例中，上述谐振变换器还包括过流保护电路170。过流保护电路170的第一输入端用于接收采样电流，过流保护电170的第二输入端用于接收对应于该采样电流的电流阈值Ilimit。过流保护电路170用于在采样电流大于电流阈值Ilimit时，输出过流信号Disable给控制电路260。控制电路260还用于根据过流信号Disable生成关断信号，从而关断谐振变换器的输出。
过流保护电路170包括运算放大器U3。运算放大器U3的同相输入端连接过流保护电路170的第一输入端，运算放大器U3的反相输入端连接过流保护电路170的第二输入端，运算放大器U3的输出端连接过流保护电路170的输出端。运算放大器U3用于在采样电流大于电流阈值Ilimit时，输出过流信号Disable。
过流保护电路170可以根据需要设置在不同位置，如图5所示，采样电流为谐振变换器的输入侧的直流母线电流Ibus，此时电流阈值Ilimit也为对应于该位置的过流保护阈值。上述过流保护电路170具有使得变压器Tr的原边MOS管防直通的功能。
在其他的实施例中，采样电流可以为谐振变换器的谐振电流ir，如图6所示，谐振电流ir可以参与控制，灵活性更大，此时需要采用电流互感器。采样电流也可以为谐振变换器的输出电流滤波前的电流isec，如图7所示，此时无需电流互感器，可以直接用电阻采样，成本较低。
本申请还提供一种储能设备，其包括如前述任一实施例中的谐振变换器。该谐振变换器用于将输入的直流电源转换为储能设备所需要的电压后给储能设备中的电池包供电，或者将储能设备中的电池包的电压转换为目标电压后输出给后级电路。
通过设置上述短路保护电路，可以提高储能设备的运行稳定性以及可靠性。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种谐振变换器的短路保护电路，其特征在于，包括：
状态采集电路，用于采集所述谐振变换器启动状态的标志位信号；
电流采样电路，连接于所述谐振变换器的输出端，用于采集所述谐振变换器的输出电流；
电压采样电路，连接于所述谐振变换器的输出端，用于采集所述谐振变换器的输出电压；
第一比较电路，所述第一比较电路的第一输入端与所述电流采样电路连接，以接收所述输出电流；所述第一比较电路的第二输入端用于接收电流保护阈值；所述第一比较电路用于在所述输出电流大于所述电流保护阈值时，输出第一比较结果；
第二比较电路，所述第二比较电路的第一输入端与所述电压采样电路连接，以接收所述输出电压；所述第二比较电路的第二输入端用于接收电压保护阈值；所述第二比较电路用于在所述输出电压小于所述电压保护阈值时，输出第二比较结果；以及
控制电路，分别与所述状态采集电路、所述第一比较电路和所述第二比较电路连接；所述控制电路用于根据所述标志位信号、所述第一比较结果和所述第二比较结果输出关断信号给所述谐振变换器，所述关断信号用于控制所述谐振变换器停止输出。
2.根据权利要求1所述的短路保护电路，其特征在于，所述第一比较电路包括第一运算放大器，所述第一运算放大器的同相输入端连接所述第一比较电路的第一输入端；所述第一运算放大器的反相输入端连接第一比较电路的第二输入端；所述第一运算放大器的输出端连接所述第一比较电路的输出端连接；和/或
所述第二比较电路包括第二运算放大器，所述第二运算放大器的同相输入端与所述第二比较电路的第二输入端连接；所述第二运算放大器的反相输入端与所述第二比较电路的第一输入端连接；所述第二运算放大器的输出端与所述第二比较电路的输出端连接。
3.根据权利要求1所述的短路保护电路，其特征在于，所述控制电路具体用于：
在所述标志位信号为第一状态，且同时接收到所述第一比较结果和所述第二比较结果时，输出所述关断信号给所述谐振变换器；所述第一状态表征所述谐振变换器的启动未完成状态；
在所述标志位信号为第二状态，且接收到所述第一比较结果或者所述第二比较结果时，输出所述关断信号给所述谐振变换器；所述第二状态表征所述谐振变换器的启动完成状态。
4.根据权利要求3所述的短路保护电路，其特征在于，所述控制电路包括或非门、与非门和切换单元；所述与非门的两个输入端分别与所述第一运算放大器、所述第二运算放大器的输出端连接，所述与非门的输出端与所述切换单元的第一输入端连接；所述或非门的两个输入端分别与所述第一运算放大器、所述第二运算放大器的输出端连接，所述或非门的输出端与所述切换单元的第二输入端连接；所述切换单元的受控端还与所述状态采集电路连接，所述切换单元用于在所述标志位信号为第一状态时，根据所述第二输入端的输入输出所述关断信号，并在所述标志位信号为第二状态时，根据所述第一输入端的输入输出所述关断信号。
5.根据权利要求1所述的短路保护电路，其特征在于，还包括：
第一计时电路，用于计量所述第一比较结果的持续时长；以及
第二计时电路，用于计量所述第二比较结果的持续时长；
所述控制电路用于在所述第一计时电路计量的持续时长以及所述第二计时电路计量的持续时长达到预设时间阈值时，根据所述标志位信号、所述第一比较结果和所述第二比较结果输出所述关断信号给所述谐振变换器。
6.根据权利要求5所述的短路保护电路，其特征在于，所述预设时间阈值在400微秒至600微秒之间；和/或
所述电流保护阈值为25安培，所述电压保护阈值为25伏特。
7.一种谐振变换器，其特征在于，包括谐振变换电路以及如权利要求1至6任意所述的短路保护电路。
8.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，还包括反馈控制电路；所述反馈控制电路包括电压外环、电流内环和脉冲调制电路，所述电压外环用于根据目标输出电压和所述输出电压之间的偏差生成电流环给定信号，所述电流内环用于根据所述电流环给定信号和所述输出电流之间的偏差生成相应的控制量；所述脉冲调制电路用于根据所述控制量生成相应的脉冲信号至所述控制电路；所述控制电路用于在未生成所述关断信号时，根据所述驱动信号控制所述谐振变换电路工作。
9.根据权利要求8所述的谐振变换器，其特征在于，还包括过流保护电路；所述过流保护电路的第一输入端用于接收采样电流，所述过流保护电路的第二输入端用于接收对应于所述采样电流的电流阈值；所述过流保护电路用于在所述采样电流大于所述电流阈值时，输出过流信号给所述控制电路；所述控制电路还用于根据所述过流信号生成所述关断信号；其中，所述采样电流为所述谐振变换电路的直流母线电流、谐振电流或者所述输出电流滤波前的电流。
10.一种储能设备，其特征在于，包括如权利要求7至9任一所述的谐振变换器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202121776792.3U CN216016437U (zh) | 2021-07-30 | 2021-07-30 | 谐振变换器的短路保护电路、谐振变换器以及储能设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN202121776792.3U CN216016437U (zh) | 2021-07-30 | 2021-07-30 | 谐振变换器的短路保护电路、谐振变换器以及储能设备 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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| CN216016437U true CN216016437U (zh) | 2022-03-11 |
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ID=80528602
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|---|---|---|---|
| CN202121776792.3U Active CN216016437U (zh) | 2021-07-30 | 2021-07-30 | 谐振变换器的短路保护电路、谐振变换器以及储能设备 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN216016437U (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115955090A (zh) * | 2023-03-13 | 2023-04-11 | 季华实验室 | 一种磁控管高压电源的控制电路 |
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2021
- 2021-07-30 CN CN202121776792.3U patent/CN216016437U/zh active Active
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