CN215010783U - 一种led恒流控制电路及控制芯片 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种LED恒流控制电路及控制芯片，所述LED恒流控制电路包括：阈值产生电路、阈值比较电路、恒通检测电路以及第一开关；所述恒通检测电路用于检测所述第一开关的工作状态，并根据所述工作状态生成并输出阈值调整信号；所述阈值产生电路用于根据所述阈值调整信号调整输出的第一电压阈值；所述阈值比较电路用于根据调整后的所述第一电压阈值控制所述第一开关的工作状态。根据所述LED恒流控制电路，通过控制第一开关的导通和关断，以缓解LED负载的输出电流过冲的问题。

Description

一种LED恒流控制电路及控制芯片

技术领域

本申请涉及电子电路技术领域，尤其是涉及一种LED恒流控制电路及控制芯片。

背景技术

LED灯因具有能耗低、寿命长、污染低等优点在照明行业迅速发展。随着LED光源的普及，对LED恒流驱动控制提出了更高的要求，要求LED恒流驱动精度更高及LED驱动成本降低。现有技术中大量采用迟滞型开关控制器，其优点是恒流精度高，芯片成本低，驱动电流大。但是迟滞型开关的控制方法也存在固有的缺点，即当输入电压与LED额定电压接近时，迟滞型开关控制器将处于恒开状态，一般情况下，将导致此时的LED输出电流比额定电流高出约15％。这对于电池供电的应用，特别是汽车照明等是难以接受的，并且LED输出电流比额定电流高出15％会对LED的寿命产生影响。

实用新型内容

有鉴于此，本申请的目的在于提供一种LED恒流控制电路及控制芯片，基于开关控制信号产生用于控制第一电压阈值下降或者保持恒定的阈值调整信号，通过降低第一电压阈值，可以控制第一开关导通与关断的时机，从而使LED负载的输出电流保持在一个特定电压范围内，通过这种方式，可以缓解当输入电压与LED负载的额定电压接近时，LED负载的输出电流产生过冲的不足的问题。

本申请实施例提供了一种LED恒流控制电路，所述LED恒流控制电路包括：阈值产生电路、阈值比较电路、恒通检测电路以及第一开关；

所述恒通检测电路用于检测所述第一开关(M1)的工作状态，并根据所述工作状态生成并输出阈值调整信号；

所述阈值产生电路用于根据所述阈值调整信号调整输出的第一电压阈值；

所述阈值比较电路用于根据调整后的所述第一电压阈值控制所述第一开关的工作状态。

进一步的，所述阈值调整信号包括第一阈值调整信号和第二阈值调整信号；

所述第一阈值调整信号为控制所述第一电压阈值下降的阈值调整信号；

所述第二阈值调整信号为控制所述第一电压阈值保持恒定的阈值调整信号。

进一步的，所述恒通检测电路在检测到所述第一开关处于导通状态时，则监测所述第一开关的导通时间，并将所述第一开关的导通时间与预先设置的导通时间阈值进行比较；

当所述第一开关的导通时间大于所述导通时间阈值时，则产生并输出第一阈值调整信号；

当所述第一开关的导通时间不大于所述导通时间阈值时，则产生并输出第二阈值调整信号。

进一步的，所述阈值产生电路的第一输入端用于与第一电压源连接，所述阈值产生电路的第二输入端与所述恒通检测电路的输出端连接，所述恒通检测电路的输入端与所述阈值比较电路的输出端连接；

所述阈值比较电路的第一输入端用于输入采样电压，所述阈值比较电路的第二输入端与所述阈值产生电路的第一输出端连接，以接收第一电压阈值，所述阈值比较电路的第三输入端与所述阈值产生电路的第二输出端连接，以接收第二电压阈值，所述阈值比较电路的输出端与所述第一开关的第一端连接，所述阈值比较电路基于所述第一电压阈值和所述第二电压阈值产生用于控制所述第一开关导通或者关断的开关控制信号；

所述第一开关的第二端用于与功率电感的一端连接，所述功率电感的另一端用于与LED负载连接，所述第一开关的第三端接地。

进一步的，所述阈值产生电路包括：运算放大器、第二开关、第一阈值产生电路和第二阈值产生电路；

所述运算放大器的正相输入端用于与所述第一电压源连接，所述运算放大器的负相输入端与所述第二阈值产生电路的第二检测点连接，所述运算放大器的输出端与所述第二开关的第一端连接；

所述第二开关的第二端用于与第二电压源连接，所述第二开关的第三端分别与所述第一阈值产生电路的第一输入端和所述第二阈值产生电路的输入端连接；

所述第一阈值产生电路的输出端与所述阈值比较电路的第二输入端连接，所述第一阈值产生电路的第二输入端与所述恒通检测电路的输出端连接，所述第一阈值产生电路用于生成所述第一电压阈值，并根据所述阈值调整信号调整输出的第一电压阈值；

所述第二阈值产生电路的输出端与所述阈值比较电路的第三输入端连接，用于生成第二电压阈值并输入至所述阈值比较电路，所述第一电压阈值大于所述第二电压阈值。

进一步的，所述第一阈值产生电路包括：第一电阻、第二电阻以及第三电阻；

所述第一电阻的一端与所述第二开关的第三端连接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻的一端连接，所述第二电阻的另一端与所述第三电阻的一端连接，所述第三电阻的另一端接地；

所述第一阈值产生电路的第一检测点位于所述第一电阻和所述第二电阻之间，所述第一检测点与所述阈值比较电路的第二输入端连接。

进一步的，所述第一阈值产生电路还包括第三开关；

所述第三开关的第一端与所述恒通检测电路的输出端连接，所述第三开关的第二端与所述第三电阻的一端连接，所述第三开关的第三端与所述第三电阻的另一端连接。

进一步的，所述第二阈值产生电路包括：第四电阻、第五电阻、第六电阻；

所述第四电阻的一端与所述第二开关的第三端连接，所述第四电阻的另一端与所述第五电阻一端连接，所述第五电阻的另一端与所述第六电阻的一端连接，所述第六电阻的另一端接地；

所述第二阈值产生电路的第二检测点位于所述第四电阻和所述第五电阻之间，所述第二检测点与所述运算放大器的负相输入端连接；

所述第二阈值产生电路的第三检测点位于所述第五电阻和所述第六电阻之间，所述第三检测点与所述阈值比较电路的第三输入端连接。

进一步的，所述恒通检测电路包括：CMOS电路、延迟电路以及反相器；

所述CMOS电路的输入端与所述阈值比较电路的输出端连接，所述CMOS电路的输出端分别与所述延迟电路的第一端及所述反相器的输入端连接，所述CMOS电路的电源端用于与第三电压源连接，所述CMOS电路的接地端与所述延迟电路的第二端连接，所述延迟电路的第三端接地，所述反相器的输出端与所述阈值产生电路的第二输入端连接。

进一步的，所述延迟电路包括：第一电容和第七电阻；

所述第一电容的一端与所述CMOS电路的输出端连接，所述第一电容的另一端接地，所述第七电阻的一端与所述CMOS电路的接地端连接，所述第七电阻的另一端接地。

进一步的，所述LED恒流控制电路还包括：电流采样电路；

所述电流采样电路用于检测流经LED负载的采样电流，并将所述采样电流转换成对应的采样电压，将所述采样电压输出至所述阈值比较电路；

进一步的，所述电流采样电路的第一输入端用于与第四电压源连接，所述电流采样电路的第二输入端用于与LED负载连接，所述电流采样电路的输出端与所述阈值比较电路的第一输入端连接。

本申请实施例还提供了一种LED恒流控制方法，所述LED恒流控制方法应用于LED恒流控制电路，所述LED恒流控制方法包括：

由所述恒通检测电路检测第一开关的工作状态，并根据所述工作状态生成并输出阈值调整信号；

由所述阈值产生电路根据所述阈值调整信号调整输出的第一电压阈值；

由所述阈值比较电路根据调整后的所述第一电压阈值控制所述第一开关的工作状态。

进一步的，所述阈值调整信号包括第一阈值调整信号和第二阈值调整信号；

所述第一阈值调整信号为控制所述第一电压阈值下降的阈值调整信号；

所述第二阈值调整信号为控制所述第一电压阈值保持恒定的阈值调整信号。

本申请实施例还提供了一种LED恒流控制芯片，包括所述LED恒流控制电路。

本申请实施例所提供的LED恒流控制电路及控制芯片，能够基于开关控制信号产生用于控制第一电压阈值下降或者保持恒定的阈值调整信号，通过降低第一电压阈值，以控制第一开关导通与关断的时机，从而使LED负载的输出电流保持在一个特定电压范围内，以缓解当输入电压与LED负载的额定电压接近时，LED负载的输出电流产生过冲的不足。

为使本申请的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1示出了本申请实施例所提供的现有技术中迟滞型开关控制器的结构示意图；

图2示出了本申请实施例所提供的现有技术中迟滞型开关控制器的工作过程各电气量波形；

图3示出了本申请实施例所提供的现有技术中迟滞型开关控制器的LED负载的输出电流与输入电压的关系示意图；

图4示出了本申请实施例所提供的一种LED恒流控制电路的结构框图；

图5示出了本申请实施例所提供的一种LED恒流控制电路的结构示意图；

图6示出了本申请实施例所提供的LED负载的输出电流与输入电压的关系示意图；

图7示出了本申请实施例所提供的阈值产生电路的结构示意图；

图8示出了本申请实施例所提供的恒通检测电路的结构示意图；

图9示出了本申请实施例所提供的阈值比较电路的结构示意图；

图10示出了本申请实施例所提供的另一种LED恒流控制电路的结构示意图；

图11示出了本申请实施例所提供的电流采样电路的结构示意图；

图12示出了本申请实施例所提供的一种LED恒流控制方法的流程图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的每个其他实施例，都属于本申请保护的范围。

经研究发现，现有技术中大量采用迟滞型开关控制器。图1为现有技术中迟滞型开关控制器的结构示意图。参照图1，如图1所示的迟滞型开关控制器由电流采样电路、阈值比较器和功率开关M0组成，这里，功率开关为NMOS。迟滞型开关控制器的优点是恒流精度高，芯片成本低，驱动电流大。但是当输入电压与LED负载的额定电压接近时，迟滞型开关控制器将处于恒开状态，从而导致LED负载的输出电流会比LED负载的额定电流高出约15％，这对于电池供电的应用，特别是汽车照明等是难以接受的，此外，LED负载的输出电流比LED负载的额定电流高出15％，还会对LED寿命造成影响。

图2为现有技术中迟滞型开关控制器的输出电流示意图。如图2所示，迟滞型开关控制器采用两个电压阈值VRH和VRL来分别限定采样电压的峰值和谷值，其中，采样电压可以表征LED负载两端的电压，其中VRH为采样电压的峰值，即当采样电压升到VRH后，PWM信号为低电平信号，以控制功率开关M0关断，此时，功率电感L释放能量，导致采样电压随之下降，从而使LED负载的输出电流下降；当采样电压降到VRL后，PWM信号为高电平信号，以控制功率开关闭合，此时，由于功率电感L储存能量，导致采样电压随之上升，从而使LED负载的输出电流升高。因此，采样电压的平均值可以通过以下公式进行设定VREF＝(VRH+VRL)/2，进一步的，由于LED负载的输出电流与功率电感L的输出电流相等，那么，LED负载的输出电流的平均值可以表示为ILED＝(VRH+VRL)/(2×RS)＝VREF/RS，其中，VRH和VRL与VREF还具有以下关系：VRH＝1.15×VREF，而VRL＝0.85×VREF。

图3为现有技术中LED负载的输出电流与输入电压的关系示意图。如图3所示，当输入电压VIN远大于LED负载的额定电压VLED时，LED负载的输出电流ILED恒定不变，但当输入电压VIN与LED负载的额定电压VLED较接近时，即输入电压VIN与LED负载的额定电压VLED的差值小于特定电压值△V时，LED负载的输出电流ILED会增大1.15倍，其中，△V约为采样电压VREF的1.15倍。造成上述LED负载的输出电流ILED增大1.15倍的原因是，当输入电压VIN与LED负载的额定电压VLED接近且功率开关M0闭合时，LED负载的输出电流ILED可以表示为：ILED＝(VIN-VLED)/(RS+Rdson)，其中，Rdson为功率开关M0闭合时的阻抗。如果此时ILED×RS≤VRH，则功率开关M0导通，且LED负载的输出电流ILED恒为(VIN-VLED)/(RS+Rdson)。又因为VRH＝1.15×VREF，在临界情况下，LED负载的输出电流ILED可以表示为：ILED＝(VIN-VLED)/(RS+Rdson)＝1.15×VREF/RS＝1.15×ILED。可见，当输入电压VIN与LED负载的额定电压VLED接近时，LED负载的输出电流ILED将有15％的过冲，且过冲量正比于VRH/VREF，即VRH越大，过冲量越大。这便是迟滞型开关控制器固有的架构问题。

有鉴于此，本申请提供一种LED恒流控制电路，以解决现有技术中当输入电压与LED负载的额定电压接近时，LED负载的输出电流产生过冲的不足。

图4为本申请实施例所提供的一种LED恒流控制电路的结构框图。如图4所示，LED恒流控制电路包括：阈值产生电路10、阈值比较电路20、恒通检测电路30以及第一开关M1。

具体的，恒通检测电路30用于检测第一开关M1的工作状态，并根据该工作状态生成并输出阈值调整信号；阈值产生电路10用于根据阈值调整信号调整输出的第一电压阈值；阈值比较电路20用于根据调整后的第一电压阈值控制第一开关M1的工作状态。

这里，阈值调整信号包括第一阈值调整信号和第二阈值调整信号。其中，第一阈值调整信号为控制第一电压阈值下降的阈值调整信号。第二阈值调整信号为控制第一电压阈值保持恒定的阈值调整信号。

这里，恒通检测电路30在检测到第一开关M1处于导通状态时，则监测第一开关M1的导通时间，并将第一开关M1的导通时间与预先设置的导通时间阈值进行比较。当第一开关M1的导通时间大于导通时间阈值时，则产生并输出第一阈值调整信号。当第一开关M1的导通时间不大于导通时间阈值时，则产生并输出第二阈值调整信号。

作为示例，第一开关M1的工作状态可以为导通状态和关断状态。当恒通检测电路30检测到第一开关M1处于导通状态时，则监测第一开关M1的导通时间。当第一开关M1的导通时间大于导通时间阈值时，则产生并输出用于控制第一电压阈值下降的第一阈值调整信号。当第一开关M1的导通时间不大于导通时间阈值时，则产生并输出用于控制第一电压阈值保持恒定的第二阈值调整信号。阈值比较电路20根据调整后的第一电压阈值控制第一开关M1的导通或者关断。

下面将结合图5详细说明LED恒流控制电路的结构及工作原理。

图5为本申请实施例所提供的一种LED恒流控制电路的结构示意图。如图5所示，阈值产生电路10的第一输入端用于与第一电压源V1连接。阈值产生电路10的第二输入端与恒通检测电路30的输出端连接。恒通检测电路30的输入端与阈值比较电路20的输出端连接。阈值比较电路20的第一输入端用于输入采样电压。阈值比较电路20的第二输入端与阈值产生电路10的第一输出端连接，以接收第一电压阈值。阈值比较电路20的第三输入端与阈值产生电路10的第二输出端连接，以接收第二电压阈值。阈值比较电路20的输出端与第一开关M1的第一端连接。阈值比较电路20基于第一电压阈值和第二电压阈值产生用于控制第一开关M1导通或者关断的开关控制信号。第一开关M1的第二端用于与功率电感L的一端连接。功率电感L的另一端用于与LED负载连接，第一开关M1的第三端接地。

LED恒流控制电路的工作原理为：阈值产生电路10基于第一电压源V1提供的基准源电压分别生成第一电压阈值和第二电压阈值。其中，第一电压阈值大于第二电压阈值。阈值比较电路20将采样电压与第一电压阈值和第二电压阈值进行比较，并基于比较结果生成控制第一开关M1导通或者关断的开关控制信号。其中，采样电压可以通过传统的采样电路检测得到。采样电压用于表征LED负载两端的电压。

当第一开关M1导通时，功率电感L储存能量，由于功率电感L的输出电流与LED负载的输出电流相同，则LED负载的输出电流升高。当第一开关M1关断时，功率电感L释放能量，则LED负载的输出电流下降。其中，第一开关M1可以是MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)或者IGBT(Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)等可控开关管。同时，在阈值比较电路20输出控制第一开关导通的开关控制信号时，由恒通检测电路30检测开关控制信号的持续时间，并根据开关控制信号的持续时间产生用于控制第一电压阈值的降低或者保持恒定的阈值调整信号。通过降低第一电压阈值，以控制第一开关的导通与关断时机，从而使LED负载的输出电流保持在一个特定电压范围内，以缓解LED负载的输出电流过冲的问题。

基于本申请实施例所提供的LED恒流控制电路，可以得到如图6所示的LED负载的输出电流与输入电压的关系示意图。如图6所示，横坐标为LED恒流控制电路的输入电压，纵坐标为LED负载的输出电流，VLED为LED负载的额定电压，Iout为LED负载的额定电流。由图6可知，当输入电压与LED负载的额定电压相差较大时，LED负载的输出电流持续稳定的上升。当输入电压与LED负载的额定电压较接近时，LED负载的输出电流在升高至LED负载的额定电流后保持恒定，并未出现电流过冲的现象。

下面将结合图7具体说明阈值产生电路10的结构和工作原理。

图7为本申请实施例提供的阈值产生电路10的结构示意图。如图7所示，阈值产生电路10包括：运算放大器A1、第二开关M2、第一阈值产生电路101和第二阈值产生电路102。

具体说来，运算放大器A1的正相输入端用于与第一电压源V1连接。运算放大器A1的负相输入端与第二阈值产生电路102的第二检测点F2连接。运算放大器A1的输出端与第二开关M2的第一端连接。第二开关M2的第二端用于与第二电压源V2连接。第二开关M2的第三端分别与第一阈值产生电路101的第一输入端和第二阈值产生电路102的输入端连接。第一阈值产生电路101的输出端与阈值比较电路20的第二输入端连接。第一阈值产生电路101的第二输入端与恒通检测电路30的输出端连接。第一阈值产生电路101用于生成第一电压阈值，并根据阈值调整信号调整输出的第一电压阈值。第二阈值产生电路102的输出端与阈值比较电路20的第三输入端连接。第二阈值产生电路102用于生成并输出第二电压阈值。其中，第一电压阈值大于第二电压阈值。

基于具有上述结构的阈值产生电路10，可以分别产生并输出第一电压阈值和第二电压阈值。具体的，第一电压源V1为运算放大器A1产生基准源电压。运算放大器A1根据基准源电压和第二检测点F2处的电压，调节第二电压源的电压，从而使第二电压源V2为第一阈值产生电路101和第二阈值产生电路102提供工作电压，以使第一阈值产生电路101产生并输出第一电压阈值，使第二阈值产生电路102产生并输出第二电压阈值。

作为示例，图7所示的第二阈值产生电路102包括：第四电阻R4、第五电阻R5以及第六电阻R6。第四电阻R4的一端与第二开关M2的第三端连接。第四电阻R4的另一端与第五电阻R5的一端连接。第五电阻R5的另一端与第六电阻R6的一端连接。第六电阻R6的另一端接地。第二阈值产生电路102的第二检测点F2位于第四电阻R4和第五电阻R5之间。第二检测点F2与运算放大器A1的负相输入端连接。第二阈值产生电路102的第三检测点位于第五电阻R5和第六电阻R6之间。第三检测点F3与阈值比较电路20的第三输入端连接。

基于具有上述结构的第二阈值产生电路102，在第二开关M2导通时，第二阈值产生电路102中的第四电阻R4、第五电阻R5和第六电阻R6依次串联。将第二检测点F2处的电压作为运算放大器A1的负相输入端电压输入至运算放大器A1中。将第三检测点F3处的电压作为第二电压阈值输入至阈值比较电路20。那么，影响第二电压阈值的因素为第四电阻R4、第五电阻R5与第六电阻R6的大小。

作为示例，图7所示的阈值产生电路10的第一阈值产生电路101包括：第一电阻R1、第二电阻R2以及第三电阻R3。第一电阻R1的一端与第二开关M2的第三端连接。第一电阻R1的另一端与第二电阻R2一端连接。第二电阻R2的另一端与第三电阻R3的一端连接。第三电阻R3的另一端接地。第一阈值产生电路101的第一检测点F1位于第一电阻R1和第二电阻R2之间。第一检测点F1与阈值比较电路20的第二输入端连接。

基于具有上述结构的第一阈值产生电路101，在第二开关M2导通时，第一阈值产生电路101中的第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3依次串联。将第一检测点F1处的电压作为第一电压阈值输入至阈值比较电路20。那么，影响第一电压阈值的因素为第一电阻R1、第二电阻R2与第三电阻R3的大小。

作为示例，图7所示的第一阈值产生电路101还包括第三开关M3。第三开关M3的第一端与恒通检测电路30的输出端连接。第三开关M3的第二端与第三电阻R3的一端连接。第三开关M3的第三端与第三电阻R3的另一端连接。

基于具有上述结构的第一阈值产生电路101，当第三开关M3导通时，第三开关M3相当于导线，则第三电阻R3被短路，在第一阈值产生电路101中第一电阻R1与第二电阻R2串联。仍将第一检测点F1处的电压作为第一电压阈值输入至阈值比较电路20。那么，影响第一电压阈值的因素为第以电阻R1和第二电阻R2的大小。当第三开关M3关断时，第一阈值产生电路101的结构与不包括第三开关M3时类似，影响第一电压阈值的因素仍然为第一电阻R1、第二电阻R2与第三电阻R3的大小。其中，第三开关M3可以是MOSFET或者IGBT等可控开关管。

那么，在不改变电阻的情况下，当第三开关M3导通时，第三电阻R3被短路，导致第一电压阈值下降。当第三开关M3关断时，第一电压阈值保持恒定。可见，基于具有上述结构的第一阈值产生电路101，通过控制第三开关M3的导通或者关断，可以控制第一电压阈值的降低或者保持恒定。

具体的，当第三开关M3导通时，基准源电压与第一电压阈值和第二电压阈值具有如下式所示的关系：

VRH＝2×VREF-VRL， (1)

(1)式中，VRH为第一电压阈值，VRL为第二电压阈值，VREF为基准源电压。

当第三开关M3关断时，基准源电压与第一电压阈值和第二电压阈值具有如下式所示的关系：

VRH＝VREF， (2)

由上述式(1)和(2)可知，第一阈值产生电路101可以控制第一电压阈值降低至第一电压阈值与第二电压阈值的平均值。

其中，控制阈值产生电路10中的第三开关M3导通或者关断的阈值调整信号是由恒通检测电路30产生的。下面将以图8为例具体说明恒通检测电路30的结构和工作原理。

图8为本实施例提供的恒通检测电路30的结构示意图。如图8所示，恒通检测电路30包括：CMOS电路301、延迟电路302以及反相器303。

具体来说，本申请实施例采用具有单边延迟功能的恒通检测电路30。其中，CMOS电路301的输入端与阈值比较电路20的输出端连接。CMOS电路301的输出端分别与延迟电路302的第一端及反相器303的输入端连接。CMOS电路301的电源端用于与第三电压源V3连接。CMOS电路301的接地端与延迟电路302的第二端连接。延迟电路302的第三端接地。反相器303的输出端与阈值产生电路10的第二输入端连接。

作为示例，延迟电路302包括：第一电容C1和第七电阻R7。第一电容C1的一端与CMOS电路301的输出端连接。第一电容C1的另一端接地。第七电阻R7的一端与CMOS电路301的接地端连接。第七电阻R7的另一端接地。

基于具有上述结构的恒通检测电路30，通过开关控制信号确定第一开关的工作状态，并根据第一开关的工作状态延迟产生阈值调整信号。其中，开关控制信号包括：控制第一开关M1导通的第一控制信号，和控制第一开关M1关断的第二控制信号。恒通检测电路30只有当开关控制信号为控制第一开关M1导通的第一控制信号时，才会生成并输出控制第一阈值产生电路101中的第三开关M3导通或者关断的阈值调整信号。具体的，阈值调整信号的生成方法是：当开关控制信号为控制第一开关M1导通的第一控制信号时，则监测第一开关M1的导通时间。当第一开关M1的导通时间大于预先设定的导通时间阈值时，恒通检测电路30产生并输出控制第一电压阈值下降的第一阈值调整信号。该第一阈值调整信号用于控制第三开关M3导通。当第一开关M1的导通时间不大于预先设定的导通时间阈值时，恒通检测电路30产生并输出控制第一电压阈值保持恒定的第二阈值调整信号，该第二阈值调整信号用于控制第三开关M3关断。

作为示例，控制第一开关M1导通的开关控制信号可以为高电平信号。即当开关控制信号为高电平信号时，第一开关M1导通，那么，恒通检测电路30可以根据高电平信号的持续时间，产生阈值调整信号。具体的，当高电平信号的持续时间大于预先设定的导通时间阈值时，恒通检测电路30产生并输出高电平信号，以控制第一阈值产生电路101的第三开关M3导通。当高电平信号的持续时间不大于预先设定的导通时间阈值时，恒通检测电路30产生并输出低电平信号，以控制第一阈值产生电路101的第三开关M3关断。其中，持续时间阈值应该设置在20-50μs的时间范围内，以精准控制第三开关M3的导通和关断时机。

其中，恒通检测电路30所检测的开关控制信号由阈值比较电路20产生，下面将结合图9具体说明阈值比较电路20的结构和工作原理。

图9为本实施例提供的阈值比较电路20的结构示意图。如图9所示，阈值比较电路20包括：第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、第一与非逻辑门U1、第二与非逻辑门U2以及第一非逻辑门U3。

具体说来，第一比较器COMP1的正相输入端与第一阈值产生电路101的第一检测点F1连接，以输入第一电压阈值。第一比较器COMP1的负相输入端用于输入采样电压。第一比较器COMP1的输出端与第一与非逻辑门U1的第一输入端连接。第二比较器COMP2的正相输入端用于输入采样电压。第二比较器COMP2的负相输入端与第二阈值产生电路的第三检测点F3连接，以输入第二电压阈值。第二比较器COMP2的输出端与第二与非逻辑门U2的第一输入端连接。第一与非逻辑门U1的第二输入端与第二与非逻辑门U2的输出端连接。第一与非逻辑门U1的输出端与第一非逻辑门U3连接。第二与非逻辑门U2的第二输入端与第一与非逻辑门U1的输出端连接。第一非逻辑门U3的输出端与第一开关M1连接，以输出控制第一开关M1导通或者关断的开关控制信号。

基于具有上述结构的阈值比较电路20，能够将采样电压与第一电压阈值及第二电压阈值进行比较，并根据比较结果产生并输出控制第一开关M1导通或者关断的开关控制信号。其中，开关控制信号包括：控制第一开关M1导通的第一控制信号，和控制第一开关M1关断的第二控制信号。具体的，当采样电压小于第二电压阈值时，阈值比较电路20产生并输出控制第一开关M1导通的第一控制信号。当采样电压大于第一电压阈值时，阈值比较电路20产生并输出控制第一开关M1关断的第二控制信号。

作为示例，控制第一开关M1导通的第一控制信号可以为高电平信号。控制第一开关M1关断的第二信号可以为低电平信号。即当采样电压大于第一电压阈值时，阈值比较电路20输出低电平信号，以控制第一开关M1关断。此时，功率电感L释放能量，从而降低LED负载的输出电流，采样电压也随之降低。当采样电压降低至第二电压阈值时，阈值比较电路20输出高电平信号，以控制第一开关M1导通。此时，功率电感L储存能量，从而提高LED负载的输出电流。

进一步的，在第一电压阈值经过调节后，第一电压阈值可以降低至第一电压阈值与第二电压阈值的平均值。那么，可以通过以下公式表示LED负载的输出电流与第一电压阈值和第二电压阈值的关系：

(3)式中，ILED为LED负载的输出电流，RS为采样电阻(即本申请实施例中的第八电阻R8)，Rdson为第一开关M1的导通阻抗。

而现有技术中的开关控制器所能实现的LED负载两端的输出电流与第一电压阈值和第二电压阈值的关系为：

由此可见，本申请所提供的LED恒流控制电流可以保证LED负载的输出电流不过冲。

其中，输入至阈值比较电路20的采样电压由电流采样电路40生成。

电流采样电路40用于检测流经LED负载的采样电流，并将采样电流转换成对应的采样电压，将采样电压输出至阈值比较电路20。其中，电流采样电路40可以通过与LED负载连接以检测流经LED负载的采样电流，也可以通过与功率电感L连接以检测流经LED负载的采样电流，还可以与LED工作电路上的其他负载连接以检测流经LED负载的采样电流，申请人在次不做任何限定。

请参阅图10，图10为本申请实施例所提供的另一种LED恒流控制电路的结构示意图。如图10所示，电流采样电路40的第一输入端用于与第四电压源V4连接，电流采样电路40的第二输入端用于与LED负载连接，电流采样电路40的输出端与阈值比较电路20的第一输入端连接。

下面将结合图11具体说明电流采样电路40的结构和工作原理。

图11为本实施例提供的电流采样电路40的结构示意图。如图11所示，电流采样电路40包括：第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第四开关Q1、第五开关Q2、第六开关Q3、第一电流负载I1以及第二电流负载I2。

具体来说，第八电阻R8的一端分别与第四电压源V4及第九电阻R10的一端连接。第八电阻R8的另一端与第九电阻R9的一端连接。第九电阻R9的另一端与第四开关Q1的第一端连接。第四开关Q1的第二端分别与第一电流负载I1的一端及第六开关Q3的第三端连接。第一电流负载I1的另一端接地。第十电阻R10的另一端分别与第五开关Q2的第一端及第六开关Q3的第一端连接。第五开关Q2的第二端与第二电流负载I2的一端连接。第二电流负载I2的另一端接地。第六开关Q3的第二端与第十一电阻R11的一端连接。第十一电阻R11的另一端接地。此外，在第八电阻R8和第九电阻R9之间设置第四检测点F4。第四检测点F4与LED负载连接。通过第四检测点F4将检测到的LED负载的采样电流输入至电流采样电路40。在第六开关Q3和第十一电阻R11之间设置第五检测点F5。第五检测点F5与阈值比较电路20的第一输入端连接，用于将产生的采样电压输入至阈值比较电路20。

基于具有上述结构的电流采样电路40，使用第四电压源V4为整个LED恒流控制电路提供输入电压，可以检测到流经LED负载的采样电流，并将采样电流转换成对应的采样电压，将该采样电压输出至阈值比较电路20。

基于具有上述结构的LED恒流控制电路，当输入电压与LED负载的额定电压相差较大时，LED恒流控制电路相当于现有的迟滞型开关控制器。而当输入电压与LED负载的额定电压较接近时，LED恒流控制电路中的恒通检测电路30会持续输出高电平信号，以控制第一电压阈值降低至第一电压阈值和第二电压阈值的平均值。进一步的，使阈值比较电路20持续输出低电平信号，以控制第一开关关断，使LED负载的输出电流稳定在一个合理的范围内，以防止LED负载的输出电流过冲，同时使LED恒流控制电路恒为工作状态。

本申请实施例所提供的LED恒流控制电路，能够基于开关控制信号产生用于控制第一电压阈值下降或者保持恒定的阈值调整信号。通过降低第一电压阈值，可以控制第一开关导通与关断的时机，从而使LED负载的输出电流保持在一个特定电压范围内。通过这种方式，可以缓解当输入电压与LED负载的额定电压接近时，LED负载的输出电流产生过冲的不足的问题。

本申请实施例中还提供了与LED恒流控制电路对应的LED恒流控制方法，由于本申请实施例中的装置解决问题的原理与本申请实施例上述方法相似，因此装置的实施可以参见方法的实施，重复之处不再赘述。

请参阅图12，图12为本申请实施例所提供的一种LED恒流控制方法的流程图。如图12所示，LED恒流控制方法包括：

S1201、由所述恒通检测电路检测第一开关的工作状态，并根据所述工作状态生成并输出阈值调整信号。

S1202、由所述阈值产生电路根据所述阈值调整信号调整输出的第一电压阈值。

S1203、由所述阈值比较电路根据调整后的所述第一电压阈值控制所述第一开关的工作状态。

进一步的，所述阈值调整信号包括第一阈值调整信号和第二阈值调整信号；

所述第一阈值调整信号为控制所述第一电压阈值下降的阈值调整信号；

所述第二阈值调整信号为控制所述第一电压阈值保持恒定的阈值调整信号。

具体的，LED恒流控制方法实现过程为：恒通检测电路通过检测第一开关的工作状态，生成阈值调整信号。当第一开关处于导通状态时，则监测第一开关的导通时间。当导通时间大于预设的持续时间阈值时，则产生用于控制第一电压阈值下降的第一阈值调整信号。阈值产生电路相应的调整第一电压阈值的大小，并将调整后的第一电压阈值输入至阈值比较电路。阈值比较电路根据调整后的第一电压阈值控制第一开关的导通或者关断。当第一开关导通时，LED负载的输出电流上升。当第一开关关断时，LED负载的输出电流下降。通过降低第一电压阈值，以控制第一开关的导通与关断时机，从而使LED负载的输出电流保持在一个特定电压范围内，以缓解LED负载的输出电流过冲的问题。

本申请实施例所提供的LED恒流控制方法，能够基于开关控制信号产生用于控制第一电压阈值下降或者保持恒定的阈值调整信号。通过降低第一电压阈值，可以控制第一开关导通与关断的时机，从而使LED负载的输出电流保持在一个特定电压范围内。通过这种方式，可以缓解当输入电压与LED负载的额定电压接近时，LED负载的输出电流产生过冲的不足的问题。

最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本申请的具体实施方式，用以说明本申请的技术方案，而非对其限制，本申请的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种LED恒流控制电路，其特征在于，所述LED恒流控制电路包括：阈值产生电路(10)、阈值比较电路(20)、恒通检测电路(30)以及第一开关(M1)；

所述阈值产生电路(10)的第一输入端用于与第一电压源(V1)连接，所述阈值产生电路(10)的第二输入端与所述恒通检测电路(30)的输出端连接，所述恒通检测电路(30)的输入端与所述阈值比较电路(20)的输出端连接；

所述阈值比较电路(20)的第一输入端用于输入采样电压，所述阈值比较电路(20)的第二输入端与所述阈值产生电路(10)的第一输出端连接，以接收第一电压阈值，所述阈值比较电路(20)的第三输入端与所述阈值产生电路(10)的第二输出端连接，以接收第二电压阈值，所述阈值比较电路(20)的输出端与所述第一开关(M1)的第一端连接，所述阈值比较电路(20)基于所述第一电压阈值和所述第二电压阈值产生用于控制所述第一开关(M1)导通或者关断的开关控制信号；

所述第一开关(M1)的第二端用于与功率电感(L)的一端连接，所述功率电感(L)的另一端用于与LED负载连接，所述第一开关(M1)的第三端接地。

2.根据权利要求1所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述阈值产生电路(10)包括：运算放大器(A1)、第二开关(M2)、第一阈值产生电路(101)和第二阈值产生电路(102)；

所述运算放大器(A1)的正相输入端用于与所述第一电压源(V1)连接，所述运算放大器(A1)的负相输入端与所述第二阈值产生电路(102)的第二检测点F2连接，所述运算放大器(A1)的输出端与所述第二开关(M2)的第一端连接；

所述第二开关(M2)的第二端用于与第二电压源(V2)连接，所述第二开关(M2)的第三端分别与所述第一阈值产生电路(101)的第一输入端和所述第二阈值产生电路(102)的输入端连接；

所述第一阈值产生电路(101)的输出端与所述阈值比较电路(20)的第二输入端连接，所述第一阈值产生电路(101)的第二输入端与所述恒通检测电路(30)的输出端连接，所述第一阈值产生电路(101)用于生成所述第一电压阈值，并根据所述阈值调整信号调整输出的第一电压阈值；

所述第二阈值产生电路(102)的输出端与所述阈值比较电路(20)的第三输入端连接，用于生成第二电压阈值并输入至所述阈值比较电路(20)。

3.根据权利要求2所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述第一电压阈值大于所述第二电压阈值。

4.根据权利要求2所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述第一阈值产生电路(101)包括：第一电阻(R1)、第二电阻(R2)以及第三电阻(R3)；

所述第一电阻(R1)的一端与所述第二开关(M2)的第三端连接，所述第一电阻(R1)的另一端与所述第二电阻(R2)的一端连接，所述第二电阻(R2)的另一端与所述第三电阻(R3)的一端连接，所述第三电阻(R3)的另一端接地；

所述第一阈值产生电路(101)的第一检测点F1位于所述第一电阻(R1)和所述第二电阻(R2)之间，所述第一检测点F1与所述阈值比较电路(20)的第二输入端连接。

5.根据权利要求4所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述第一阈值产生电路(101)还包括第三开关(M3)；

所述第三开关(M3)的第一端与所述恒通检测电路(30)的输出端连接，所述第三开关(M3)的第二端与所述第三电阻(R3)的一端连接，所述第三开关(M3)的第三端与所述第三电阻(R3)的另一端连接。

6.根据权利要求2所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述第二阈值产生电路(102)包括：第四电阻(R4)、第五电阻(R5)、第六电阻(R6)；

所述第四电阻(R4)的一端与所述第二开关(M2)的第三端连接，所述第四电阻(R4)的另一端与所述第五电阻(R5)一端连接，所述第五电阻(R5)的另一端与所述第六电阻(R6)的一端连接，所述第六电阻(R6)的另一端接地；

所述第二阈值产生电路(102)的第二检测点F2位于所述第四电阻(R4)和所述第五电阻(R5)之间，所述第二检测点F2与所述运算放大器(A1)的负相输入端连接；

所述第二阈值产生电路(102)的第三检测点F3位于所述第五电阻(R5)和所述第六电阻(R6)之间，所述第三检测点F3与所述阈值比较电路(20)的第三输入端连接。

7.根据权利要求1所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述恒通检测电路(30)包括：CMOS电路(301)、延迟电路(302)以及反相器(303)；

所述CMOS电路(301)的输入端与所述阈值比较电路(20)的输出端连接，所述CMOS电路(301)的输出端分别与所述延迟电路(302)的第一端及所述反相器(303)的输入端连接，所述CMOS电路(301)的电源端用于与第三电压源(V3)连接，所述CMOS电路(301)的接地端与所述延迟电路(302)的第二端连接，所述延迟电路(302)的第三端接地，所述反相器(303)的输出端与所述阈值产生电路(10)的第二输入端连接。

8.根据权利要求7所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述延迟电路(302)包括：第一电容(C1)和第七电阻(R7)；

所述第一电容(C1)的一端与所述CMOS电路(301)的输出端连接，所述第一电容(C1)的另一端接地，所述第七电阻(R7)的一端与所述CMOS电路(301)的接地端连接，所述第七电阻(R7)的另一端接地。

9.根据权利要求1所述的LED恒流控制电路，其特征在于，所述LED恒流控制电路还包括：电流采样电路(40)；

所述电流采样电路(40)的第一输入端用于与第四电压源(V4)连接，所述电流采样电路(40)的第二输入端用于与LED负载连接，所述电流采样电路(40)的输出端与所述阈值比较电路(20)的第一输入端连接。

10.一种LED恒流控制芯片，其特征在于，包括如权利要求1-9任一项所述的LED恒流控制电路。

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