CN214014124U

CN214014124U - 一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器

Info

Publication number: CN214014124U
Application number: CN202120023896.0U
Authority: CN
Inventors: 代云中; 罗钟雨; 代艳霞; 林弘宇; 刘健洋; 刘勇; 李泓廷; 游元庆; 鲁庆东; 屈珣; 冷云松; 林虹宇; 张鑫坤; 彭宇峰; 程健钊
Original assignee: Yibin Vocational and Technical College
Current assignee: Yibin Vocational and Technical College
Priority date: 2021-01-06
Filing date: 2021-01-06
Publication date: 2021-08-20
Anticipated expiration: 2031-01-06

Abstract

本实用新型公开了无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器，本实用新型的逆变器包括光伏电池阵列PV、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄、二极管D₅、二极管D₆、储能电感L₁、储能电感L₂、交流滤波电容C_f、交流滤波电感L_f1、交流滤波电感L_f2和电网u_g。本实用新型提出的无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器拓扑，能够有效抑制高频共模漏电流。

Description

一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器

技术领域

本实用新型属于电子电力技术领域，具体涉及一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器。

背景技术

电流型并网逆变器(Current Source Grid-connected Inverter，CSGCI)由于电流源的恒流特性，输出的电流与阻抗无关，仅与输出的电压和阻抗有关，通过改变阻抗值大小达到控制电压的目的，CSGCI具有良好的升压性能。此外CSGCI输出电流可以直接通过滤波器流入到电网之中，并不需要其他额外的器件来进行信号转换，具有响应速度快且功率因数高的优点。现有的桥式对称电感配置CSGCI电路拓扑如图1所示，该逆变器结构简单，具有单极性调制和三电平输出等特性，因此得到了广泛应用。但该逆变器当跨接在电流源两侧的开关同时断开时，电流的充电路径将被阻塞，开关管之间将承受巨大的电压峰值。因此在实际工程中需要在同一桥臂上当开关管在切换时，需要在开关之间加入重叠时间。而重叠时间的引入会增加并网电流谐波含量，降低并网逆变器(Grid-connected Inverter，GCI)的电能质量。同时，德国VDE-0126-1-1标准规定，漏电流幅值高于300mA时光伏GCI必须在0.3s内从电网中切除。另外，该拓扑并未实现在续流阶段将光伏电池板与电网相隔离，当采用单极性调制时，共模电压高频变化，漏电流较大。若要并入电网需加入隔离变压器，但又会增大逆变器的体积和成本，降低了***的功率密度。

实用新型内容

为了解决现有电流型并网逆变器共模漏电流较大的技术问题，本实用新型提供了一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器。本实用新型能够有效抑制逆变器的高频共模漏电流，且漏电流满足VDE-0126-1-1的标准。

本实用新型通过下述技术方案实现：

一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器，本实用新型的逆变器包括光伏电池阵列PV、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄、二极管D₅、二极管D₆、储能电感L₁、储能电感L₂、交流滤波电容C_f、交流滤波电感L_f1、交流滤波电感L_f2和电网u_g；

其中，所述光伏电池阵列PV直流电压正端连接所述储能电感L₁的一端，所述储能电感L₁的另一端与所述功率开关管S₁的一端、功率开关管S₂的一端连接，所述功率开关管S₁的另一端与所述二极管D₁的一端连接，所述功率开关管S₂的另一端与所述二极管D₂的一端连接，所述二极管D₁的另一端与所述功率开关管S₃的一端、所述交流滤波电容C_f的一端、所述交流滤波电感L_f1的一端连接，所述二极管D₂的另一端与所述二极管D₄的一端、所述交流滤波电容C_f的另一端、所述交流滤波电感L_f2的一端连接，所述功率开关管S₃的另一端与所述二极管D₃的一端连接，所述二极管D₄的另一端与所述功率开关管S₄的一端连接；所述交流滤波电感L_f1的另一端与所述电网u_g的一端连接，所述电网u_g的另一端与所述交流滤波电感L_f2的另一端连接；所述光伏电池阵列PV直流电压负端连接所述储能电感L₂的一端，所述储能电感L₂的另一端与所述二极管D₃的另一端、所述功率开关管S₄的另一端连接；

串联连接的所述功率开关管S₅与二极管D₅与所述储能电感L₁并联；串联连接的所述功率开关管S₆与二极管D₆与所述储能电感L₂并联。

现有电流型并网逆变器需要设置重叠时间以防止在换流期间出现的开路问题，且在续流期间并没有实现直流侧与交流侧的隔离，针对该问题，本实用新型还通过在逆变器两桥臂间引入了两支滤波电容，使得在模态转换过程中，在无需设置重叠时间情况下，电流源电感电流能够顺利完成续流，开关管上将不会出现较大的电压峰值。

具体的，本实用新型的逆变器还包括滤波电容C₁和滤波电容C₂；

所述滤波电容C₁与所述功率开关管S₂并联连接；

所述滤波电容C₂与所述功率开关管S₄并联连接。

优选的，本实用新型的光伏电池阵列PV直流电压正端对地分布电容为C_pv1，所述光伏电池阵列PV直流电压负端对地分布电容为C_pv2，其中，C_pv1＝C_pv2。本实用新型的光伏电池阵列PV直流电压两端对地分布电容具有隔离直流电源的作用。

优选的，本实用新型的储能电感L₁和储能电感L₂的感值相同，以消除差模漏电流。

优选的，本实用新型的逆变器工作在模态1时，i_g>0，S₁和S₄导通，S₂、S₃、S₅和S₆关断，PV-L₁-S₁-D₁-C_f-D₄-S₄-L₂构成正向充电闭合回路，同时L_f1-u_g-L_f2-C_f构成正向充电，向电网u_g供电；i_g为并网电流。

优选的，本实用新型的逆变器工作在模态2时，i_g>0，S₅和S₆导通，S₁、S₂、S₃和S₄关断，L₁-S₅构成光伏电池阵列正端续流回路，L₂-S₆构成光伏电池阵列负端续流回路，同时L_f1-u_g-L_f2-C_f构成正向放电，向电网u_g供电；i_g为并网电流。

优选的，本实用新型的逆变器工作在模态3时，i_g<0，S₂和S₃导通，S₁、S₄、S₅和S₆关断，PV-L₁-S₂-D₂-C_f-S₃-D₃-L₂构成正向充电闭合回路，同时L_f1-u_g-L_f2-C_f构成反向充电，向电网u_g供电；i_g为并网电流。

优选的，本实用新型的逆变器工作在模态4时，i_g<0，S₅和S₆导通，S₁、S₂、S₃和S₄关断，PV-L₁-S₅构成负向直流侧续流回路，同时L_f1-u_g-L_f2-C_f构成正向放电，向电网u_g负向供电；i_g为并网电流。

优选的，本实用新型的逆变器的工作模态转换时，PV-L₁-C₁-D₃-D₄-C₂-L₂构成重叠时间段内的电感电流续流回路。

本实用新型具有如下的优点和有益效果：

1、本实用新型提出的无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器拓扑，能够有效抑制高频共模漏电流。

2、本实用新型在无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器拓扑结构的两桥臂的两开关管间引入了防止电流型并网逆变器开路的滤波电容，具有无需设置重叠时间，并网电流总谐波畸变小的优点。

3、本实用新型采用高性能二极管D₁-D₆可以保证电流的流向，使电流不会通过IGBT性能较差的体二极管，从而提高逆变器的可靠性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本实用新型实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型实施例的限定。在附图中：

图1为现有电流型并网逆变器拓扑结构图。

图2为本实用新型的电流型并网逆变器拓扑结构图。

图3为本实用新型的半周期调制方法原理示意图。

图4为本实用新型的电流型并网逆变器简化共模等效电路。

图5为本实用新型的电流型并网逆变器工作模态。其中，(a)为工作模态1；(b)为工作模态2；(c)为工作模态3；(d)为工作模态4。

图6为本实用新型的电流型并网逆变器实际驱动波形示意图。

图7为本实用新型的电流型并网逆变器模态转换过度模式。

图8(a)为本实用新型的逆变器直流侧储能电感电流i_dc的波形图。

图8(b)为本实用新型的逆变器并网电压和并网电流的波形图。

图9为本实用新型的逆变器的共模漏电流的波形图。

具体实施方式

在下文中，可在本实用新型的各种实施例中使用的术语“包括”或“可包括”指示所实用新型的功能、操作或元件的存在，并且不限制一个或更多个功能、操作或元件的增加。此外，如在本实用新型的各种实施例中所使用，术语“包括”、“具有”及其同源词仅意在表示特定特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合，并且不应被理解为首先排除一个或更多个其它特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的存在或增加一个或更多个特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的可能性。

在本实用新型的各种实施例中，表述“或”或“A或/和B中的至少一个”包括同时列出的文字的任何组合或所有组合。例如，表述“A或B”或“A或/和B中的至少一个”可包括A、可包括B或可包括A和B二者。

在本实用新型的各种实施例中使用的表述(诸如“第一”、“第二”等)可修饰在各种实施例中的各种组成元件，不过可不限制相应组成元件。例如，以上表述并不限制所述元件的顺序和/或重要性。以上表述仅用于将一个元件与其它元件区别开的目的。例如，第一用户装置和第二用户装置指示不同用户装置，尽管二者都是用户装置。例如，在不脱离本实用新型的各种实施例的范围的情况下，第一元件可被称为第二元件，同样地，第二元件也可被称为第一元件。

应注意到：如果描述将一个组成元件“连接”到另一组成元件，则可将第一组成元件直接连接到第二组成元件，并且可在第一组成元件和第二组成元件之间“连接”第三组成元件。相反地，当将一个组成元件“直接连接”到另一组成元件时，可理解为在第一组成元件和第二组成元件之间不存在第三组成元件。

在本实用新型的各种实施例中使用的术语仅用于描述特定实施例的目的并且并非意在限制本实用新型的各种实施例。如在此所使用，单数形式意在也包括复数形式，除非上下文清楚地另有指示。除非另有限定，否则在这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本实用新型的各种实施例所属领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。所述术语(诸如在一般使用的词典中限定的术语)将被解释为具有与在相关技术领域中的语境含义相同的含义并且将不被解释为具有理想化的含义或过于正式的含义，除非在本实用新型的各种实施例中被清楚地限定。

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作进一步的详细说明，本实用新型的示意性实施方式及其说明仅用于解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定。

实施例1

针对现有的电流型并网逆变器拓扑结构共模漏电流较大的技术问题，本实施例提出了一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器。

具体如图2所示，本实施例的逆变器主要由光伏电池阵列PV、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄、二极管D₅、二极管D₆、储能电感L₁、储能电感L₂、交流滤波电容C_f、交流滤波电感L_f1、交流滤波电感L_f2和电网u_g构成。

其中，光伏电池阵列PV直流电压正端连接储能电感L₁的一端，储能电感L₁的另一端与功率开关管S₁的一端、功率开关管S₂的一端连接，功率开关管S₁的另一端与二极管D₁的一端连接，功率开关管S₂的另一端与二极管D₂的一端连接，二极管D₁的另一端与功率开关管S₃的一端、交流滤波电容C_f的一端、交流滤波电感L_f1的一端连接，二极管D₂的另一端与二极管D₄的一端、交流滤波电容C_f的另一端、交流滤波电感L_f2的一端连接，功率开关管S₃的另一端与二极管D₃的一端连接，二极管D₄的另一端与功率开关管S₄的一端连接；交流滤波电感L_f1的另一端与电网u_g的一端连接，电网u_g的另一端与交流滤波电感L_f2的另一端连接；光伏电池阵列PV直流电压负端连接储能电感L₂的一端，储能电感L₂的另一端与二极管D₃的另一端、功率开关管S₄的另一端连接；串联连接的功率开关管S₅与二极管D₅与储能电感L1并联；串联连接的功率开关管S₆与二极管D₆与储能电感L2并联。

其中C_pv1和C_pv2分别为光伏电池阵列直流电压正端P和负端N对地分布电容，其中C_pv1＝C_pv2＝C_pv；S₁～S₆为主电路功率开关管。D₁～D₆为高性能二极管。L_f1和L_f2为交流侧的滤波电感，L₁和L₂为直流侧的电感，其作用可用于储能，C_f为滤波电容；u_g和i_g分别为并网电压和并网电流；i_o为桥臂输出电流；I_dc为直流侧平均电流。

采用半周期调制方法(半周期调制方法原理如图3所示，S₁、S₄、S₅、S₆于正半周期导通，S₂、S₃、S₅、S₆于负半周期导通。其中u_r为单极性三角载波，u_c为调制波，f为电网电压频率。在u_c的正半周期，u_r与u_c比较产生S₁、S₄的驱动信号，S₂和S₃保持关断，S₁＝S₄，

在u_c的负半周期，u_r与u_c比较产生S₂、S₃的驱动信号，S₁和S₄保持关断，S₂＝S₃，

即根据附图3可知，采用半周期调制的电流型并网逆变器在半个电源周期内，只有四个开关管高频开关。在正半周期内S₂和S₃保持关断，在负半周期内S₁和S₄保持关断，这就可以有效降低逆变器的开关损耗)对本实施例提出的电流型并网逆变器的工作模态进行分析：

设i_g从桥臂中点A流向B为正。由于两个寄生电容是并联关系，故等效电容大小为2C_pv。C_pv具有隔离直流电源的作用，因此共模漏电流i_tcm仅与交流源有关。为消除差模漏电流令L₁＝L₂＝L。u_PO和u_NO分别为P端和N端对地O点的电压。当不考虑直流电流源对i_tcm的影响时，即可得到本实施例的电流型并网逆变器的共模回路等效模型如图4所示。

CSGCI简化共模等效电路

式中，u_cmv为共模电压。由图4和式(1)可知，回路中的i_tcm是由高频变化的u_cmv引起的。

设i_g从A到B为正。根据图2和图3中S₁～S₆的开关情况本实施例的电流型并网逆变器可分为以下四种模态如图5所示：

模态1：

当i_g>0，S₁，S₄导通，S₂，S₃，S₅，S₆关断时，本实施例的电流型并网逆变器工作在模态1，其等效电路如图5(a)所示。从图5(a)可以看出，光伏电池PV、L₁、S₁、D₁、C_f、D₄、S₄和L₂构成正向充电闭合回路；同时L_f1、u_g、L_f2和C_f构成正向充电，向电网供电。i_g＝I_dc，从图5(a)可以看出，u_PO＝u_AO＝u_g，u_NO＝u_BO＝0。因此，根据式(1)，可得模态1的共模电压u_cmv为：

模态2：

当i_g>0，S₅，S₆导通，S₁，S₂，S₃，S₄关断时，本实施例的电流型并网逆变器工作在模态2，其等效电路如图5(b)所示。从图5(b)可以看出，L₁、S₅构成光伏电池正端续流回路；L₂、S₆构成光伏电池负端续流回路。同时L_f1、u_g、L_f2和C_f构成正向放电，向电网供电。i_g＝0，根据KVL定律和图5(b)可知：

u_AO＝u_g u_BO＝0 (5)

其中u_s1，u_s2，u_s3和u_s4，分别为开关管S₁，S₂，S₃，S₄的电压应力。进一步，由图5(b)和KVL定律可得：

u_s1+u_s3+u_s2+u_s4＝0 (6)

联立式(1)和(3)-(6)可得：

模态3：

当i_g<0，S₂，S₃导通，S₁，S₄，S₅，S₆关断时，本实施例的电流型并网逆变器工作在模态3，其等效电路如图5(c)所示。从图5(c)可知，光伏电池PV、L₁、S₂、D₂、C_f、S₃、D₃和L₂构成正向充电闭合回路；同时L_f1、u_g、L_f2和C_f构成反向充电，向电网供电。i_g＝-I_dc，从图5(c)可知，u_PO＝u_BO＝0，u_NO＝u_AO＝u_g。因此，根据式(1)，可得模态3的u_cmv为：

模态4：

当i_g<0，S₅，S₆导通，S₁，S₂，S₃，S₄关断时，本实施例的电流型并网逆变器工作在模态4，其等效电路如图5(d)所示。从图5(d)可知，光伏电池PV、L₁、S₅构成负向直流侧续流回路，同时L_f1、u_g、L_f2和C_f构成正向放电，向电网负向供电。与模态2类似，可得模态4的u_cmv为：

从上述可得本实施例的电流型并网逆变器开关状态及其共模电压如表1所示。

表1本实施例的电流型并网逆变器开关状态及其u_cmv

从由表1可得，模态1、2、3、4具有相同的u_cmv＝0.5u_g，共模电压只含有电网分量，不存在高频分量。因此，本实施例提出的电流型并网逆变器实现输出电流三电平的同时，可以有效抑制逆变器***的高频共模漏电流。

实施例2

理想情况下，在正半周期，逆变电路互补的驱动信号S₅，与S₁和S₃不会同时关断，即开通和关断在控制信号发出后动作没有延时。然而在实际情况中，开关管的导通和关断不可能瞬时完成，如图6所示。

在模态1转换为模态2的过程中，S₅和S₆，与S₁和S₃会出现同时关断的工作情况，电流源电感电流无法完成续流，开关管上会出现巨大的电压峰值，造成逆变失败和器件被烧坏。因此，要将S₅和S₆的关断触发时间延迟一段时间，这段延时即为重叠时间T_e，确保S₁和S₃可靠开通后，S₅和S₆再关断，使换流过程顺利完成。重叠时间的加入会给电流型GCI的并网电流引入难以滤除的低次谐波分量。此外，若重叠时间设置不当甚至会引起GCI的输出电流严重畸变，导致难以满足光伏发电对电压电能质量的要求，针对该问题，本实施例还在上述实施例1提出的电流型并网逆变器拓扑结构的两桥臂的两开关管间引入了防止电流型并网逆变器开路的滤波电容，具有无需设置重叠时间，即可使得电流型并网逆变器的电流源电感电流顺利完成续流，且开关管上将不会出现较大的电压峰值。

具体如图2所示，本实施例的电流型并网逆变器还包括滤波电容C₁和滤波电容C₂；滤波电容C₁与功率开关管S₂并联连接；滤波电容C₂与功率开关管S₄并联连接。

当S₅和S₆已经关断，S₂和S₃尚未开通时，即需要设置重叠时间的时间段内，本实施例的电流型并网逆变器等效电路如图7所示。此时光伏电流源PV，L₁，C₁，D₃，D₄，C₂，L₂构成重叠时间段内的电感电流续流回路，使电流源电感电流顺利完成续流，开关管上将不会出现较大的电压峰值。高性能二极管D₁～D₆可以保证电流的流向。因此，在模态转换过程中，在无需设置重叠时间情况下，无重叠时间无变压器对称电感配置CSGCI将顺利完成换流。

同理可知本实施例的电流型并网逆变器在负半周期模态3与模态4的换流过程，其换流等效电路如图7所示，其分析与正半周期相同。此外，高性能二极管D₁～D₆可以保证电流的流向，使电流不会通过IGBT性能较差的体二极管。

因此，本实施例的电流型并网逆变器具有无需设置重叠时间，并网电流总谐波畸变小和并网电能质量高等优点，可广泛应用于光伏并网发电、燃料电池并网发电、不间断电源和航空航天电源等对电能质量和可靠性要求较高的应用场合。

实施例3

本实施例对上述实施例提出的电流型并网逆变器进行验证，具体包括：

搭建了基于MATLAB/simulink的电路仿真模型，输出功率P_w＝1.7kW，其电路参数如表2所示。

表2主电路参数

参数	数值	参数	数值
				I<sub>dc</sub>	8.5A	C<sub>PV</sub>	75nF
U<sub>m</sub>	220V	L	20mH
				C<sub>f</sub>	80uF	L<sub>f1</sub>＝L<sub>f2</sub>	25uH
f<sub>s</sub>	5kHz	I<sub>m</sub>	9A

图8(a)为直流侧储能电感电流i_dc的波形，保持在9.2A。图8(b)为u_g和i_g的波形，从图中可以看出，u_g和i_g保持同相位，u_g的幅值约为220V，i_g的幅值约为12.5A。因此，本文提出的无重叠时间无变压器对称电感配置CSGCI及其控制器能实现稳定的逆变，且***具有较高的功率因数。

图9为共模漏电流i_tcm的波形，从图中可以看出，i_tcm的最大幅值约为250mA。因此从上述分析可以看出逆变器的漏电流可以得到有效抑制，满足VDE-0126-1-1标准对漏电流的规定。

以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims

1.一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器，其特征在于，该逆变器包括光伏电池阵列PV、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄、二极管D₅、二极管D₆、储能电感L₁、储能电感L₂、交流滤波电容C_f、交流滤波电感L_f1、交流滤波电感L_f2和电网u_g；

串联连接的所述功率开关管S₅与二极管D₅与所述储能电感L1并联；串联连接的所述功率开关管S₆与二极管D₆与所述储能电感L2并联。

2.根据权利要求1所述的一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器，其特征在于，该逆变器还包括滤波电容C1和滤波电容C2；

所述滤波电容C1与所述功率开关管S2并联连接；

所述滤波电容C2与所述功率开关管S4并联连接。

3.根据权利要求1所述的一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器，其特征在于，所述光伏电池阵列PV直流电压正端对地分布电容为C_pv1，所述光伏电池阵列PV直流电压负端对地分布电容为C_pv2，其中，C_pv1＝C_pv2。

4.根据权利要求1所述的一种无重叠时间六开关对称电感配置电流型并网逆变器，其特征在于，所述储能电感L₁和储能电感L₂的感值相同。