CN113078829A - 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法 - Google Patents

一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113078829A
CN113078829A CN202110461394.0A CN202110461394A CN113078829A CN 113078829 A CN113078829 A CN 113078829A CN 202110461394 A CN202110461394 A CN 202110461394A CN 113078829 A CN113078829 A CN 113078829A
Authority
CN
China
Prior art keywords
bridge arm
switch tube
power switch
phase
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202110461394.0A
Other languages
English (en)
Inventor
孙孝峰
刘学敏
滕甲训
李昕
王宝诚
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yanshan University
Original Assignee
Yanshan University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Yanshan University filed Critical Yanshan University
Priority to CN202110461394.0A priority Critical patent/CN113078829A/zh
Publication of CN113078829A publication Critical patent/CN113078829A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑及控制方法，包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、两绕组高频变压器和三相桥臂，所述半桥与电容结构和半桥结构并联形成隔离子模块，所述两个半桥与电容结构和隔离型变压器组成高频链路，所述三相桥臂中每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个子模块和上桥臂电感L1、L3、L5，每相下桥臂均包括n个子模块和下桥臂电感L2、L4、L6，所述隔离型高频变压器将同一相上、下桥臂对应隔离子模块互联在一起，上、下桥臂对应子模块通过高频链连接形成组合式模块单元，形成集成化模块设计。本发明抑制SM电容电压纹波，减小容值需求，实现上下桥臂子模块电压均衡。

Description

一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器领域，尤其是种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑及控制方法。
背景技术
伴随可再生能源发电比重的增加以及柔性直流技术的发展，电力***电压等级、功率等级逐渐提高，适用于中高压大功率场合的电力电子变换器的作用日益显著。风机、机车牵引等高压大容量电力传动领域的应用对于电力电子变换器的性能提出了更高的要求。为提高电力电子变换器的耐压等级以及输出波形质量，目前已有采用多重化、多电平等技术的解决方案，由于多重化技术所需采取的控制十分复杂，高压大功率变换器多采用多电平技术。
随着多电平变换器的发展，模块化多电平变换器(MMC)脱颖而出，在中高压大功率场合的应用中受到广泛关注。MMC具有模块化程度高、易实现冗余、便于扩展和维护、可输出高电平、谐波性能好等优势，同时MMC具备公共直流母线可应用于更高功率等级，满足高压大功率场合对于电力电子变换器的性能要求。但由于MMC中由各子模块电容支撑直流电压无直流侧集中的大电容，这种结构特点会引起子模块的电压波动，因此需要大容值的电容抑制子模块电压波动感。大容值电容的应用会带来体积与成本的提高，大大降低变换器的功率密度。因此降低MMC子模块的容值需求，减小电容体积，对于MMC的实际工程应用具有重要意义。
目前已有许多学者对MMC子模块电压波动抑制策略进行研究，有学者提出在交流侧中注入共模电压、在相单元注入环流的方案，但正弦波的注入开关管应力，限制输出电压幅值，而其他类型波形如方波及多频率混合高频环流的注入存在难以跟踪与控制环流的问题。有学者提出一种增加串联开关器件以降低直流链路电压的方案，但串联开关需要承受直流链全部的电压，对开关的耐压要求很高，经济性较差。有学者提出一种通过飞跨电容连接上、下桥臂的方案，可以实现上、下桥臂间的功率平衡，有效抑制子模块电容电压波动。还有的学者提出在同一桥臂的相邻子模块之间设置功率通道，进行能量传递来实现子模块电容之间的功率平衡，降低子模块电容电压的纹波。以上方案都需基于子模块电压状态进行复杂的闭环控制，控制过程复杂且响应速度较慢，应用于电机驱动时，难以实现全速度范围内的电压波动抑制。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑及控制方法，无需复杂控制实现子模块电容电压纹波抑制，减小电容体积，实现上下桥臂子模块电压均衡，同时进行组合式模块单元设计，提高功率密度与拓扑参数的一致性。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑，包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、半桥结构、两绕组高频变压器和三相桥臂，所述半桥与电容结构和半桥结构并联形成隔离子模块，所述两个半桥结构和两绕组高频变压器组成高频链路，所述三相桥臂中每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个子模块和上桥臂电感L1、L3、L5，每相下桥臂均包括n个子模块和下桥臂电感L2、L4、L6，所述两绕组高频变压器将同一相上、下桥臂对应隔离子模块互联在一起构成组合式模块单元。
进一步的，所述隔离子模块包括第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第一电容C1、第二电容C2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4；所述两绕组高频变压器Ti包括第一绕组N1、第二绕组N2；所述第一功率开关管Q1的集电极与第三功率开关管Q3的集电极相连，所述第二功率开关管Q2的发射极与第四功率开关管Q4的发射极相连；所述第一功率开关管Q1的发射极与第二功率开关管Q2的集电极相连，所述第三功率开关管Q3的发射极与第四功率开关管Q4的集电极相连；所述第一电容C1的一端与第三功率开关管Q3的集电极连接，所述第一电容C1的另一端与第二电容C2连接；所述第二电容C2的另一端与第四功率开关管的发射极连接；所述两绕组高频变压器T1第一绕组N1的同名端连接到由第一电容C1与第二电容C2组成的桥臂中点，所述第一绕组N1的异名端连接到由第三功率开关管Q3以及第四功率开关管Q4所组成的桥臂中点；所述第二绕组N2的同名端连接到与该隔离子模块对应的另一桥臂中的隔离子模块的第一电容C1与第二电容C2组成的桥臂中点，所述第二绕组N2的异名端与对应隔离子模块的第三功率开关管Q3以及第四功率开关管Q4所组成的桥臂中点连接。
进一步的，所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管Q2的发射极与下一组合式模块单元的第一功率开关管Q1的发射极相连；所述上桥臂电感L1、L3、L5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极连接，三相上桥臂电感L1、L3、L5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L2、L4、L6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感L2、L4、L6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极与下一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极与中压直流母线的负极相连。
进一步的，所述模块化多电平变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，在MMC拓扑上、下桥臂组合式模块单元中，波动电流中基频分量if1-ua、if1-ub、if1-uc与if1-da、if1-db、if1-dc相位相反，2倍频分量if2-ua、if2-ub、if2-uc与if2-da、if2-db、if2-dc相位相同。
进一步的，所述由两绕组高频变压器连接上、下桥臂对应隔离子模块形成的组合式模块单元中分别有上、下桥臂电流流入，对桥臂电流在组合式模块单元的流动路径建立等效模型，高频链路阻抗很小，不影响波动电流的自由流动，故等效模型中可将其忽略；流入上下桥臂子模块端口的电流等效为受控电流源，两个经高频链路互联的子模块电容等效为直接并联；两个子模块电容电压相互钳位，其产生的相位相反的波动电流相互抵消。
一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑的控制方法，包括半桥与电容结构控制和高频链路控制，所述半桥与电容结构控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括直流侧电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制技术；所述高频链路控制采用定占空比的开环PWM调制。
进一步的，所述半桥与电容结构控制的具体步骤如下：
1)将三相输入交流电压、电流经abc/dq变换分得到电压电流的d、q轴分量，将输出电压给定值U* DC减去输出电压实际值UDC，经过PI调节器的输出值减去输入电流的d轴分量id，经过PI调节后得到的输出值与输入电压的d轴分量ud相加后再减去输入电流的q轴分量iq与ωL的乘积，得到d轴调制分量ed *；
2)输入电流q轴分量的给定值iq *减去输入电流q轴分量的实际值iq，经过PI调节后的输出值与输入电压的q轴分量相加后再减去输入电流在d轴的分量id与ωL的乘积,得到q轴调制分量eq *；
3)将步骤1)和步骤2)所得值经dq/abc变换得到三相调制分量ea *、eb *、ec *，三相调制波分量经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Ssm。
进一步的，所述所有组合式模块单元中变压器两侧驱动信号相同，均为占空比为50％的同步信号，第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4驱动信号互补所述组合式模块单元中开关管的驱动控制信号频率为f、占空比为D。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
1、本发明MMC***具备较高的功率密度，组合式模块单元波动电流中相位相反的奇数次分量含量较大，能实现该部分波动电流的自主流动自然消除，意味着电容需要抑制的低频波动功率降低，相应的***对于电容的需求减小，较小容值的电容尺寸相应较小，有利于提升***的功率密度；
2、本发明MMC***控制简单，只需要完成AC/DC变换的双闭环控制，高频链路采用独立的定占空比的开环PWM调制，不需要设计复杂的电压波动抑制策略简化***的控制过程；
3、本发明MMC***响应速度快，应用范围广，可在ω全范围状态下实现实时地波动功率的自主流动，不需要依靠监测子模块电压状态进行控制，由于电容减小***运行中的储能减小，动态响应较快；
4、本发明MMC***利于进行模块化设计，具备较高的***参数一致性。上、下桥臂对应子模块通过高频链连接形成组合式模块单元，在实际应用中具有集成度高、***搭建程序简单、寄生参数一致性高等优势；
5、本发明MMC***便于维护、可靠性高。由于仅将上、下桥臂对应子模块互联，因此在发生子模块短路等故障时，波及范围较小。同时，组合式模块单元便于***的维护和器件更换。
附图说明
图1是本发明一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构的电气原理图；
图2是本发明一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构的隔离子模块的电气原理图；
图3是本发明一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构的组合式模块单元的电气原理图；
图4是本发明常规三相MMC拓扑结构的子模块基频电流纹波分量示意图；
图5是本发明一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构的高频链工作原理图；
图6是本发明一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构的高频链工作过程等效模型；
图7是本发明一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构控制方法原理图；
其中，MVAC为中压交流母线、MVDC为中压直流母线、Udc为中压直流母线电压；I-SM为隔离子模块；HFL为组合式模块单元中的高频链部分；Q1、Q2、Q3、Q4分别是隔离子模块中的第一、第二、第三、第四功率开关管；C1为第一电容；C2为第二电容；T1为两绕组高频变压器、N1为两绕组高频变压器的第一绕组、N2为两绕组高频变压器的第二绕组；L1、L3、L5为上桥臂电感、L2、L4、L6为下桥臂电感；if1-ua、if1-ub、if1-uc分别为a、b、c相上桥臂基频分量、if1-da、if1-db、if1-dc分别为a、b、c相下桥臂基频分量、if2-ua、if2-ub、if2-uc分别为a、b、c相上桥臂2倍频分量、if2-da、if2-db、if2-dc分别为a、b、c相下桥臂2倍频分量；iL为流经变压器的电流；uci、ucj分别为第i个、第j个子模块电容电压；Ci1、Ci2分别为第i个子模块的第一、第二电容；Cj1、Cj2分别为第j个子模块的第一、第二电容；Ci、Cj分别为第i、j个子模块的等效电容；ici、icj分别为第i个、第j个子模块的等效电容电流；uc为互联子模块电容的等效电压；U* DC为直流输出电压的参考值；ua、ub、uc分别为三相交流输入电压的各相电压；ia、ib、ic分别为三相交流输入电流的各相电流；ωt为锁相环输出相位；ud、uq分别为三相交流输入电压进行abc/dq变换后的d轴分量与q轴分量；id、iq分别为三相交流输入电流进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；id *为输入电流在d轴的参考值、iq *为输入电流在q轴的参考值；ed *、eq *分别为经电流前馈解耦之后的d轴、q轴解耦值；ea *、eb *、ec *分别为进行dq/abc变换后输出的三相调制信号；Ssm为MMC子模块的驱动信号；f为开关频率；D为占空比；SHFL为HFL的驱动信号。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
如图1、图2、图3、图4、图5、图6、图7所示，一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构及控制方法。如图1所示，一种上、下桥臂高频链互联的MMC拓扑，所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2组成的中点与中压直流母线(MVDC)的正极相连；所述第二功率开关管Q2的发射极与下一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极相连；所述上桥臂电感L1、L3、L5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极连接，三相上桥臂电感L1、L3、L5的另一端分别连接中压交流母线(MVAC)的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L2、L4、L6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感L2、L4、L6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极与下一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极与中压直流母线的负极相连。
如图2所示，所述隔离子模块包括第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第一电容C1、第二电容C2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4；所述第一功率开关管Q1的集电极与第三功率开关管Q3的集电极相连，所述第二功率开关管Q2的发射极与第四功率开关管Q4的发射极相连；所述第一功率开关管Q1的发射极与第二功率开关管Q2的集电极相连，所述第三功率开关管Q3的发射极与第四功率开关管Q4的集电极相连；所述第一电容C1的一端与第三功率开关管Q3的集电极连接，所述第一电容C1的另一端与第二电容C2连接；所述第二电容C2的另一端与第四功率开关管的发射极连接；
如图3所示，所述两绕组高频变压器T1包括第一绕组N1、第二绕组N2；所述两绕组高频变压器T1第一绕组N1的同名端连接到由第一电容C1与第二电容C2组成的桥臂中点，所述第一绕组N1的异名端连接到由第三功率开关管Q3以及第四功率开关管Q4所组成的桥臂中点；所述第二绕组N2的同名端与对应隔离子模块的第一电容C1与第二电容C2组成的桥臂中点连接，所述第二绕组N2的异名端与对应隔离子模块的第三功率开关管Q3以及第四功率开关管Q4所组成的桥臂中点连接。
如图4所示，模块化多电平变换器的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，波动电流主要包含基频和2倍频分量。在MMC拓扑上、下桥臂组合式模块单元中，波动电流中基频分量if1-ua、if1-ub、if1-uc与if1-da、if1-db、if1-dc相位相反，2倍频分量if2-ua、if2-ub、if2-uc与if2-da、if2-db、if2-dc相位相同。因此本发明设计了一条可实现能量自由流动的功率通道，提出了一种利用波动功率相位相反实现自由流动相互抵消的方案。
如图5所示，第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4驱动信号SHFL互补，第五功率开关管Q5和第六功率开关管Q6驱动信号互补，第三功率开关管Q3和第五功率开关管Q5驱动信号相同，第四功率开关管Q3和第六功率开关管Q6驱动信号相同，原边侧与副边侧驱动信号为占空比D固定为50％同步信号。互联的子模块中波动功率存在相位差异，波动功率经高频链路抵消；当第i个隔离子模块中电容电压高于与之互联的第j个隔离子模块电容电压，波动电流从第i个隔离子模块的电容经变压器流向第j个隔离子模块电容，实现两电容电压的均衡。
如图6所示，对桥臂电流在组合式模块单元的流动路径建立等效模型，高频链路阻抗很小，不影响波动电流的自由流动，故等效模型中可将其忽略。流入上下桥臂子模块端口的电流等效为受控电流源，两个经高频链路互联的子模块电容等效为直接并联。两个子模块电容电压相互钳位，其产生的相位相反的波动电流相互抵消。
如图7所示，所述的基于MMC上下桥臂子模块高频链互拓扑的控制方法包括AC/DC变换器控制与高频链开环调制，其中AC/DC变换器控制为电压电流的双闭环控制，包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制，电压外环控制保证中压直流侧电压稳定，电流内环控制实现单位功率因数运行，调制方式为载波移相脉宽调制技术(CPS-SPWM)调制。AC/DC变换控制的具体控制环路：将三相输入交流电压、电流经abc/dq变换分得到电压电流的d、q轴分量，将输出电压给定值UDC *减去输出电压实际值UDC，经过PI调节器的输出值减去输入电流的d轴分量id，经过PI调节后得到的输出值与输入电压的d轴分量ud相加后再减去输入电流的q轴分量iq与ωL的乘积，得到d轴解耦值ed *；将输入电流q轴分量的给定值iq *减去输入电流q轴分量的实际值iq，经过PI调节后的输出值与输入电压的q轴分量相加后再减去输入电流在d轴的分量id与ωL的乘积,得到q轴解耦值eq *；将以上两步的解耦值经dq/abc变换得到三相调制波ea *、eb *、ec *，三相调制波经过载波移相脉宽调制策略得到子模块中功率开关管(即隔离子模块中第一、第二功率开关管)的驱动信号Ssm。高频链路采用固定占空比的开环PWM调制，其控制方法已在上述说明中图3进行了解释，这里不再赘述。
本发明基于上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑结构在常规MMC基础上，上、下桥臂对应子模块通过高频链路级联在一起，形成组合式模块单元。所有高频链路的结构与控制完全相同，为子模块波动功率的自由传递提供了通道。控制高频链路开关管驱动信号为占空比为50％的同步控制信号，高频链路中半桥结构的两个开关管控制信号互补，且高频链中阻抗很小，组合式模块单元中的电容可以等效为直接互联在一起，利用波动功率相位相反的特性实现波动功率自主流动相互抵消。

Claims (8)

1.一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑，其特征在于：包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、半桥结构、两绕组高频变压器和三相桥臂，所述半桥与电容结构和半桥结构并联形成隔离子模块，所述两个半桥结构和两绕组高频变压器组成高频链路，所述三相桥臂中每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个子模块和上桥臂电感L1、L3、L5，每相下桥臂均包括n个子模块和下桥臂电感L2、L4、L6，所述两绕组高频变压器将同一相上、下桥臂对应隔离子模块互联在一起构成组合式模块单元。
2.根据权利要求1所述的一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑，其特征在于：所述隔离子模块包括第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第一电容C1、第二电容C2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4；所述两绕组高频变压器Ti包括第一绕组N1、第二绕组N2；所述第一功率开关管Q1的集电极与第三功率开关管Q3的集电极相连，所述第二功率开关管Q2的发射极与第四功率开关管Q4的发射极相连；所述第一功率开关管Q1的发射极与第二功率开关管Q2的集电极相连，所述第三功率开关管Q3的发射极与第四功率开关管Q4的集电极相连；所述第一电容C1的一端与第三功率开关管Q3的集电极连接，所述第一电容C1的另一端与第二电容C2连接；所述第二电容C2的另一端与第四功率开关管的发射极连接；所述两绕组高频变压器T1第一绕组N1的同名端连接到由第一电容C1与第二电容C2组成的桥臂中点，所述第一绕组N1的异名端连接到由第三功率开关管Q3以及第四功率开关管Q4所组成的桥臂中点；所述第二绕组N2的同名端连接到与该隔离子模块对应的另一桥臂中的隔离子模块的第一电容C1与第二电容C2组成的桥臂中点，所述第二绕组N2的异名端与对应隔离子模块的第三功率开关管Q3以及第四功率开关管Q4所组成的桥臂中点连接。
3.根据权利要求2所述的一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑，其特征在于：所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管Q2的发射极与下一组合式模块单元的第一功率开关管Q1的发射极相连；所述上桥臂电感L1、L3、L5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极连接，三相上桥臂电感L1、L3、L5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L2、L4、L6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感L2、L4、L6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极与下一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q2的发射极与中压直流母线的负极相连。
4.根据权利要求2所述的一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑，其特征在于：所述模块化多电平变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，在MMC拓扑上、下桥臂组合式模块单元中，波动电流中基频分量if1-ua、if1-ub、if1-uc与if1-da、if1-db、if1-dc相位相反，2倍频分量if2-ua、if2-ub、if2-uc与if2-da、if2-db、if2-dc相位相同。
5.根据权利要求4所述的一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑，其特征在于：所述由两绕组高频变压器连接上、下桥臂对应隔离子模块形成的组合式模块单元中分别有上、下桥臂电流流入，对桥臂电流在组合式模块单元的流动路径建立等效模型，高频链路阻抗很小，不影响波动电流的自由流动，故等效模型中可将其忽略；流入上下桥臂子模块端口的电流等效为受控电流源，两个经高频链路互联的子模块电容等效为直接并联；两个子模块电容电压相互钳位，其产生的相位相反的波动电流相互抵消。
6.一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑的控制方法，其特征在于：包括半桥与电容结构控制和高频链路控制，所述半桥与电容结构控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括直流侧电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制技术；所述高频链路控制采用定占空比的开环PWM调制。
7.根据权利要求6所述的一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑的控制方法，其特征在于：所述半桥与电容结构控制的具体步骤如下：
1)将三相输入交流电压、电流经abc/dq变换分得到电压电流的d、q轴分量，将输出电压给定值U* DC减去输出电压实际值UDC，经过PI调节器的输出值减去输入电流的d轴分量id，经过PI调节后得到的输出值与输入电压的d轴分量ud相加后再减去输入电流的q轴分量iq与ωL的乘积，得到d轴调制分量ed *；
2)输入电流q轴分量的给定值iq *减去输入电流q轴分量的实际值iq，经过PI调节后的输出值与输入电压的q轴分量相加后再减去输入电流在d轴的分量id与ωL的乘积,得到q轴调制分量eq *；
3)将步骤1)和步骤2)所得值经dq/abc变换得到三相调制分量ea *、eb *、ec *，三相调制波分量经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Ssm。
8.根据权利要求6所述的一种上下桥臂子模块高频链互联的MMC拓扑的控制方法，其特征在于：所述所有组合式模块单元中变压器两侧驱动信号相同，均为占空比为50％的同步信号，第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4驱动信号互补所述组合式模块单元中开关管的驱动控制信号频率为f、占空比为D。
CN202110461394.0A 2021-04-27 2021-04-27 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法 Pending CN113078829A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110461394.0A CN113078829A (zh) 2021-04-27 2021-04-27 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110461394.0A CN113078829A (zh) 2021-04-27 2021-04-27 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113078829A true CN113078829A (zh) 2021-07-06

Family

ID=76618866

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110461394.0A Pending CN113078829A (zh) 2021-04-27 2021-04-27 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113078829A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113992112A (zh) * 2021-11-09 2022-01-28 燕山大学 一种轻型mmc电机驱动***拓扑及其调制方法
CN114094860A (zh) * 2021-11-19 2022-02-25 西北工业大学 一种基于高次谐波注入的mmc子模块电容电压纹波抑制验证方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106655850A (zh) * 2017-02-27 2017-05-10 西安交通大学 一种消除低频电压波动的模块化多电平变流器
CN112234838A (zh) * 2020-09-11 2021-01-15 燕山大学 一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑及控制策略
CN112271746A (zh) * 2020-09-11 2021-01-26 燕山大学 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106655850A (zh) * 2017-02-27 2017-05-10 西安交通大学 一种消除低频电压波动的模块化多电平变流器
CN112234838A (zh) * 2020-09-11 2021-01-15 燕山大学 一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑及控制策略
CN112271746A (zh) * 2020-09-11 2021-01-26 燕山大学 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MOHAMED S. DIAB 等: "A Dual Modular Multilevel Converter With High-Frequency Magnetic Links Between Submodules for MV Open-End Stator Winding Machine Drives", 《TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113992112A (zh) * 2021-11-09 2022-01-28 燕山大学 一种轻型mmc电机驱动***拓扑及其调制方法
CN113992112B (zh) * 2021-11-09 2024-03-26 燕山大学 一种轻型mmc电机驱动***拓扑及其调制方法
CN114094860A (zh) * 2021-11-19 2022-02-25 西北工业大学 一种基于高次谐波注入的mmc子模块电容电压纹波抑制验证方法
CN114094860B (zh) * 2021-11-19 2023-11-14 西北工业大学 基于高次谐波注入的mmc子模块电容电压纹波抑制验证方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101316074B (zh) 风力发电***的背靠背三电平中点箝位变流器
CN110798074B (zh) 一种级联型单相交流转直流隔离变换器
CN113037117B (zh) 一种基于四有源桥的mmc-sst拓扑及控制方法
CN112234838A (zh) 一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑及控制策略
CN108683347B (zh) 基于倍压电路的七电平逆变器拓扑结构及七电平逆变器
CN112271746B (zh) 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略
CN105356778A (zh) 一种模块化多电平逆变器及其无差拍控制方法
CN111682787A (zh) 基于隔离变换器模块的单级式三相交直流变换器及方法
CN113054861B (zh) 一种少模块数的串联mmc变流器拓扑结构
CN105305843A (zh) 一种三相串联半h桥型模块化多电平直流换流器及其控制方法
CN113078829A (zh) 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法
CN102545681A (zh) 可消除低频谐波的阶梯波合成式三相逆变器及控制方法
CN109347335B (zh) 一种适用于电流源控制的模块化多电平换流器桥臂拓扑
CN112701944B (zh) 基于***功率单元的多电平变换器的拓扑结构及控制策略
CN111371116B (zh) 一种基于混合型模块化多电平变换器的电力电子变压器
CN117200602A (zh) 一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器
CN217883245U (zh) 一种三相三电平变流器电路
CN110071652B (zh) 一种低漏电流五开关非隔离单相光伏并网逆变器及并网***
CN108429481B (zh) 适用于线电压级联型三重化变流器的svpwm调制方法
CN111313472A (zh) 高效率模块组合式光伏逆变器
CN111030483A (zh) 一种电力电子变压器及控制方法
CN111404409A (zh) 基于mmc的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法
CN115378286A (zh) 一种三相三电平变流器电路及其调制方法
CN113659608A (zh) 一种隔离级同步调制的混合多电平sst拓扑及控制方法
CN211508637U (zh) 高效率模块组合式光伏逆变器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20210706

RJ01 Rejection of invention patent application after publication