CN213783142U - 电力转换电路、dc-dc转换器和ac-dc转换器 - Google Patents

Abstract

提供电力转换电路、DC‑DC转换器和AC‑DC转换器。相比于正向转换器，能够应对更宽幅的输入电压。本公开涉及一种电力转换电路，其具有变压器、包含变压器的一次侧绕组的输入电路和包含变压器的二次侧绕组的输出电路。输入电路包含串联连接在一侧的输入端子与另一侧的输入端子之间的一次侧绕组和开关元件。输出电路包含二次侧绕组、将二次侧绕组的一端与输出的负极侧端子连接的第1电流线、将二次侧绕组的另一端与输出的正极侧端子连接的第2电流线、以与输出并联的方式与第1电流线和第2电流线连接的输出线圈以及设置于第1电流线和第2电流线中的至少1个的换向二极管。

Description

电力转换电路、DC-DC转换器和AC-DC转换器

技术领域

本实用新型涉及电力转换电路、DC-DC转换器以及AC-DC转换器。

背景技术

作为绝缘型的DC-DC转换器的一种，有正向型转换器电路。该转换器电路用相对较少的部件实现电力转换。在专利文献1中记载了一种单转换器方式的电力转换电路，其根据由二极管桥整流后的输入电流，通过正向型转换器直接生成恒定电压。该电力转换电路可以说是将PFC电路和DC-DC转换器电路一体化的电路。

专利文献1：日本特开2010-284031号

正向转换器相比于反向转换器，适合于小型且大功率的用途，但另一方面，存在只能输出比输入电压乘以变压器绕组比的电压低的电压的限制。例如，当设变压器绕组比为n∶1、输入电压为Vin时，输出电压的最大值为Vin/n。因此，在正向转换器中，难以应对宽幅的输入电压，存在导致转换效率降低的问题。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供相比于正向转换器，能够应对更宽幅的输入电压的电力转换电路。

本实用新型的一个方式的电路是电力转换电路，其具有：变压器；输入电路，其包含所述变压器的一次侧绕组；以及输出电路，其包含所述变压器的二次侧绕组，其中，所述输入电路包含串联连接在一侧的输入端子与另一侧的输入端子之间的所述一次侧绕组和开关元件，所述输出电路包含：所述二次侧绕组；第1电流线，其将所述二次侧绕组的一端与输出的负极侧端子连接；第2电流线，其将所述二次侧绕组的另一端与输出的正极侧端子连接；输出线圈，其以与所述输出并联的方式与所述第1 电流线和所述第2电流线连接；以及换向二极管，其设置于所述第1电流线和所述第 2电流线中的至少1个。

在上述方式的电力转换电路中，在开关接通时流向所述二次侧绕组的电流的方向是从所述二次侧绕组的另一端朝向一端的方向。

在上述方式的电力转换电路中，所述输出电路还包含与所述第1电流线或所述第2电流线并联连接的并联线，所述第1电流线或所述第2电流线具有在开关接通时容许流向所述二次侧绕组的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管，所述并联线具有在开关断开时容许流向所述二次侧绕组的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管，所述第1电流线或所述第2电流线的导通时的电压降比所述并联线的导通时的电压降小。

在上述方式的电力转换电路中，所述第1电流线或所述第2电流线具有在开关接通时容许流向所述二次侧绕组的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管，所述输入电路还包含复位电路，该复位电路将在开关接通时蓄积在所述变压器中的励磁能量在开关断开时释放。

本实用新型的一个方式的DC-DC转换器具有上述的电力转换电路，所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与直流电源连接的输入端子。

本实用新型的一个方式的AC-DC转换器具有上述的电力转换电路，所述输入电路还包含对交流电源输出的交流进行整流的整流电路，所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与所述整流电路连接的输入端子。

根据本实用新型，相比于正向转换器，能够应对更宽幅的输入电压。

附图说明

图1是本实施方式的基本结构的电力转换电路的电路图。

图2a是示出开关接通时的电力转换电路的动作的电路图。图2b是示出开关断开时的电力转换电路的动作的电路图。图2c是示出连续电流模式下的线圈电流的时间变化的曲线图。

图3是一般的正向转换器的电路图。

图4a～图4b是第1变形例的电力转换电路的电路图。图4a是示出开关接通时的电力转换电路的动作的电路图。图4b是示出开关断开时的电力转换电路的动作的电路图。

图5a～图5c是示出第1变形例的电力转换电路的电路结构的变化的电路图。

图6是第1变形例的电力转换电路的其他电路图。

图7是第2变形例的电力转换电路的电路图。

图8是第2变形例的电力转换电路的其他电路图。

图9是第2变形例的电力转换电路的其他电路图。

图10是第3变形例的电力转换电路的电路图。

图11是示出电力转换电路的控制电路的一例的电路图。

标号说明

TR：变压器；w1：一次侧绕组；w2：二次侧绕组；ws：副绕组；D1：换向二极管；D2：二极管；D3：二极管；Ds：二极管；LN1：第1电流线；LN2：第2电流线；L：输出线圈；C：输出电容器；PS：输入电源；DC：直流电源；AC：交流电源；DB：二极管桥(整流电路)；SW：开关元件(开关)；LD：负载(输出)； 10：电力转换电路(基本结构：DC－DC转换器)；20：输入电路；30：输出电路； 40：控制电路；60：电力转换电路(第1变形例：DC－DC转换器)；70：电力转换电路(第2变形例：DC－DC转换器)；72：复位电路；74：复位电路；76：复位电路；80：电力转换电路(第3变形例：AC－DC转换器)。

具体实施方式

<本实用新型的实施方式的概要>

以下，列举说明本实用新型的实施方式的概要。(1)本实施方式的电力转换电路具有变压器TR、包含所述变压器TR的一次侧绕组w1的输入电路20、包含所述变压器TR的二次侧绕组w2的输出电路30。所述输入电路20包含串联连接在一侧的输入端子与另一侧的输入端子之间的所述一次侧绕组w1和开关元件SW。

另外，所述输出电路30包含所述二次侧绕组w2、将所述二次侧绕组w2的一端与输出的负极侧端子连接的第1电流线LN1、将所述二次侧绕组w2的另一端与输出的正极侧端子连接的第2电流线LN2、以与所述输出并联的方式与所述第1电流线和所述第2电流线LN1、LN2连接的输出线圈L以及设置于所述第1电流线和所述第2 电流线LN1、LN2中的至少1个的换向二极管D1。

(2)在本实施方式的电力转换电路中，开关接通时流向所述二次侧绕组w2的电流的方向例如是从所述二次侧绕组w2的另一端朝向一端的方向。

根据本实施方式的电力转换电路，由于采用了上述电路结构的输出电路30，因此在以连续电流模式下控制开关元件SW的情况下，能够根据接通时间与断开时间的比率来调整输出电压相对于输入电压的比率。因此，不存在与变压器TR的绕组比对应的限制，相比于正向转换器，能够应对更宽幅的输入电压。

(3)在本实施方式的电力转换电路中，优选的是，所述输出电路30还包含与所述第1电流线或所述第2电流线LN1，LN2并联连接的并联线LN3，所述第1电流线或所述第2电流线LN1，LN2具有在开关接通时容许流向所述二次侧绕组w2的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管D3，所述并联线LN3具有在开关断开时容许流向所述二次侧绕组w2的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管D2，所述第1电流线或者所述第2电流线LN1，LN2的导通时的电压降比所述并联线LN3的导通时的电压降小。

这样，仅通过采用比较廉价的低耐压的二极管D2、D3，就能够防止变压器TR 的励磁能量的蓄积。因此，能够廉价地制作能够释放励磁能量的电力转换电路60。

(4)在本实施方式的电力转换电路中，可以是，所述第1电流线或所述第2电流线LN1、LN2具有在所述开关元件的接通期间中容许流向所述二次侧绕组w2的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管D3，所述输入电路20还包含复位电路72， 74，76，该复位电路72，74，76将在开关接通时蓄积在所述变压器中的励磁能量在开关断开时释放。

根据本实施方式的电力转换电路，由于设置在输入电路20上的复位电路72、74、76在开关断开时释放蓄积在变压器中的励磁能量，因此能够防止变压器的磁饱和，能够使电力转换电路70的动作稳定化。

(5)本实施方式的DC-DC转换器具有上述(1)～(4)中的任意一项所述的电力转换电路，所述输入电路20的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是连接有直流电源DC的输入端子。

(6)本实施方式的AC-DC转换器具有上述(1)～(4)中的任意一项所述的电力转换电路，所述输入电路20还包含对交流电源AC输出的交流进行整流的整流电路DB，所述输入电路20的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是连接有所述整流电路DB的输入端子。

＜本实用新型的实施方式的详细＞

以下，参照附图对本实用新型的实施方式进行详细说明。另外，也可以任意组合以下记载实施方式的至少一部分。

[基本结构的电力转换电路]

图1是本实施方式的基本结构的电力转换电路10的电路图。基本结构的电力转换电路10由通过变压器TR转换电力的绝缘型的DC-DC转换器构成。

如图1所示，电力转换电路10具有变压器TR、包含变压器TR的一次侧绕组 w1的输入电路20、以及包含变压器TR的二次侧绕组w2的输出电路30。电力转换电路10实际上包含控制输入电路20的开关元件SW的动作的控制器CT(参照图11)。开关元件SW由MOSFET或IGBT等构成。另外，关于包含控制器CT的控制电路 40的结构例，将在后面叙述。

在电力转换电路10中，将在开关元件SW的接通期间中因变压器TR中产生的正向电流而蓄积在线圈L中的能量在开关元件SW的断开期间中由线圈L向负载LD 放出，从而向输出电路30的负载LD供给电力。以下，在本实施方式中，将输出电路30的正极侧定义为“上侧”，将输出电路30的负极侧(接地侧)定义为“下侧”。

变压器TR具有磁耦合的一次侧绕组w1和二次侧绕组w2。一次侧绕组w1和二次侧绕组w2为相同极性。在本实施方式中，一次侧和二次侧绕组比为n∶1。然而，变压器TR的绕组比不限于n∶1。

输入电路20包含与输入电源PS连接的输入端子P1、P2、一次侧绕组w1和开关元件SW。输入电源PS、一次侧绕组w1和开关元件SW串联连接。基本结构的电力转换电路10的输入电源PS例如由干电池或电池等直流电源DC构成。或者，也可以使用通过二极管桥和大容量电容器的组合等将交流转换为直流的电路。

输出电路30包含连接负载(输出)LD的输出端子P3、P4、二次侧绕组w2、换向二极管D1、输出线圈L和输出电容器C。另外，输出电路30包含将二次侧绕组 w2的一端(图例中为纸面上端)与输出的负极侧端子P4连接的第1电流线LN1、将二次侧绕组w2的另一端(图例中为纸面下端)与输出的正极侧端子P3连接的第2 电流线LN2。

输出线圈L以与负载LD并联的方式分别与第1电流线和第2电流线LN1、LN2 连接。具体而言，输出线圈L的上端连接在与正极侧端子P3连通的第2电流线LN2 的中途，输出线圈L的下端连接在与负极侧端子P4连通的第1电流线LN1的中途。

输出电容器C配置在输出线圈L和负载LD之间，以与负载LD并联的方式分别与第1电流线和第2电流线LN1、LN2连接。具体而言，关于输出电容器C，输出电容器C的上端连接在与正极侧端子P3连通的第2电流线LN2的中途，输出电容器C 的下端连接在与负极侧端子P4连通的第1电流线LN1的中途。

换向二极管D1设置在比第2电流线LN2中的输出线圈L的上端靠负载LD的部分。在图例中，换向二极管D1配置在输出线圈L的上端和输出线圈C的上端之间。具体而言，换向二极管D1的阳极与输出线圈L的上端连接，换向二极管D1的阴极经由输出电容器C的上端与正极侧端子P3连接。

另外，换向二极管D1也可以设置在比第1电流线LN1中的输出线圈L的下端靠负载LD的部分。该情况下的换向二极管D1的朝向与图1的情况相反。

如图1中用括号表示的那样，也可以将阳极与二次侧绕组w2的上端连接的二极管D3设置在第1电流线LN1上，切断反向动作。但是，以下首先说明在第1电流线 LN1上不设置二极管D3的电力转换电路10的动作。另外，在以下的说明中，将“开关元件SW”也简称为“开关SW”。

[电力转换电路的动作]

图2a是示出开关接通时的电力转换电路10的动作的电路图。图2b是示出开关断开时的电力转换电路10的动作的电路图。图2c是示出连续电流模式下的线圈电流的时间变化的曲线图。

如图2a所示，在开关SW接通的情况下，通过对变压器TR的一次侧施加输入电压，向二次侧流有正向电流，在设置于二次侧的线圈L中也流有电流。在此时的变压器TR的二次侧，将图2a的上侧作为高电压侧，产生与变压器TR的绕组比n∶1 对应的正向电压(Vin/n)。在线圈L的两端之间也施加Vin/n，将图2a的下侧作为高电压侧而流有电流，蓄积能量。

在此期间，在变压器TR的励磁电感中也蓄积能量。另外，对二极管D1施加 Vout+Vin/n的反向偏压，二极管D1为非导通。另外，向负载LD的电力从电容器C 供给。

如图2b所示，当开关SW断开时，线圈L的电流不再流到变压器TR的二次侧，而是通过二极管D1流到负载LD。即，从线圈L向电容器C以及负载LD放出能量 (图2b的路径(1))。在此，为了简化说明，若忽略二极管D1的电压降Vf，则线圈L的两端间电压以图2b的上侧为高电压侧成为Vout。

因此，在变压器TR的二次侧也将图2b的下侧作为高电压侧而产生Vout的电压，且通过来自励磁电感的能量放出，向图2b的下方向产生电流。该电流也通过二极管 D1流向电容器C和负载LD(图2b的路径(2))。

另外，在一次侧将图2b的下侧作为高电压侧，产生n·Vout的反向电压。因此，在开关SW的两端之间施加Vin+n·Vout的电压。因此，需要将开关SW的耐压设定为能够承受该电压。

将参照图2c更详细地说明电力转换电路10的动作。在此，假定忽略二极管通过时的电压降以及误差等的简单模型，关注连续电流模式下的输出线圈L的电流(以下，也称为“线圈电流”。)的增减。另外，将连续电流模式下的开关接通时间设为“ton”，将开关断开时间设为“toff”。

在这种情况下，设接通期间中的线圈电流增加为ΔIon，则下式成立。Vin/n＝L ·ΔIon/ton

另外，设断开期间中的线圈电流减少为ΔIoff，则下式成立。Vout＝L·ΔIoff/toff 在此，在稳定状态下，

ΔIon＝ΔIoff，因此下式成立。Vout/(Vin/n)＝ton/toff

即，以toff＝ton(占空比50％)输出Vout＝Vin/n。这样，由于能够以绕组比n 的比率进行电压转换，因此即使在升压或降压比率大的情况下，也能够容易地进行电力转换。另外，在非绝缘型的斩波电路中，在电压转换比率大的情况下成为极大或极小的占空比，进行大电压且大电流的开关，因此开关损耗变大。

另一方面，电力转换电路10在toff＞ton的情况下成为Vout＜Vin/n，在toff＜ton的情况下成为Vout＞Vin/n。即，根据基本结构的电力转换电路10，通过toff和ton 的比率，可以输出比Vin/n大的电压和比Vin/n小的电压。

[关于变压器的复位]

如上所述，在基本电路的电力转换电路10中，以下的事件1～3成立。事件1：在开关接通时，在线圈两端施加Vin/n(图示下侧为正)。事件2：在开关断开时，在线圈两端施加-Vout。事件3：在稳定状态下，线圈电流的波纹的增加与减少一致。即，下式(1)的关系成立。Vout/(Vin/n)＝ton/toff..(1)

在此，如果关注变压器TR的二次侧，则关于从二次侧观察的变压器TR的励磁电感，也是，在开关接通中，使图2a的上侧为正而施加Vin/n，在开关断开中施加-Vout。即，与线圈L相同的电压条件成立。因此，在稳定状态下，关于励磁电感，也是，波纹电流的增加和减少也一致，式(1)的关系成立。因此，不会在励磁电感中持续蓄积能量而饱和。

另外，在电力转换电路10的方式中，不需要特别设置复位电路，在开关接通中蓄积在励磁电感中的能量在断开中通过反向动作向二次侧放出，经由二极管D1向负载LD输送。因此，能够将励磁电感的能量无浪费地向二次侧传送，实现高效率的动作。

[比较例：一般的正向转换器的情况]

图3是一般的正向转换器的电路图。在图3中，省略了复位电路，用虚线表示开关接通时的电流路径，用直线表示开关断开时的电流路径。

如图3所示，在开关接通中，在变压器二次侧以图3的上侧为高电压侧产生Vin/n的正向电压，电流通过二极管Da以及线圈L流向负载。如果忽略二极管的电压降 Vf等，则此时的线圈L的左端相对于右端的电压成为Vin/n-Vout。

在开关断开中，变压器TR的二次侧的电压反转，对二极管Da施加反向偏压，电流不流动。因此，线圈电流从负载的负极(二次侧的GND)通过二极管Db流动。如果忽略二极管Db的电压降Vf等，则此时的线圈L的左端相对于右端的电压为 -Vout。

在稳定状态下，线圈L中产生的波纹电流的增加幅度与减少幅度一致，因此下式成立。(Vin/n－Vout)/Vout＝toff/ton

∴Vout/(Vin/n)＝ton/(ton+toff)

在此，Vout为Vin/n乘以占空比的值，因此被限定在0～Vin/n的范围内。

因此，为了对应宽幅的输入电压的规格，必须决定绕组比n，使得即使在假定的最低的输入电压Vin_min下也能够得到所希望的输出电压。即，需要以Vin_min/n＞ Vout的方式决定绕组比n。进而，在正向转换器中，由于需要在断开期间中放出变压器TR的励磁能量的复位动作，因此需要进行复位动作的断开时间，不能将占空比设定得太高，不能设为接近100％的值。

考虑到这样的制约，需要以Vin_min/n充分大于Vout的方式决定绕组比n，不能使绕组比n过大。因此，存在输入电压高时的转换效率降低的问题。另外，由于不能增大绕组比n，因此为了相对于输入而输出低电压，需要相应地减小占空比，开关电流也增加。因此，开关损耗变大。

[电力转换电路的效果]

本实施方式的电力转换电路10与例如反向转换器(未图示)不同，不是将转换的电力全部暂时存储在变压器TR中的方式，因此能够实现变压器TR的小型化，能够抑制变压器TR中的电力损耗。另外，部件数量比较少，成本也得到抑制。

根据本实施方式的电力转换电路10，如上所述，与一般的正向转换器(图3)相比，能够应对更宽幅的输入电压。另外，也可以适用于将PFC和DC-DC转换器一体化的单转换器电路。由于即使输入电压低也能够进行电力转换输出，因此能够增大输入导通角，能够提高输入功率。

若将本实施方式的电力转换电路10采用单转换器方式，则在输入电压高的时间段输入电力变大。因此，能够对高输入电压实施最优的设计，能够进行高效率的 AC-DC转换。与此相对，在正向转换器中，由于只能输出输入电压乘以1/n后的输出电压，因此必须设计成即使在尽可能低的输入电压下也进行动作，难以提高输入电压高的状态下的动作效率。

[第1变形例的电力转换电路]

图4a～图4b是第1变形例的电力转换电路60的电路图。图4a是示出开关接通时的电力转换电路60的动作的电路图。图4b是示出开关断开时的电力转换电路60 的动作的电路图。

在以上的说明中，忽略了二极管D1的导通时的电压降Vf，但在实际的二极管 D1中存在Vf。因此，需要即使考虑电压降Vf，也在开关断开时释放励磁电感而不使变压器TR饱和的对策。在基本结构的电力转换电路10中，如上所述，在电路的原理上进行变压器TR的复位，但在第1变形例的电力转换电路60中，即使考虑二极管D1的电压降Vf，也能够更可靠地进行变压器TR的复位动作。

在第1变形例的电力转换电路60中，相对于基本结构的电力转换电路10，在输出电路30中追加与第1电流线LN1并联连接的并联线LN3，在第1电流线LN1和并联线LN3上设置二极管D3、D2。第1电流线LN1的二极管D3的阳极与二次侧绕组w2的上端连接。并联线LN3的二极管D2与二极管D3的朝向相反，阴极与二次侧绕组w2的上端连接。

因此，第1电流线LN1的二极管D3在开关接通时容许流向二次侧绕组w2的电流的导通，但限制相反方向的导通。相反，并联线LN3的二极管D2在开关断开时容许流向二次侧绕组w2的电流的导通，但限制相反方向的导通。

如图4a～图4b所示，若将二极管D1、D2、D3的导通时电压降分别设为Vf1、 Vf2、Vf3，则成为Vf2＞Vf3的关系。根据图4a～图4b的电力转换电路60，仅通过对基本结构(图1)的电力转换电路10追加两个二极管D2、D3，就能够在开关断开时适当地释放蓄积在励磁电感中的能量。以下，说明其理由。

如图4a所示，在开关接通时，在变压器二次侧产生Vin/n的正向电压。此时，电流向右流向第1电流线LN1的二极管D3，产生Vf3的电压降。因此，在线圈L的两端产生Vin/n-Vf3的电压。另外，在变压器TR的励磁电感上，在二次侧施加Vin/n 的电压。

如图4b所示，在开关断开时，线圈L的电流通过二极管D1流向负载LD。因此，线圈L的两端电压成为Vout+Vf1。以下，将其设为Vout’。即，Vout’＝Vout+Vf1。在变压器二次侧，反向电流向下方流动。由于该电流通过并联线LN3的二极管D2，因此在变压器二次侧产生的电压成为Vout’+Vf2。

在稳定时，线圈L的电流波纹的增加和减少一致，因此toff/ton＝(Vin/n-Vf3) /Vout’。在此，如果着眼于从变压器二次侧观察的励磁电感Lm的电流波纹，则如下所示。

接通时的电流增加ΔIm_on＝(Vin/n)·ton/Lm

断开时的电流减少ΔIm_off＝(Vout’+Vf2)·toff/Lm

ΔIm_off/ΔIm_on＝(Vout’+Vf2)·(toff/ton)/(Vin/n)＝(Vout’+Vf2) ·(Vin/n－Vf3)/(Vout’·Vin/n)＝(1+Vf2/Vout')·(1－Vf3/(Vin/n))

这里，如果采用例如Vf2＞Vf3的二极管D2、D3，则ΔIm_off＞ΔIm_on，即Δ Im_off/ΔIm_on＞1。因此，在开关SW的断开期间中，来自变压器TR的励磁电感的能量放出结束，励磁电流成为不连续模式那样的举动。在这种情况下，能够可靠地进行变压器TR的复位，不会蓄积励磁能量，因此能够使变压器TR小型且廉价，并且能够稳定地动作。

图5a～图5c是示出第1变形例的电力转换电路60的电路结构的变化的电路图。图5a中的电力转换电路60具有与图4a中的电力转换电路60相同的电路结构。即，除了换向二极管D1以外，还包含两个二极管D2、D3，在第1电流线LN1上设置二极管D3，在并联线LN3上设置二极管D2。

如上所述，在这种情况下，如果采用Vf2＞Vf3的关系的两种二极管D2、D3，则能够防止励磁能量的蓄积。但是，关于对第1电流线LN1和并联线LN3的导通时的电压降附加差异的电路，不仅是2种二极管D2、D3，也可以采用以下各种对策。

例如，在图5b的例子中，采用3个二极管D0(电压降Vf0)，1个二极管D0 配置在第1电流线LN1上，串联连接的2个二极管D0配置在并联线LN3上。在该情况下，仅通过同种二极管D0就能够对第1电流线LN1和并联线LN3的电压降设置差，具有容易选定无源元件的优点。

在图5c的例子中，采用2个二极管(电压降Vf0)和1个电阻元件R0，1个二极管D0配置在第1电流线LN1上，串联连接的1个二极管D0和电阻元件R0配置在并联线LN3上。在该情况下，也能够仅用同种二极管D0对电流线LN1和并联线 LN3的电压降设置差，具有容易选定无源元件的优点。

另外，在图5a～图5c的任一电路中，二极管D0、D2、D3的两端都不会产生大的电位差，因此只要采用低耐压的元件即可。这样，根据第1变形例的电力转换电路 60，仅通过采用比较廉价的低耐压的二极管D0、D2、D3，就能够防止变压器TR的励磁能量的蓄积。因此，能够廉价地制作能够释放励磁能量的电力转换电路60。

图6是第1变形例的电力转换电路60的其他电路图。如图6所示，也可以在输出电路30中追加与第2电流线LN2并联连接的并联线LN3，在第2电流线LN2和并联线LN3上设置二极管D3、D2。第2电流线LN2的二极管D3的阴极与二次侧绕组w2的下端(图例中为负极)连接。并联线LN3的二极管D2与二极管D3的朝向相反，阳极与二次侧绕组w2的下端(图例中为负极)连接。

在该情况下，也是，第2电流线LN2的二极管D3在开关接通时容许流向二次侧绕组w2的电流的导通，但限制相反方向的导通。相反，并联线LN3的二极管D2在开关断开时容许流向二次侧绕组w2的电流的导通，但限制相反方向的导通。

另外，在图6所示的电力转换电路60的情况下，也可以与图5b以及图5c同样地，使用多个同种的二极管D0，对第2电流线LN2和并联线LN3的导通时的电压降赋予差。

[第2变形例的电力转换电路]

图7是第2变形例的电力转换电路70的电路图。在第2变形例的电力转换电路70中，对于基本结构的电力转换电路10，追加了防止回流用的二极管D3和第1复位电路72。在至此为止的电力转换电路10、60中，在开关断开中使变压器二次侧进行反向动作，复位励磁电流。即，通过在开关断开中使电流流向变压器TR的二次侧绕组w2来释放励磁能量。

本实施方式不仅包含至此为止的电力转换电路10、60，还包含防止反向动作的二极管D3以及采用第1复位电路72的第2变形例的电力转换电路70。在图7的例子中，二极管D3设置在第1电流线LN1上，但如图7中虚线所示，也可以将二极管 D3设置在第2电流线LN2上。

第1复位电路72由设置在输入电路20上的RC电路构成，具有与一次侧绕组 w1并联连接的电阻元件以及电容器。一次侧绕组w1的负极和电容器通过二极管连接。在该情况下，在开关SW断开后，流向励磁电感的电流通过二极管流入电容器。

电力转换电路70的控制电路(未图示)例如根据设置在变压器TR上的副绕组 (未图示)的两端电压等检测复位完成，在复位检测之后的时刻进行下一次的接通。蓄积在电容器中的电荷通过电阻元件放出。

图8是第2变形例的电力转换电路70的其他电路图。在图8的电力转换电路70 中，采用了第2复位电路74。如图8所示，第2复位电路74由设置在输入电路20 中的有源箝位方式的复位电路构成。第2复位电路74在开关SW1的漏极(使用NMOS 等)和一次侧的地线之间具有由电容器和PMOS晶体管构成的开关SW2的串联。

根据第2复位电路74，在开关SW1断开后，变压器TR的励磁电流通过开关SW2 的二极管流入电容器。在该期间中使开关SW2接通。当励磁电流最终被放出时，这次，在相反的方向上，从被充电的电容器通过变压器TR的励磁电感朝向输入+端子产生再生电流。

在再生电流的产生中，若断开开关SW2，则由于向图8的上方流动的电流，电流流向开关SW1的并联二极管。通过在该状态下接通开关SW1，能够实现软开关，能够抑制开关损耗而进行高效率动作。

图9是第2变形例的电力转换电路70的其他电路图。在图9的电力转换电路70 中，采用了第3复位电路76。如图9所示，第3复位电路76具有追加在变压器TR 的一次侧的副绕组ws和阴极与副绕组ws的上端连接、阳极与地连接的二极管Ds。根据第3复位电路76，在开关断开后励磁电感的能量以图9中虚线所示的路径流向副绕组ws，在输入电源PS的正极再生。

[第3变形例的电力转换电路]

图10是第3变形例的电力转换电路80的电路图。第3变形例的电力转换电路 80由对基本结构的电力转换电路10追加了整流电路DB的AC-DC转换器构成。

即，在电力转换电路80的输入电路20中设置有整流电路DB，该整流电路DB 对由交流电源AC构成的输入电源PS输出的交流进行整流。具体而言，在输入电路 20的正极侧的输入端子P1上连接有整流电路DB的阴极侧端子，在输入电路20的负极侧的输入端子P2上连接有整流电路DB的阳极侧端子。

在第3变形例的电力转换电路80中，输入通过二极管桥DB对交流输入进行整流后的输入，进行控制以得到所希望的输出电压，并且进行占空比控制以成为与交流输入电压的绝对值成比例的输入电流，由此能够得到将PFC和DCDC转换器一体化的单转换器电路。根据第3变形例的电力转换电路80，相对于输入电压，不仅输出比绕组比n∶1低的电压，而且输出比其高的电压，因此能够进行动作直至接近交流电压的过零的低电压，能够得到高功率。

与此相对，例如，如日本特开平4-138506号公报、日本特开平10-150769号公报以及日本特开2010-284031号公报那样，在将正向转换器设为单转换器方式的情况下，正向转换器不能输出比相对于输入的绕组比高的电压。因此，若要进行动作直至过零点附近，则无法增大绕组比n。

另一方面，如果设计成即使输入电压低也进行动作，则在输入电压高的情况下占空比变小，必须在短时间内使大的电流流向开关。因此，开关电流变大，电力损耗变大。在输入电压高的时间段输入功率也变大，因此损耗进一步变大。

第3变形例的电力转换电路80具有与基本结构的电力转换电路10相同的电路结构，因此能够输出相对于输入电压Vin为Vin/n以上的输出电压。因此，能够将n设定得较大。因此，能够增大高电压/大功率输入中的占空比。因此，能够抑制开关电流，能够抑制开关损耗。

[电力转换电路的控制电路]

图11是示出电力转换电路80的控制电路40的一例的电路图。如图11所示，电力转换电路80的控制电路40包含控制器CT、电流传感器Si、输入电压传感器Sv1 和输出电压传感器Sv2。控制器CT由ASIC或FPGA等集成电路构成。

电流传感器Si是检测在开关SW的下端流动的电流的传感器，例如由分流电阻构成。输入电压传感器Sv1是检测输入电路20中的整流电压的传感器。输出电压传感器Sv2是检测负载LD的正极的电压的传感器。输出电压传感器Sv2的传感检测方式例如可以采用将由分压电阻分压后的输出电压值通过绝缘放大器传递给控制器CT 的方式、组合分流调节器和光电耦合器的方式等。另外，也可以通过控制器CT监视设置在变压器TR上的辅助绕组(未图示)的电压，间接地检测输出电压。

控制器CT监视输入电压和输入电流，调整输入到开关SW的控制信号的占空比，以使输入电流和输入电压成比例。在这种情况下，由于输入电流通过开关SW的接通 /断开而断续地流动，因此优选使用以比开关SW的接通/断开周期长的周期平均化后的电流值。

由此，能够提高输入电流的功率(PFC控制)。该控制是通过比较高速的反馈环路进行的。控制器CT还监视输出电压，进行占空比调整(恒压控制)，以达到所希望的电压。该反馈控制在比上述PFC控制低速的循环中进行。

在图11的控制电路40中，如果采用根据输入电流的大小来决定接通时间ton和断开时间toff的比率的控制方法，则能够不监视输入电压而执行PFC控制。例如，将ton设为一定，根据输入电流决定toff即可。但是，由于输入电流通过开关SW的接通/断开而断续地流动，因此优选使用以比开关SW的接通/断开周期长的周期平均化后的电流值。

例如，如果忽略二极管D1的电压降Vf，则开关接通时的线圈电流增加成为ΔI ＝(Vin/n)·ton/L，开关断开时的线圈电流减少成为ΔI＝Vout·toff/L。当增加与减少平衡时，(Vin/n)·ton＝Vout·toff，即toff/ton＝(Vin/n)/Vout，因此成为toff/ton ∈Vin的关系。

因此，如果以成为输入电流Iin∈toff/ton的方式决定toff/ton，则可以实现Iin∈ Vin。即，能够实现PFC控制。也可以将ton设为一定，将toff决定为与Iin成比例。在这种情况下，也可以不是单纯的比例，而是考虑误差量而适当地设置偏移等。

[其他变形例]

本次公开的实施方式在所有方面都是例示而不是限制。本公开的权利范围由权利要求书表示，包含与权利要求书等同的含义和范围内的所有变更。

Claims (6)

1.一种电力转换电路，其具有：

变压器；

输入电路，其包含所述变压器的一次侧绕组；以及

输出电路，其包含所述变压器的二次侧绕组，

其特征在于，

所述输入电路包含串联连接在一侧的输入端子与另一侧的输入端子之间的所述一次侧绕组和开关元件，

所述输出电路包含：

所述二次侧绕组；

第1电流线，其将所述二次侧绕组的一端与输出的负极侧端子连接；

第2电流线，其将所述二次侧绕组的另一端与输出的正极侧端子连接；

输出线圈，其以与所述输出并联的方式与所述第1电流线和所述第2电流线连接；以及

换向二极管，其设置于所述第1电流线和所述第2电流线中的至少1个。

2.根据权利要求1所述的电力转换电路，其特征在于，

在开关接通时流向所述二次侧绕组的电流的方向是从所述二次侧绕组的另一端朝向一端的方向。

3.根据权利要求1或2所述的电力转换电路，其特征在于，

所述输出电路还包含与所述第1电流线或所述第2电流线并联连接的并联线，

所述第1电流线或所述第2电流线具有在开关接通时容许流向所述二次侧绕组的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管，

所述并联线具有在开关断开时容许流向所述二次侧绕组的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管，

所述第1电流线或所述第2电流线的导通时的电压降比所述并联线的导通时的电压降小。

4.根据权利要求1或2所述的电力转换电路，其特征在于，

所述第1电流线或所述第2电流线具有在开关接通时容许流向所述二次侧绕组的电流的导通但限制相反方向的导通的二极管，

所述输入电路还包含复位电路，该复位电路将在开关接通时蓄积在所述变压器中的励磁能量在开关断开时释放。

5.一种DC-DC转换器，其特征在于，

该DC-DC转换器具有权利要求1～4中的任意一项所述的电力转换电路，

所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与直流电源连接的输入端子。

6.一种AC-DC转换器，其特征在于，

该AC-DC转换器具有权利要求1～4中的任意一项所述的电力转换电路，

所述输入电路还包含对交流电源输出的交流进行整流的整流电路，

所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与所述整流电路连接的输入端子。

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