CN209358441U - 一种包含双谐振腔的双向变换电路以及变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种包含双谐振腔的双向变换电路以及变换器。所述电路包括原边全桥逆变电路、均衡电路、相互并联的谐振腔和副边整流电路。所述的谐振腔由串联谐振电感、谐振电容以及与该谐振腔适配使用的变压器原边构成。均衡电路并联在两个变压器副边之间，该均衡器确保两个变压器输入同等的能量，保证两个变压器工作正常，以防其中某个变压器运行不平衡而出现电路故障。两个谐振腔谐振变换器可以缓解单个谐振腔的负担，减小磁性元器件的体积，使布局更加合理，有利于热设计，更有利于提高功率密度。此拓扑的双向运行亦能提高器件利用率更高，有利于减小变换器的体积，提高功率利用密度。

Description

一种包含双谐振腔的双向变换电路以及变换器

技术领域

本实用新型涉及谐振变换器，尤其涉及一种可以双向运行的并且是双谐振腔的LLC谐振变换器。

背景技术

在能源需求日益增加的当今，开发新能源与提高能源利用率越发凸显重要，各种新能源产品开始出现在我们的生活中。其中双向DC/DC变换器变换器在微电网储能***、电动汽车、充电桩中都有着广泛的应用。在DC/DC变换器中LLC谐振变换拓扑更为优秀和更具有广泛的实际意义，有着实现提高工作效率，增大功率密度，降低运行损耗、减小电磁干扰等优点，在高端电源领域受到工程师的青睐。

LLC谐振变换器早已成为学术工作者和工程师研究的热点。谐振变换器是软开关的一种，能够利用电路的谐振使开关元件在电压为零或者电流为零时导通或关断，从而实现开关损耗的降低。由于LLC谐振变换器不仅能够实现原边开关管的零电压导通、副边二极管的零电流关断，减小开关损耗，并且还能将谐振电感和励磁电感集成在变压器中，减少了变压器的体积，提高了功率密度，同时它采用的是调频控制，能够使输出电压不受占空比缺失的影响，具有较宽的输入和输出电压范围，而且还能够做成正反向均能运行的DC/DC变换器，所以在高频和超高频领域得到了广泛的应用和发展。

全桥双向运行的单谐振腔LLC谐振变换器如图1所示，由功率MOS管Q1、Q3和Q2、Q4分别构成两个桥臂，并且MOS管有体二极管和寄生电容。两个桥臂构成全桥逆变电路给谐振腔提供输入波形为±Udc的方波电压。当Q1、Q4关断时，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器的励磁电流Lm一起谐振，使Q2、Q3的体二极管导通，将Q2、Q3两端的电压钳位为0，从而为实现Q2、Q3的ZVS做好准备；同理，当Q2、Q3关断，谐振电感Lr1、谐振电容Cr1和变压器的励磁电感Lm一起谐振，使Q1、Q4的体二极管导通，将其两端电压钳位在零伏，为实现ZVS做好准备。反向运行同理。

目前，节能是电源技术的一个重要趋势，对电源的效率、功率密度、可靠性等提出了更高的要求，在这种趋势的影响下，LLC谐振腔在业界的应用越来越广泛，但是传统的LLC谐振变换器还存在下述不足之处：现有的开关电源模块，通常都采用单谐振腔的LLC。但是随着模块功率的大幅提高，功率磁元器件的体积也在增大，要做到真正的高功率密度、高效率、最优热设计，这种普通的单谐振腔LLC则很难实现。此外，LLC中变压器的励磁电感的大小决定着开关管的关断电流、原边电流的大小，对于效率而言，希望励磁电感大一点，但是由于受到模块输出电压和功率的限制，励磁电感又不能过大，太大的励磁电感会导致增益不足，LLC无法输出要求的较大电压、满载功率，或者最高输出电压满载时的工作频率接近ZVS、ZCS区域的频率分界点。

发明内容

本实用新型提供一种包含双谐振腔的双向变换电路以及变换器，以至少在一定程度上解决背景技术中提到的问题。

本实用新型的一方面，提供一种包含双谐振腔的双向变换电路，包括主开关电路、第一谐振腔、第二谐振腔、电感(Lp)、第一整流电路和第二整流电路；其中，

主开关电路包括第一输出端和第二输出端；

第一谐振腔包括串联的第一谐振电感(Lr1)、第一谐振电容(Cr1)以及与第一谐振腔适配使用的第一变压器的原边(Lm1)，第二谐振腔包括串联的第二谐振电感(Lr2)、第二谐振电容(Cr2)以及与第一谐振腔适配使用的第二变压器的原边(Lm2)；第一谐振腔与第二谐振腔并联后，连接在第一输出端和第二输出端之间；

电感(Lp)连接在第一输出端和第二输出端之间；

第一整流电路与所述的第一变压器的副边连接，第二整流电路与所述的第二变压器的副边连接。

进一步地，还包括均衡电路，均衡电路连接在所述的第一变压器的副边和所述的第二变压器的副边之间。优选的，均衡电路包括均衡电容(Cj)，或者，均衡电路包括串联的小电阻和均衡电容(Cj)。

进一步地，主开关电路包括第一功率MOS管(Q1)、第二功率MOS管(Q2)、第三功率MOS管(Q3)、第四功率MOS管(Q4)和电容(Ci)，第一功率MOS管(Q1)的源极与第三功率MOS管(Q3)的漏极连接在一起作为第一输出端，第二功率MOS管(Q2)的源极与第四功率MOS管(Q4)的漏极连接在一起作为第二输出端；电容(Ci)的一端与第一功率MOS管(Q1)的漏极、第二功率MOS管(Q2)的漏极连接在一起，电容(Ci)的另一端与第三功率MOS管(Q3)的源极、第四功率MOS管(Q4)的源极连接在一起。优选的，第一功率MOS管(Q1)、第二功率MOS管(Q2)、第三功率MOS管(Q3)和第四功率MOS管(Q4)均为金属氧化物场效应晶体管MOSFET。

进一步地，第一整流电路包括第五功率MOS管(Q5)和第六功率MOS管(Q6)，所述的第一变压器的副边分别连接第五功率MOS管(Q5)的源极与第六功率MOS管(Q6)的源极；第二整流电路包括第七功率MOS管(Q7)和第八功率MOS管(Q8)，所述的第二变压器的副边分别连接第七功率MOS管(Q7)的源极与第八功率MOS管(Q8)的源极；第五功率MOS管(Q5)的漏极、第六功率MOS管(Q6)的漏极、第七功率MOS管(Q7)的漏极和第八功率MOS管(Q8)的漏极连接在一起，作为整流电路输出端。优选的，第五功率MOS管(Q5)、第六功率MOS管(Q6)、第七功率MOS管(Q7)和第八功率MOS管(Q8)均为金属氧化物场效应晶体管MOSFET。

进一步地，还包括滤波电路，滤波电路与整流电路输出端连接。

本实用新型的另一方面，提供一种变换器，其包括上述的包含双谐振腔的双向变换电路。

本实用新型的有益效果：(1)双谐振腔并联能够传输更大的功率，并且可以大大减小磁性元器件的体积，使得布局更紧凑；(2)由于两个谐振腔器件在加工地时候存在工艺误差，通过均衡器的作用，使得两个谐振腔变压器均等输出能量，解决了常见的单谐振腔LLC应用在目前大功率开关电源中很难做到高效率、高功率密度、最优热设计等要求的问题；(3)由于变压器副边均没有连接谐振器件，与常见的CLLLC双向谐振变换器相比减小了元器件的个数，节约了成本；(4)每个变压器的输出分别经整流电路整流后输出，使得输出更加稳定。

附图说明

为了使本实用新型的内容更容易被清楚的理解，下面根据本实用新型的具体实施例并结合附图，对本实用新型作进一步详细的说明。

图1是现有技术中的一种全桥CLLLC双向谐振变换器的电路原理图。

图2是本实用新型的一种包含双谐振腔的双向变换电路的拓扑图。

图3是本实用新型的一种包含双谐振腔的双向变换电路反向运行时的示意图。

图4是本实用新型的一种包含双谐振腔的双向变换电路在低于高频点时正向运行时相关实时波形。

图5是本实用新型的一种包含双谐振腔的双向变换电路在低于高频点时反向运行时相关实时波形。

具体实施方式

如图2所示，本实用新型的一种包含双谐振腔的双向变换电路，包括主开关电路、第一谐振腔、第二谐振腔、电感、均衡电路、第一整流电路、第二整流电路和滤波电路。主开关电路有时被称为方波发生器，方波发生器种类繁多，可以使用全桥和半桥等方波发生器。在本实施例中，采用全桥方波发生器，Q1-Q4是MOSFET，Q1和Q3串联、Q2和Q4串联分别构成桥臂，Q3和Q4的源极接地，电源Udc并联在两个桥臂之间一起构成全桥逆变电路(即方波发生器)。电感Lp连接在交流母线之间即两个桥臂的中点。电容Ci并联在直流电源Udc两端，正极与Udc的正极连接，负极与Udc的负极连接并接地。第一谐振腔由电感Lr1、电容Cr1、励磁电感Lm1和变压器TX1的原边构成；第二谐振腔由电感Lr2、电容Cr2、励磁电感Lm2和变压器TX2的原边构成。TX1和TX2原边的参考点GND与副边的参考点AGND之间通过电阻与电容串联连接。与主开关电路相并联的谐振腔至少包括两个，均衡电路分别连接在主均衡点的谐振腔和其余谐振腔之间。当两个谐振腔的谐振器件出现误差时，两个谐振腔之间必须加均衡器。Lr1与Lr2、Cr1与Cr2、Lm1与Lm2、TX1与TX2等理论上是一致的，但由于工艺误差的出现，故需加均衡器。在本实施例中，均衡器为均衡电容Cj，连接在所述的第一变压器的副边和所述的第二变压器的副边之间。两个变压器副边构成的整流电路可以是双半波整流，亦可是全桥整流电路。在本实施例中，Q5和Q6构成第一谐振腔对应的整流部分，即第一整流电路；Q7和Q8构成第二谐振腔对应的整流部分，即第二整流电路。Q5、Q6、Q7、Q8均是MOSFET，此拓扑可以双向运行。电容Co构成整流滤波电路，正极与负载相连，负极接地。

在图2所示的拓扑中，Q1-Q8均是功率MOSFET，包括体二极管和寄生电容。Q1和Q3串联连接，Q1的源极和Q3的漏极连接在一起为全桥电路的第一输出端，Q1的漏极与直流电源的正极(BUS+)连接，Q3的源极与电源的负极连接(BUS-)，并且接地(GND)，构成桥臂；同理Q2和Q4串联连接构成桥臂，Q2源极和Q4的漏极连接在一起为全桥电路的第二输出端。至此Q1-Q4构成了一个全桥电路。在两个桥臂的中点连接一个电感Lp，其电感值为变压器励磁电感值。在第一输出端和第二输出端之间并联设置两个谐振腔tank1和tank2，tank1包括谐振电感Lr1、谐振电容Cr1、第一变压器原边绕组提供的励磁电感Lm1，tank2包括谐振电感Lr2、谐振电容Cr2、第二变压器原边绕组提供的励磁电感Lm2。

具体地，谐振电感Lr1的一端连接主开关电路的第一输出端，另一端连接谐振电容Cr1的一端，Cr1的另一端连接第一变压器原边的一端(也就是励磁电感Lm1的一端)，第一变压器原边的另一端(也就是励磁电感Lm1的另一端)连接主开关电路的第二输出端。第二谐振腔的连接方式与第一谐振腔相同。

变压器TX1副边由带有中间抽头的绕组和Q5、Q6连接而成一个全波整流电路，变压器TX2副边由带有中间抽头的绕组和Q7、Q8连接而成一个全波整流电路。上述的变压器副边绕组中间抽头接地(AGND)。Q5-Q8的源极(S极)分别与变压器的输出端相连。通过给Q5-Q8驱动信号，驱动信号的电平极性与变压器的输出信号电平极性相同。由于Q5-Q8的是全控器件，变压器副边电路既可以成为整流滤波电路亦可成为推挽逆变电路，故为该拓扑双向运行提供了条件。两个变压器的输出叠加，提高了输出功率的稳定性。上述MOSFET连接后的输出端还连接滤波电路，该滤波电路可以是一个电容，一端连接在MOSFET的负极，另一端接地(AGND)。

本实用新型的双向变换电路具有隔离作用，其原、副边的地即GND与AGND通过电阻电容(RC)串联连接。整个电路的工作过程大致如下：

正向运行时，Lp支路通过继电器切断不工作。在Q1、Q2、Q3、Q4均截止期间(即死区时间内)Lr1、Cr1、Lm1与Lr2、Cr2、Lm2分别构成谐振腔，两个谐振腔总的谐振电流给Q2、Q3的D-S之间寄生电容Coss2、Coss3充电同时给Q1、Q4的D-S之间寄生电容Coss1、Coss4放电，能量回馈至电源。此时Q5、Q6、Q7、Q8均截止，输出的能量由输出电解电容提供。当Coss1、Coss4中的能量被抽完，Q1、Q4的体二极管续流，为Q1、Q4实现ZVS创造条件。此时控制输出Q5与Q7导通，变压器被钳位在-nVo，Lm1与Lm2在此电压下线性充电不参与谐振，变压器T1一次侧、变压器T2一次侧均有电流流过，两个谐振腔的总能量馈送至输出。此时(即Q1、Q4体二极管开始续流时)给Q1、Q4驱动信号，则Q1、Q4能实现ZVS，变压器原边电压依旧被钳位在-nVo，谐振能量流经路径与上一阶段一致，也馈送至副边。接下来负半周期的工作原理与上述正半周期的类似。从图4看出在实施方案正向运行工作频率低于高频点时原边主开关管是零电压导通、副边零电流关断。

反向运行时，变压器副边构成推挽逆变电路亦即反向运行的谐振腔的输入电路，原边主开关电路Q1-Q4构成的整流电路亦即反向运行的谐振腔的输出整流电路。同时控制Q5与Q6交替导通、Q7与Q8交替导通，电感Lp所在的支路通过继电器控制导通，Lp充当了反向运行的励磁电感。在Q5-Q8均截止时，Q1-Q4均截止期间(死区时间内)，Lr1、Cr1、Lp与Lr2、Cr2、Lp分别构成谐振腔，两个谐振腔谐振电流分别给Q5和Q6漏源极的寄生电容(D-S)Coss5与Coss6、Q7和Q8漏源极的寄生电容(D-S)Coss7与Coss8充放电，能量回馈至电源。此时输MOSFET(Q1-Q4)均截止，输出的能量由输出电解电容(与Udc并联的电解电容)提供。当Coss5、Coss7中的能量被抽完，Q5、Q7的体二极管续流，为Q5、Q7实现ZVS创造条件。此时控制输出Q1与Q4导通，变压器被钳位在-Vdc，Lm在此电压下线性充电不参与谐振，只有Lr1与Cr1构成一个谐振腔谐振电流流经Lp与Q1-Q4构成的全桥的交流母线，Lr2与Cr2构成另一个谐振腔谐振电流流经Lp与Q1-Q4构成的全桥的交流母线，两个谐振腔的总能量馈送至输出。此时给Q5、Q7驱动信号，实现ZVS，变压器原边电压依旧被钳位在-Vdc，谐振能量流经路径与上一阶段一致，也馈送至副边。接下来负半周期的工作原理与上述正半周期的类似。从图5看出在实施方案反向运行工作频率低于高频点时原边主开关管是零电压导通、副边零电流关断。

均衡器作用分析：正向运行，当没有电容时，由于元器件的工艺参数的差异，导致两个谐振腔的增益不一致，而两谐振腔输出的整流管并联于一点，如此并联输出可能会导致其中增益较小的谐振腔无法输出能量，导致另一个谐振腔过载，容易引起电路损坏。当电容存在时，使得原本增益较小的谐振腔的空载增益在一定范围内大于原本增益较大的谐振腔正常带载增益，并且使得两谐振腔变压器点的相位近似一致使得两谐振腔在较大频率范围内能够输出均等能量。

总之谐振腔并联的LLC在相邻两个谐振腔之间搭设平衡电容，保证了每个谐振腔能量能够均衡，确保了本实用新型拓扑能够双向运行，这样就可以达到这种拓扑架构的效果。每个谐振腔的谐振工作原理与单谐振腔的LLC工作原理是类似的，只是每次流经主开关电路MOS管与变压器的谐振能量是所有的谐振腔能量的总和，该方案可以再很大程度上加大励磁电感，既可以保证LLC增益也可以进一步提高大功率LLC谐振变换器的效果。

Claims (10)

1.一种包含双谐振腔的双向变换电路，包括主开关电路、第一谐振腔、第二谐振腔、电感、第一整流电路和第二整流电路；其中，

主开关电路包括第一输出端和第二输出端；

第一谐振腔包括串联的第一谐振电感、第一谐振电容以及与第一谐振腔适配使用的第一变压器的原边，第二谐振腔包括串联的第二谐振电感、第二谐振电容以及与第一谐振腔适配使用的第二变压器的原边；第一谐振腔与第二谐振腔并联后，连接在第一输出端和第二输出端之间；

电感连接在第一输出端和第二输出端之间；

第一整流电路与所述的第一变压器的副边连接，第二整流电路与所述的第二变压器的副边连接。

2.根据权利要求1所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：还包括均衡电路，均衡电路连接在所述的第一变压器的副边和所述的第二变压器的副边之间。

3.根据权利要求2所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：均衡电路包括均衡电容。

4.根据权利要求3所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：均衡电路包括串联的小电阻和均衡电容。

5.根据权利要求1所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：主开关电路包括第一功率MOS管、第二功率MOS管、第三功率MOS管、第四功率MOS管和电容，第一功率MOS管的源极与第三功率MOS管的漏极连接在一起作为第一输出端，第二功率MOS管的源极与第四功率MOS管的漏极连接在一起作为第二输出端；电容的一端与第一功率MOS管的漏极、第二功率MOS管的漏极连接在一起，电容的另一端与第三功率MOS管的源极、第四功率MOS管的源极连接在一起。

6.根据权利要求5所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：第一功率MOS管、第二功率MOS管、第三功率MOS管和第四功率MOS管均为金属氧化物场效应晶体管MOSFET。

7.根据权利要求1所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：第一整流电路包括第五功率MOS管和第六功率MOS管，所述的第一变压器的副边分别连接第五功率MOS管的源极与第六功率MOS管的源极；第二整流电路包括第七功率MOS管和第八功率MOS管，所述的第二变压器的副边分别连接第七功率MOS管的源极与第八功率MOS管的源极；第五功率MOS管的漏极、第六功率MOS管的漏极、第七功率MOS管的漏极和第八功率MOS管的漏极连接在一起，作为整流电路输出端。

8.根据权利要求7所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：第五功率MOS管、第六功率MOS管、第七功率MOS管和第八功率MOS管均为金属氧化物场效应晶体管MOSFET。

9.根据权利要求7所述的包含双谐振腔的双向变换电路，其特征在于：还包括滤波电路，滤波电路与整流电路输出端连接。

10.一种变换器，其特征在于：包括权利要求1～9任一权利要求所述的包含双谐振腔的双向变换电路。