CN209105053U - 一种隔离型三相交直流变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种隔离型三相交直流变换器，包括原边输入电路、变压器和副边输出电路，原边输入电路包括输入开关单元、第一整流单元、辅助变换电路、续流开关单元、串联谐振单元；输入开关单元的三个开关管分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上，还分别通过三根相线与第一整流单元连接；第一整流单元、辅助变换电路、续流开关单元和串联谐振单元并联，变压器的一次侧线圈接入串联谐振单元，变压器的二次侧线圈与副边输出电路连接。本实用新型的结构简单，实现了交直流转换功能、功率因素校正功能、隔离变换、软开关以及调压功能，节省传统交直流变换电路率器件，减少了开关变换环节，适合于高功率密度场合。

Description

一种隔离型三相交直流变换器

技术领域

本实用新型涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种隔离型三相交直流变换器。

背景技术

随着单体用电设备功率越来越大，原来大多采用单相供电的方式逐步更改采用三相供电，如果没有功率因数矫正(PFC)功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。因此，对于三相交流输入的交直流变换电路，一般为PFC+DC/DC两级电路，由于PFC整流后面的电压较高，由此导致整个电路设计会较为复杂；因此在之前也有国外同行提出过单级的三相交直流变换器，如大家较为熟悉的单周变换器，如实用新型专利WO2008/018802A2是较为典型的高效率三相交流单级变换器，如图1所示，该电路在传统的三相交流变换器的基础上实现了电路简化，同时也实现了软开关，但由于电网适应性等多方面原因导致控制算法复杂，该技术未大范围推广应用到产品。同时如图2所示电路以及该实用新型中提到的其他方案，其工作回路器件多或者电路复杂，交流侧开关一直处于硬开关工作状态，导通损耗大；同时如果Cp较小在交流开关开通瞬间或者Q7关断瞬间容易引起高压尖峰，从而损坏整流桥之后的Q7，如果Cp过大，开关瞬间能量大也有损坏Q7风险，同时也会导致效率低下。此外在电网参数变化或者负载变化情况下，Q7也难以满足软开关条件。

实用新型内容

本实用新型目的在于提出一种隔离型三相交直流变换器，以解决上述现有技术存在的结构及控制方法复杂导致的应用受限的技术问题。

为此，本实用新型提出了一种隔离型三相交直流变换器，包括原边输入电路、变压器和副边输出电路，原边输入电路包括输入开关单元、第一整流单元、辅助变换电路、续流开关单元、串联谐振单元；输入开关单元包括第一开关管、第二开关管和第三开关管，所述第一开关管、第二开关管和第三开关管分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上，还分别通过三根相线与第一整流单元连接；第一整流单元、辅助变换电路、续流开关单元和串联谐振单元并联，变压器的一次侧线圈接入串联谐振单元，变压器的二次侧线圈与副边输出电路连接。

本实用新型与现有技术对比的有益效果包括：

从结构上，本实用新型改变了传统的PFC电路加直流隔离变换电路的实现方法，通过本实用新型的拓扑结构，克服了传统的升压型PFC电路后端高压以及开关管应开通的弊端，使得输入开关管损耗降低，后端的连接功率器件的的受限性降低，可选余地更大；同时本实用新型提出的一级交直流变换电路，整个交直流变换电路简单，控制逻辑精简，在做功率因数矫正的同时，其已经完成了隔离交直流变换的一部分(相当于桥式电路的一半变换)，减少了功率开关步骤，因此效率高，适合于高效率及高功率密度需求场合；从功能上，相对于传统的带有功率因素校正功能的隔离型三相交直流变换器而言，通过一级变换电路就实现了交直流转换功能、功率因素校正功能、隔离变换、软开关以及调压功能，可以节省很多功率器件，同时相比于前述提到的单周变换器，由于变换回路由单相与电容中点变为在三相三线电源输入的实际两相之间形成回路，每次导通不再是一相开关组，能有效应对输入电压出现跳变或者极性突变的情况，其电网适应性更强，工作稳定性更高，设备质量更加可靠。

附图说明

图1是现有的高效率三相交流单级变换器(单周变换器)结构示意图。

图2是已知另外一种隔离型三相交直流变换器的示意图。

图3是本实用新型实施例1的隔离型三相交直流变换器的示意图。

图4是本实用新型实施例1的三相电压波形示意及交汇点定义示意图。

图5是本实用新型实施例1的AC-BC区间AB向导通回路示意图。

图6是本实用新型实施例1的AC-BC区间BC相续流回路示意图。

图7是本实用新型实施例1的AC-BC区间正向电感电流续流回路示意图。

图8是本实用新型实施例1的AC-BC区间Q8导通后反向续流电流通路示意图。

图9是本实用新型实施例1的在Q8关闭后的瞬时续流通路示意图。

图10是本实用新型实施例1的在Q7开通后的瞬时续流通路示意图。

图11是本实用新型实施例1的AC-BC区间AC相续流回路示意图。

图12是本实用新型实施例1的等效变换示意1。

图13是本实用新型实施例1的等效变换示意2。

图14是本实用新型实施例1的等效变换示意3。

图15是本实用新型实施例1的等效变换示意4。

图16是本实用新型实施例1中12个区间段下各驱动模式图。

图17是本实用新型实施例1的某时刻驱动逻辑示意图。

图18是本实用新型实施例1的变形实施例2的结构示意图。

图19是本实用新型实施例1的变形实施例3的结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式并对照附图对本实用新型作进一步详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本实用新型的范围及其应用。

参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非另外特别说明。

实施例1：

如图3所示，本实施例提出了一种隔离型三相交直流变换器，包括原边输入电路1、变压器2和副边输出电路3，原边输入电路1包括输入开关单元11、第一整流单元12、辅助变换电路13、续流开关单元14、串联谐振单元15；输入开关单元11包括开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2和第三开关管Q3分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上，还分别通过三根相线与第一整流单元12连接；第一整流单元12、辅助变换电路13、续流开关单元14和串联谐振单元15并联，变压器2的一次侧线圈接入串联谐振单元15，变压器2的二次侧线圈与副边输出电路3连接。

具体的，第一整流单元12为三相整流开关单元，用于执行交流整流操作，所述变压器2执行隔离及变压操作，所述输入开关单元11及第一整流单元12既用于执行交流功率因素校正开关操作，又配合所述串联谐振单元、所述变压器2和执行等效半桥电路正向谐振通路开关操作，所述续流开关单元14为一个开关管，执行输入开关单元11全部关闭后的反向谐振通路开关操作，一起完成等效半桥电路的谐振变换的功能。

如图3所示，三相三线电源包括A相、B相、及C相，其三相交流电压信号可参考图4，彼此相差120度的相位，由于实际输入的电源信号可能存在跳变或者极性突变的，所以本实施例示出的电压波形为了便于后文叙述，以标准的波形作为参考。原边输入电路还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在第一开关单元前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入第一开关单元，为了大大衰减经电源传入的EMI信号，保护设备免受其害，如图2所示，本实施例在三相三线输入端的输入滤波器为EMI滤波器，EMI滤波器可以有效地控制设备本身产生的电磁干扰信号进入电网，污染电磁环境，危害其他设备，在本实施例其他变通实施例中，还可以是其他类型的滤波器。

具体的电路结构如下：第一整流单元12包括二极管D1-D6、开关管Q4-Q6，辅助变换电路13包括开关管Q7、第八二极管D8、第八电阻R8以及第一电容C1，续流开关单元包括第八开关管Q8，串联谐振单元包括至少一个第一电感Lr、第二电感Lm和第二电容Cr；

开关管Q1-Q3的源极分别连接三相交流输入端，开关管Q1-Q3的漏极分别连接整流单元12的三个输入端，第一二极管D1的阴极、第二二极管D2阴极、第三二极管D3的阴极、第七开关管Q7的漏极、第八开关管Q8的源极及第一电感Lr的一端连接，第四二极管D4的阳极、第五二极管D5阳极、第六二极管D6的阳极、第一电容C1的一端、第八开关管Q8的漏极及第二电容Cr的一端连接，第四开关管Q4的源极连接第四二极管D4的阴极，第五开关管Q5的源极连接第五二极管D5的阴极，第六开关管Q6的源极连接第六二极管D6的阴极，第四开关管Q4的漏极连接第一二极管D1的阳极及第一开关管Q1的漏极，第五开关管Q5的源极连接第二二极管D2的阳极及第二开关管Q2的漏极，第六开关管Q6的源极连接第三二极管D3的阳极及第三开关管Q3的漏极，第八二极管D8与第八电阻R8并联，第八二极管D8的阴极接第七开关管Q7的源极，第八二极管D8的阳极接第一电容C1的一端，至少一个第一电感Lr、第二电感Lm和第二电容Cr相互串联，第二电感Lm是直接集成在变压器内部的电感，即变压器2的一次侧线圈电感，或者是独立外置与变压器2一次侧线圈并联的电感。

所述副边输出电路3包括第二整流单元31，所述变压器2的二次侧线圈与所述第二整流单元31的两个输入端连接，所述第二整流单元31可为倍压整流、全波整流或全桥整流。所述副边输出电路3还包括储能续流单元32，所述储能续流单元32的两端与所述第二整流单元31的两个输出端连接，所述储能续流单元32包括相互串联的至少一个第三电感L2和至少一个第三电容C2。

具体的，如图3所示，变压器Tra的二次侧，为一个典型的全桥整流电路，包括二极管D11、D12、D13、D14，D11的阴极及D12的阴极接续流电感L2一端，D13的阳极以及D14的阳极与电容C2的负端，D11的阳极及D13的阴极连接Tra二次侧的一端，D12的阳极及D14的阴极连接Tra二次侧的另外一端；本实施例中，变压器的二次侧输出整流电路还可以是其他电路，如倍压整流、全波整流和全桥整流；续流电感L2、滤波电容C2构成了副边侧的储能续流单元，储能续流单元可以不设置续流电感L2，只设置滤波电容C2，该滤波电容C2与第二整流单元并接，或设置至少一个续流电感L2和至少一个滤波电容C2，彼此串接的至少一个续流电感L2与至少一个滤波电容C2与副边整流电路连接。

本实用新型实施例提供一种用于上述隔离型三相交直流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断分析各相电源在当前时刻所处的相位和区间段；对当前区间段下的输入开关单元和第一整流单元中的开关管都施加PWM驱动信号，使三相中的两相通过第一整流单元和串联谐振单元形成电流回路；将导通的两相中幅值绝对值较低的一相通路关断，其他两相继续维持电流回路；关断输入开关单元、第一整流单元和辅助变换电路中的开关管的驱动信号，并给续流开关单元施加驱动信号，实现续流和反向电流回路的导通；关闭续流开关单元的驱动信号，并在辅助变换电路开始充电后对输入开关单元、第一整流单元和辅助变换电路施加驱动信号。

具体的，如图4所示，输入A代表输入A相(Phase A)，输入B代表输入B相(Phase B)，输入C代表输入C相(Phase C)；为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°(下一周期的30°点)为一个完整周期，因此如图5所示，各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°/390°)；过零点标为“0”点。

因此，设从AC点开始，到BC点，AC-BC区间，该区间A相与B相电压幅值绝对值高于C相，如果三路同时施加PWM驱动信号，Q1Q4，Q2Q5，Q3Q6均被开通，A相与B相的回路中D1，D5受正偏电压而导通，而C相D3及D6以及输入整流桥上的其他二极管均受反偏电压而不能导通，如图5所示，电流经过Q1及D1，Lr，Tra一次侧线圈(包含Lm)，Cr，D5，Q5，Q2形成回路。如果此时瞬间有超过C1电压的则会通Q7的反并二极管及串联电阻构成回路而被吸收，从而让尖峰电压得以箝制；过当Q1Q4的驱动关闭时，则D3受正偏电压能导通构成与B相的续流通路，为了保证PF值，C相只能与相反方向幅值的电压导通，因此同向幅值的那一相电压先关闭(如在30°-60°或AC-0区间，A相的驱动则先于另外两相关闭，如图5，电流经过Q3及D3，Lr，Tra，Cr，D5，Q5，Q2形成回路。60°-90°或0-BC区间，B相的驱动则先于另外两相关闭，如图11，电流经过第一开关单元及Q1，D1，Lr，Tra，Cr，D6，Q6,Q3形成回路。)；该电路相比图2所示的电路从回路中的工作器件明显减少了一个开关管，因此，导通损耗会显著降低；此外，导通电流的时间与相电压的幅值成相对关系，即幅值绝对值越高的，电流导通时间越长，可以实现电流波形跟随电压波形实现PFC功能；同时幅值绝对值最大相的电流导通时间等于该幅值绝对值相对较低两相电流导通时间的和。

由上可知，该控制方法在每个开关周期实现每相均可以导通电流从而实现高PF值且低THDI的关键因数在于，先由幅值较高且极性相反的两相导通，并在回路的电感上储能，而后关闭与幅值绝对值最低相同方向的通路(关闭回路中的开关管)使其续流电流通过幅值绝对值最低相，因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关闭，先关闭的PWM驱动模式记为“短”，后关断的PWM驱动模式记为“长”。即在该实施例的实际控制中，正常情况下每个周期的占空比只会有两种数值。“长”“短”PWM驱动信号的具体占空比大小则由实时控制运算结果确定。

此外，如果在不考虑控制复杂性，只是需要实现前述相同效果的情况下，也可以采用另外一种控制模式与三相交流相连的开关管不同时施加驱动信号，先给幅值较高且极性相反的两相施加信号使其导通，而后关闭与幅值绝对值最低相同方向的通路并开通之前未开通的交流回路上的开关使其续流电流通过幅值绝对值最低相，因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关闭，先关闭的PWM驱动模式记为“短1”，后开通的PWM驱动模式记为“短2”，先开通而最后关断的PWM驱动模式记为“长”。该种方式其并未脱离我们前述的“长”“短”控制策略，因此后面不做详细叙述。

当三相回路上的开关管的PWM驱动电压都关闭后，因此输入三相交流没有任何回路导通，此时前期导通的回路中的电流会因为电感的存在而自然续流，开始会通过释放回路中二极管等器件的寄生电容，其中寄生电容的能量瞬间完成释放后，Q8反向并联二极管则会自然正偏开通，即为零电压开通，如图7电感电流则会通过Lr，Tra一次侧线圈(包含Lm)，Cr，Q8(反并二极管，)进行续流。前述及文后叙述反并二极管指的是开关管集成或者寄生的反向二极管，也可以是外加的单独二极管。当Q8二极管导通完成续流后，在二极管未截止前，给Q8施加驱动信号进行开通，开关管则为零电压开通；由于谐振电感Lr、Cr以及变压器一次侧的存在，因此电流很快会反向谐振，如图8所示，电流进过Q7、Lr、Cr以及变压器一次侧形成反向谐振回路。

如图9，根据控制需要，反向谐振回路需要关闭时，再将Q8关断，切断该通路，则回路电流就会先给环路中与Q8等效并联(或者寄生)电容充电，电压逐步抬高，由于C1的存在，环路中寄生电容的电压超过C1电压时，则会使Q7的反并二极管正偏，然后通过Q7反并二极管及串联电阻构成回路而被C1吸收，如图10所示，此时在电流为反向前施加驱动开通信号给Q7以及三相交流回路Q1～Q6前述中的“长”“短”驱动信号。当输入的三相交流中差值较大的两相电压差超过C1电容上的电压时候，如前述，回路中的二极管正偏导通，因此，回路中的输入开关管以及整流开关单元中的开关管均是零电压开通。又回复到图5所示状态；至此，交流侧的一个完整的回路工作完成。同时，根据前述的分析，为保持C1上的电压足够高，因此在差值次之的两相工作时候比如会导致释能，所以给Q7施加“短”驱动信号即可，即保证电压不会低于差值较高的两相瞬时值。实际中也可以给Q7施加信号保持达到同样功能即可，不一定是前述的“短”信号。所以辅助电路在整个工作中，主要是辅助交流回路的开关管软开通以及抑制电压尖峰，避免Q8关断或者交流侧回路开通瞬间的尖峰电压，起到吸收储能作用。

以上各工作模式可以对本隔离型三相交直流变换器的电路进行等效变换：

当某两相的开关管导通的时候如图12所示，该电路相比图2资料中所示的电路从回路中的工作器件明显减少了一个开关管，根据对称性及开关功能性简化后如图13，瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者说交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源；同时交流回路中的组合开关管也可以简化等效为一个开关，因此如图14所示。同时辅助电路也可以简化为串联开关管的可控电容回路，因此可以等效如图15所示。从图15也可清晰的得知Q8关断后，辅助电路C1会吸收电压尖峰，且在Q7开通后会反向谐振协助输入开关的软开通。

进行上述等效后，该电路实际可以看作是一个隔离型的串联谐振半桥电路，综上所述，输入开关可等效为串联谐振电路中的一个上桥臂，Q8则是代表另外一个下桥臂，基于输入电压范围以及输出负载及电压范围，应尽量使输入端的第一开关单元占空比不超过75％；如果希望Q8的关断是软开关或者接近软开关，为构成全谐振，输入开关以及整流开关最大占空比最佳为0.5，与第二开关单元Q8形成互补，并通过调节频率实现输出电压稳定，当输入电压超过一定范围或者负载过轻的时候，再将输入侧的开关的最大占空比最佳缩小或偏离0.5；续流电感L2可以有；如图18所示，也可以没有L2；如果第一开关单元的占空比一直低于0.5，则有该续流电感为最佳。

本隔离型的变换器电路实现了软开关工作，同时由于对交流侧Q1～Q6开关管的控制起到的功率因素校正功能，也就是说，本变换器，通过单级电路结构和控制方法便实现了多种功能，省去了很多功率元件，同时又实现了软开关，开关的损耗较小，适合高功率密度的场合，本隔离型的变换器电路可利用串联谐振电路的类似原理，改变工作频率，从而可以实现副边输出电路在不同负载以及不同输入电压下的稳压输出，当输入及负载条件偏离一定的频率改变范围后，再利用改变占空比的方式来进行调节，以保证最大程度的软开关工作。

相比于现有的单周变换器，同样实现了单级变换器构想，均比传统的三相交流变换器的基础上实现了电路简化，同时也实现了软开关，本实用新型不仅在理想三相交流输入条件下能正常工作，由于交流侧开关管能满足任何三相交流输入条件下，输入的三相交流电源要能经过谐振电感Lr、变压器、Cr形成回路时，至少需有两相回路的开关开启，所以在输入电压出现跳变或者极性突变的情况下，不容易形成反向尖峰电压及电流倒灌，对侦测保护要求小，控制的算法可更加简单，使其真正可以大规模的推广引用。且由于辅助电路，避免了尖峰电压，同时又实现了输入侧开关的软开通。

综上，从结构上，本实用新型改变了传统的PFC电路加直流隔离变换电路的实现方法，通过本实用新型的拓扑结构，可以节省常规交直流变换器的交流整流后的储能单元，同时也可节省直流隔离变换的功率器件以及驱动电路，整个交直流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于高效率及高功率密度需求场合；

从功能上，相对于传统的带有功率因素校正功能的隔离型三相交直流变换器而言，通过一级变换电路就实现了交直流转换功能、功率因素校正功能、隔离变换、软开关以及调压功能，可以节省很多功率器件，同时相比于前述提到的单周变换器，由于三相三线电源的输入可以在两相之间形成回路，每次导通不再是一相开关组，能有效应对输入电压出现跳变或者极性突变的情况，其电网适应性更强，工作稳定性更高，设备质量更加可靠。

从控制上，可以简化控制算法，提高DSP控制单元的运算速度，从PFC功能的开关操作来看，在锁相和判断出区间后，通过给对应交流开关施加“长”或者“短”驱动状态的驱动信号，“长”“短”PWM的具体占比大小则由当时控制运算结果决定，由此，可简化控制模式或者方法，实现了高功率因数，低THDI。从软开关实现的角度的来看，由于电路中各个硬件回路的存在，只需要注意调整各个开关管的开通时间点(或者关断时间点)就可以某种程度的满足。从负载的角度，因为实现串联谐振电路的功能，所以可利用串联谐振电路的类似原理，改变工作频率，从而可以实现副边输出电路在不同负载以及不同输入电压下的稳压输出，当输入及负载条件偏离一定的频率改变范围后，再利用改变占空比的方式来进行调节，以保证最大程度的软开关工作。

对于其他区间段而言，以此类推，BC-0区间，AB两相开关管的驱动信号为“长”PWM驱动信号，C相开关管的驱动信号为“短”PWM驱动信号，C相回路的开关管则先于A相和B相的关闭，0-BA区间，CB两相开关管的驱动信号为“长”PWM驱动信号，A相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，A相开关管则先于B相和C相开关管关闭；

BA-CA区间，BA-0区间，A、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，B相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-CA区间，A、B两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，C相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即C相回路先关断。

CA-CB区间，CA-0区间，B、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，A相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-CB区间，A、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，B相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断。

CB-AB区间，CB-0区间，B、A两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，C相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即C相回路先关断；0-AB区间，B、C两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，A相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即A相回路先关断。

AB-AC区间AB-0区间，C、A两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，B相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-AC区间，B、A两相的驱动信号为“长”PWM驱动状态，C相的驱动信号为“短”PWM驱动信号，即C相回路先关断。

整个过程中，对Q8施加“长”驱动信号，即与“长”信号互补的驱动信号，两个信号之间根据实际电路需要留有一定的死区。对Q7可施加“短”信号，或者施加比“短”信号的占空比略短的PWM信号，能够保持输入开关管软开通以及C1的电压不过高即可。为了控制的简化，在后续的表述中将Q7的驱动信号统记为“短”信号。

由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，各个开关管驱动信号的波形逻辑表如下表一及图16；由于同一相回路上的两个开关管可以一起施加同一信号，也可以分别施加信号，且由于开关管有反并二极管，因此或者其中一个加开关驱动信号即可，如果开关管无反并二极管，则两个开关管必须同时施加开关信号。

表一、开关管驱动状态模式表

“一”表示根据前述控制方法，可施加与同本回路中另外一个开关管同样的驱动信号，或者不需要施加驱动信号，具体的参照前述的规则；正常情况下，为简化控制和硬件电路，“一”均可以施加同本回路中另外一个开关管同样的驱动信号。

“长”则表示与“长”信号互补的驱动信号，两个信号之间根据实际电路需要留有一定的死区，如图17示意。

根据驱动波形逻辑表各个区间段可得，可执行如下控制方法：

检测输入交流电压，判断输入电压的各相指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段；对当前区间段下的开关单元中，对三相线路上的开关管都施加驱动信号进行PWM驱动控制使其导通，根据二极管的自然正偏导通原理，三相三线电源之间的幅值绝对值较高的两相(同时其幅值相反)通过谐振回路形成电流导通回路；之后，根据控制需要先将该两相中幅值绝对值较低的一相通路关断(将已开通的驱动信号关闭)，由于电感的续流原理，此时三相中相电压幅值绝对值最小的一相线路上的二极管受正向偏置会与幅值最高相形成电流通路，继续维持原电流谐振回路；

并根据控制计算，再关断所有开关管的驱动信号，此时由于原环路中电感存在维持电流方向不变，电流再通过续流开关管Q8的反向并联(或者外置)二极管续流，同时在该电流为反向前对续流开关管施加“长”驱动信号开通，即零电压开通。同时实现续流和反向谐振回路的导通。

此后，关闭续流开关管Q8的驱动信号，并在辅助电路开始充电后对输入开关管及辅助电路开关管施加“长”“短”驱动信号。

根据区间分段，对应的开关管采用上述方法能按照如下轮换方式进行即可：

实施例2：

如图18所示，本实施例提出了一种根据实施例1的隔离型三相交直流变换器的变形实施例，隔离变压器的输出侧回路中没有储能电感。工作原理与实施例1一致，不再叙述。

实施例3：

如图19所示，本实施例提出了一种根据实施例1的隔离型三相交直流变换器的变形实施例，提出了另一种隔离型三相交直流变换器，其与前述的隔离型交直流变换器的差异在于将续流开关由一个开关管变为由四个开关管组成的桥式开关单元。由于变压器端可以通过桥式开关单元进行换向，因此输入最大占比可以达到100％，而桥式开关的工作与常规的全桥变换器原理一致，因此不再详细叙述。该变换器相比实施例一更加适合功率较大场合。

本领域技术人员将认识到，对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。

尽管已经描述和叙述了被看作本实用新型的示范实施例，本领域技术人员将会明白，可以对其作出各种改变和替换，而不会脱离本实用新型的精神。另外，可以做出许多修改以将特定情况适配到本实用新型的教义，而不会脱离在此描述的本实用新型中心概念。所以，本实用新型不受限于在此披露的特定实施例，但本实用新型可能还包括属于本实用新型范围的所有实施例及其等同物。

Claims (9)

1.一种隔离型三相交直流变换器，其特征在于，包括原边输入电路、变压器和副边输出电路，原边输入电路包括输入开关单元、第一整流单元、辅助变换电路、续流开关单元、串联谐振单元；输入开关单元包括第一开关管、第二开关管和第三开关管，所述第一开关管、第二开关管和第三开关管分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上，还分别通过三根相线与第一整流单元连接；第一整流单元、辅助变换电路、续流开关单元和串联谐振单元并联，变压器的一次侧线圈接入串联谐振单元，变压器的二次侧线圈与副边输出电路连接。

2.如权利要求1所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，第一整流单元包括第一至第六二极管、第四至第六开关管，辅助变换电路包括第七开关管、第八二极管、第八电阻以及第一电容，续流开关单元包括第八开关管，串联谐振单元包括至少一个第一电感、第二电感和第二电容；

第一至第三开关管的源极分别连接三相交流输入端，第一至第三开关管的漏极分别连接第一整流单元的三个输入端，第一二极管的阴极、第二二极管阴极、第三二极管的阴极、第七开关管的漏极、第八开关管的源极及第一电感的一端连接，第四二极管的阳极、第五二极管阳极、第六二极管的阳极、第一电容的一端、第八开关管的漏极及第二电容的一端连接，第四开关管的源极连接第四二极管的阴极，第五开关管的源极连接第五二极管的阴极，第六开关管的源极连接第六二极管的阴极，第四开关管的漏极连接第一二极管的阳极及第一开关管的漏极，第五开关管的源极连接第二二极管的阳极及第二开关管的漏极，第六开关管的源极连接第三二极管的阳极及第三开关管的漏极，第八二极管与第八电阻并联，第八二极管的阴极接第七开关管的源极，第八二极管的阳极接第一电容的一端，至少一个第一电感、第二电感和第二电容相互串联，第二电感是直接集成在变压器内部的电感，即变压器的一次侧线圈电感，或者是独立外置与变压器一次侧线圈并联的电感。

3.如权利要求2所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，所述第一电容为无极电容或极性电容。

4.如权利要求2所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，所述输入开关单元和所述第一整流单元中的开关管可以通过同一个驱动信号进行驱动，或各自通过独立的驱动信号进行驱动。

5.如权利要求1所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，所述副边输出电路包括第二整流单元，所述变压器的二次侧线圈与所述第二整流单元的两个输入端连接，所述第二整流单元可为倍压整流、全波整流或全桥整流。

6.如权利要求5所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，所述副边输出电路还包括储能续流单元，所述储能续流单元的两端与所述第二整流单元的两个输出端连接，所述储能续流单元包括相互串联的至少一个第三电感和至少一个第三电容。

7.如权利要求1所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，其中的开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，并具有反并二极管，所述反并二极管是集成二极管、寄生二极管或外加的单独二极管。

8.如权利要求1所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，所述原边输入电路还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述输入开关单元前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述输入开关单元。

9.如权利要求1-8任一项所述的隔离型三相交直流变换器，其特征在于，所述续流开关单元包括第九至第十二开关管，所述第九开关管和第十开关管的源极相连作为所述续流开关单元的一个输入端，所述第十一开关管和第十二开关管的漏极相连作为所述续流开关单元的另一个输入端，所述第九开关管的漏极和第十一开关管的源极相连作为所述续流开关单元的一个输出端，所述第十开关管的漏极和第十二开关管的源极相连作为所述续流开关单元的另一个输出端。