CN208971390U - 电源切换电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开电源切换电路,该电源切换电路包括第一电源电压端VIN、第二电源电压端VOUT和电源电压切换输出端VDD、N型高压MOS管构成的电平切换驱动电路、电压钳位电路和P型高压MOS管构成的开关电路，所述电平切换驱动电路、所述电压钳位电路和所述开关电路都连接于同一电压节点；所述电平切换驱动电路根据输入的第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT的电压比较结果及所述电压钳位电路的电压钳位作用，控制所述开关电路切换输出第一电源电压端VIN的电压或第二电源电压端VOUT的电压，并保证所述P型高压MOS管和所述N型高压MOS管的栅源端的耐压值不超过低压MOS管的栅源端的耐压值。

Description

电源切换电路

技术领域

本实用新型涉及开关电源技术领域，具体涉及一种基于BCD制程工艺的DC-DC变换器的，使用高漏源耐压的高压MOS管的电源切换电路。

背景技术

DC-DC转换器广泛地应用于便捷式电子设备中。 Buck-Boost(升降压)DC-DC(直流转换器)根据输入电压VIN 与输出电压VOUT 之间的关系划分不同的工作模式，当VIN 大于VOUT 时，***处于Buck( 降压) 模式；当VIN 约等于VOUT 时，***工作在Buck-Boost( 升降压) 模式；当VIN小于VOUT 时，***工作在Boost( 升压) 模式下。由于现在便携式电子设备中的BOOST电路常采用集成功率管的同步技术设计，所以，在现有的开关电源产品中，当***处于不同的工作模式下，通过一个电源供电切换电路来统一子模块的供电，但这一类切换电路往往增大DC-DC芯片的面积，增加芯片成本。

另一方面，目前电源产品的制造工艺通常为BCD工艺，此工艺含bipolar、CMOS、DMOS以及常用的电阻电容器件，其中高压MOS管常用于承受电路中的高压部分。虽然高压MOS管的漏源端可以承受电路中的高压部分，但是其栅源端的耐压值还是低压MOS管的耐压值。

实用新型内容

为了克服BCD制程工艺下的DC-DC转换器的一系列技术缺陷，本实用新型提出一种在集成电路中易于实现的电源切换电路，其技术方案如下：电源切换电路,该电源切换电路具有第一电源电压端VIN、第二电源电压端VOUT和电源电压切换输出端VDD，其中，第一电源电压端VIN接入DC-DC变换器的输入电压，第二电源电压端VOUT 接入DC-DC变换器的输出电压，电源电压切换输出端VDD用于为DC-DC变换器的子电路模块提供供电电压，所述电源切换电路包括由N型高压MOS管所组成的电平切换驱动电路、电压钳位电路和由P型高压MOS管构成的开关电路，所述电平切换驱动电路、所述电压钳位电路和所述开关电路都连接于第一电压节点A和第二电压节点B；所述电平切换驱动电路，用于根据第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT的电压比较结果调节所述N型高压MOS管的漏极电压，并配合所述电压钳位电路对第一电压节点A和第二电压节点B的电压钳位作用，控制所述开关电路中所述的P型高压MOS管的导通与截止，以实现在电源电压切换输出端VDD完成切换输出第一电源电压端VIN的电压或第二电源电压端VOUT的电压的同时，保证所述P型高压MOS管和所述N型高压MOS管的栅源端的耐压值不超过低压MOS管的栅源端的耐压值。

进一步地，所述开关电路包括第一P型高压MOS管P1和第二P型高压MOS管P2，其中，第一P型高压MOS管P1的漏极连接第二电源电压端VOUT，第二P型高压MOS管P2的漏极连接第一电源电压端VIN，第一P型高压MOS管P1的源极和第二P型高压MOS管P2的源极都连接到电源电压切换输出端VDD，第一P型高压MOS管P1的栅极连接第一电压节点A，第二P型高压MOS管P2的栅极连接第二电压节点B。

进一步地，所述电压钳位电路包括第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2，第一PMOS管MP1的栅极和第二PMOS管MP2的栅极相连接于第一电压节点A，第一PMOS管MP1的源极和第二PMOS管MP2的源极都连接于电源电压切换输出端VDD，第一PMOS管MP1的栅极及其漏极连接于第一电压节点A，第二PMOS管MP2的漏极连接于第二电压节点B。

进一步地，所述电平切换驱动电路包括电压比较器U1、反相器INV、第一N型高压MOS管M1、第二N型高压MOS管M2以及分别与这两个N型高压MOS管相连的第一电流源I1和第二电流源I2；电压比较器U1的反向端-与第一电源电压端VIN连接，电压比较器U1的同向端+与第二电源电压端VOUT连接，电压比较器U1的输出端同时连接反相器INV的输入端和第一N型高压MOS管M1的栅极，反相器INV的输出端连接第二N型高压MOS管M2的栅极；第一N型高压MOS管M1的漏极连接第一电压节点A，第二N型高压MOS管M2的漏极连接第二电压节点B；第一N型高压MOS管M1的源极及其衬底连接于第一电流源I1的正端，第二N型高压MOS管M2的源极及其衬底连接于第二电流源I2的正端；第一电流源I1的负端和第二电流源I2的负端同时接入接地电源电压VSS。

与现有技术相比，本实用新型的技术方案具有以下的优点：本实用新型提供的所述电源切换电路的电路结构简单，在BCD制程工艺下能根据输入电源端的电压变化，在高压MOS管和低压MOS管的栅源端电压差不超过低压 MOS管的耐压值的前提下，自动选择电压最高的电源作为DC-DC转换器内部供电模块的供电电源，保证BCD工艺制程下的电源自动平稳切换，从而提高电路切换过程的可靠性；另外，所述电源切换电路在BCD制程工艺下，其内部的电流可以通过高压MOS管的源衬之间的寄生体二极管进行续流，从而减缓电流的变化率，提高电路的可靠性。

附图说明

图1为本实用新型实施例中提供的一种电源切换电路的电路框架示意图。

具体实施方式

在升降压(Buck-Boost)DC-DC 变换器中，某些子电路模块需要在Buck(降压)、Buck-Boost(升降压)或Boost(升压)不同模式下的供电，而本实用新型实施例揭示的一种电源切换电路则适用这种子电路模块的供电。本实用新型实施例提供的是一种基于BCD制程工艺的DC-DC变换器的，使用漏、源极之间可耐高压值的高压MOS管的电源切换电路，在本实施例下，高压MOS管的漏源之间的耐压值达到12V以上。所述电源切换电路用于切换DC-DC变换器的输入电压和输出电压中数值较大的电源电压给需要的内部子电路模块进行供电，DC-DC变换器在启动阶段将其输入电压作为电源电压提供给所述子电路模块，当DC-DC变换器的输出电压高于其输入电压一定的裕度后，所述电源切换电路自动将所述输入电压切换为所述输出电压，然后作为所述电源电压提供给内部子电路模块，且确保所述电源切换电路的高压部分全部降于高压MOS管的漏源端之间，从而实现BCD工艺下的DC-DC 变换器的制造。

如图1 所示，本实用新型实施例提供的电源切换电路包括由N型高压MOS管所组成的电平切换驱动电路、电压钳位电路和由P型高压MOS管构成的开关电路。所述电源切换电路具有第一电源电压端VIN、第二电源电压端VOUT和电源电压切换输出端VDD，其中，第一电源电压端VIN接入DC-DC变换器的输入电压，第二电源电压端VOUT接入DC-DC变换器的输出电压，电源电压切换输出端VDD用于为DC-DC变换器的子电路模块提供供电电压。所述电平切换驱动电路、所述电压钳位电路和所述开关电路都连接于第一电压节点A和第二电压节点B。所述电平切换驱动电路，用于根据第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT的电压比较结果在所述N型高压MOS管的漏极上输出对应的电压，并配合所述电压钳位电路的电位钳制作用，将第一电压节点A和第二电压节点B的电压分别钳住在高低不同的电平状态下，所述开关电路中所述的P型高压MOS管的导通与截止状态则受到反向的电压信号控制，从而实现在电源电压切换输出端VDD 完成切换输出第一电源电压端VIN的电压或第二电源电压端VOUT的电压，然后基于电源电压切换输出端VDD完成切换输出的电源电压控制所述P型高压MOS管和所述N型高压MOS管的栅源端的耐压值不超过低压MOS管的栅源端的耐压值，同时也确保低压MOS管的栅源端的电压及其漏源端的电压都处于安全的耐压值范围内。

所述开关电路包括第一P型高压MOS管P1和第二P型高压MOS管P2，其中，第一P型高压MOS管P1的漏极连接第二电源电压端VOUT，第二P型高压MOS管P2的漏极连接第一电源电压端VIN，第一P型高压MOS管P1的源极和第二P型高压MOS管P2的源极都连接到电源电压切换输出端VDD，使得第一P型高压MOS管P1和第二P型高压MOS管P2作为开关管。第一P型高压MOS管P1的栅极连接第一电压节点A，第二P型高压MOS管P2的栅极连接第二电压节点B，第一电压节点A和第二电压节点B作为所述开关电路的控制节点，结合所述电压钳位电路和所述电平切换驱动电路对第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT的电压的比较结果的控制作用，实现电源电压切换输出端VDD 完成切换输出第一电源电压端VIN的电压或第二电源电压端VOUT的电压。具体地，第一P型高压MOS管P1的源极及MOS管的衬底连接到电源电压切换输出端VDD，且第二P型高压MOS管P2的源极及MOS管的衬底也连接到电源电压切换输出端VDD。在上电或者掉电过程中，因为第一P型高压MOS管P1存在第二电源电压端VOUT到电源电压切换输出端VDD的寄生体二极管，同时第二P型高压MOS管P2也存在着第一电源电压端VIN到电源电压切换输出端VDD的寄生体二极管，所以电源电压切换输出端VDD不会出现电压突变而形成浪涌电流，使得第一电源电压端VIN和第二电源电压端VOUT与电源电压切换输出端VDD间有一个良好的电压、电流通路，以便给众多子模块电路提供供电电源。在第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT切换输出的过程中，第一P型高压MOS管P1的栅源电压和第二P型高压MOS管P2的栅源电压不超过现有的低压MOS管的栅源端的耐压值。

所述电压钳位电路包括第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2，第一PMOS管MP1的栅极和第二PMOS管MP2的栅极相连接于第一电压节点A，第一PMOS管MP1的源极和第二PMOS管MP2的源极都连接于电源电压切换输出端VDD，第一PMOS管MP1的栅极及其漏极连接于第一电压节点A，第二PMOS管MP2的漏极连接于第二电压节点B。第一PMOS管MP1的漏极与栅极连接在一起构成二极管结构，用于根据第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT的电压比较结果钳住第一电压节点A的电压，进而锁存控制第一P型高压MOS管P1的导通状态；同样地，第二PMOS管MP2用于根据第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT的电压比较结果钳住第二电压节点B的电压，进而锁存控制第二P型高压MOS管P2的导通状态，使得第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的栅源电压不超过现有的低压MOS管的栅源端的耐压值，且其漏源端的电压也不超过现有的低压MOS管的漏源端的耐压值。

所述电平切换驱动电路包括电压比较器U1、反相器INV、第一N型高压MOS管M1、第二N型高压MOS管M2、第一电流源I1和第二电流源I2；其中，电压比较器U1的工作电压域中的正电压域设置为第一电源电压端VIN的电压，负电压域设置为接地电源电压VSS；反相器INV的工作电压域中的正电压域的大小设置为第一电源电压端VIN的电压，负电压域的大小设置为接地电源电压VSS。电压比较器U1的反向端-与第一电源电压端VIN连接，电压比较器U1的同向端+与第二电源电压端VOUT连接，电压比较器U1的输出端同时连接反相器INV的输入端和第一N型高压MOS管M1的栅极，反相器INV的输出端连接第二N型高压MOS管M2的栅极；第一N型高压MOS管M1的漏极连接第一电压节点A，第二N型高压MOS管M2的漏极连接第二电压节点B。第一N型高压MOS管M1和第二N型高压MOS管M2的栅极在同一条件下接受相反信号的控制，用于根据电压比较器U1对第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT的电压的比较结果分别调节第一N型高压MOS管M1的漏极电压和第二N型高压MOS管M2的漏极电压，进而驱动控制电源电压切换输出端VDD 完成切换输出第一电源电压端(VIN)的电压或第二电源电压端VOUT的电压。另外，第一N型高压MOS管M1的源极及其衬底连接于第一电流源I1的正端，第二N型高压MOS管M2的源极及其衬底连接于第二电流源I2的正端，第一电流源I1的负端和第二电流源I2的负端同时接入接地电源电压VSS,则第一N型高压MOS管M1和第二N型高压MOS管M2构成一个电流镜像关系，同时形成电源到地的电流通路。在第一电源电压端VIN的电压和第二电源电压端VOUT切换输出的过程中，第一N型高压MOS管M1的栅源电压和第二N型高压MOS管M2的栅源电压不超过现有的低压MOS管的栅源端的耐压值。

需要说明的是，由于第一电源电压端VIN接入DC-DC变换器的输入电压，所以第一电源电压端VIN的电压典型值为5V，等于现有的低压MOS管的栅源端的耐压值。接地电源电压VSS设置为0V，第二电源电压端VOUT的电压典型值设置为大于VIN的电压，可以是12V或者更高，等于现有的高压MOS管的漏源端的耐压值。其中，高压MOS管的开启阈值优选为5V。

结合附图1所述电源切换电路，本实用新型实施例给出所述电源切换电路的具体工作原理：当电压比较器U1的输出端为低电平（逻辑0，对应0V）时，表示第一电源电压端VIN的电压大于第二电源电压端VOUT的电压，在本实施例下，第一电源电压端VIN的电压设置为5V，第二电源电压端VOUT的电压设置为2V。这正处于DC-DC变换器的启动阶段。在所述电平切换驱动电路中，电压比较器U1的输出端的低电平的控制关闭第一N型高压MOS管M1，然后电压比较器U1的输出端的低电平经过反相器的电平取反作用变为高电平（逻辑1，对应5V），导通第二N型高压MOS管M2，由于第二电流源I2的电流调节作用，所以第二N型高压MOS管M2的栅源端电压不超过第一电源电压端VIN的5V电压。

在所述电压钳位电路中，第一PMOS管MP1的漏极及其栅极连接在一起构成二极管结构，等效于通过一个电阻将第一电压节点A接入电源电压切换输出端VDD，由于第一N型高压MOS管M1处于截止状态，所以第一电压节点A的电压被上拉接近电源电压切换输出端VDD的电压，并被钳住在电源电压切换输出端VDD的电压左右，而又由于第二PMOS管MP2的栅极连接第一电压节点A，第二PMOS管MP2的源极连接电源电压切换输出端VDD，所以第二PMOS管MP2的栅极电压接近其源极电压，导致第二PMOS管MP2关闭。

需要说明的是，所述开关电路中，由于第二P型高压MOS管P2和第一P型高压MOS管P1存在寄生二极管，所以在第二P型高压MOS管P2和第一P型高压MOS管P1未导通之前，电源电压切换输出端VDD的电位在所述寄生二极管的续流作用下处于高压状态，接近5V左右。则第一N型高压MOS管M1的漏源端电压不超过第一电源电压端VIN的5V电压。

第二N型高压MOS管M2导通后，在第二电流源I2的调节作用下，第二电压节点B的电位被下拉至接地电源电压VSS（0V），从而将第二P型高压MOS管P2导通，使得在所述开关电路中，第一电源电压端VIN的5V电压传输到电源电压切换输出端VDD，其中，第二P型高压MOS管P2的栅源端的电压绝对值为5V，不超过第一电源电压端VIN的5V电压。接着，第一电压节点A的电压升高为第一电源电压端VIN的5V电压，关闭第一P型高压MOS管P1，第二电源电压端VOUT的2V电压无法通过第一P型高压MOS管P1传递到电源电压切换输出端VDD，此时，第一P型高压MOS管P1的漏源端承受电源电压切换输出端VDD的高压与第二电源电压端VOUT的电压的压差，即5V-2V=3V，第一P型高压MOS管P1的栅源端的电压绝对值接近0。同时，第一PMOS管MP1的栅源端的电压绝对值接近0，第一电压节点A的12V电压控制所述电压钳位电路中的第二PMOS管MP2关闭，则第二电压节点B的电位不会被上拉，反而钳住在接地电源电压VSS左右，第二PMOS管MP2的漏源端的电压接近5V，处于安全耐压范围内。综上所述，本实用新型实施例提供的所述电源切换电路在所述启动阶段过程中自动将输入电压作为电源电压提供给芯片内部部分电路，使得电路切换性能可靠稳定。

当电压比较器U1的输出端为高电平（逻辑1，对应5V）时，表示第一电源电压端VIN的电压小于第二电源电压端VOUT的电压，在本实施例下，第一电源电压端VIN的电压设置为5V，第二电源电压端VOUT的电压设置为12V。在所述电平切换驱动电路中，电压比较器U1的输出端输出高电平（逻辑1，对应5V），导通第一N型高压MOS管M1，然后电压比较器U1的输出端的高电平经过反相器的电平取反作用变为低电平（逻辑0，对应0V），关闭第二N型高压MOS管M2。由于第一电流源I1的电流调节作用，所以第一N型高压MOS管M1的栅源端电压不超过第一电源电压端VIN的5V电压。

在所述电压钳位电路中，第一PMOS管MP1的漏极与其栅极连接在一起构成二极管结构，由于第一N型高压MOS管M1处于导通状态，所以第一电压节点A在第一电流源I1的电流调节作用下，其电压数值被下拉至第二电源电压端VOUT的电压与第一电源电压端VIN的电压的压差值，即对应压差值12V-5V=7V，并被钳住在7V电压左右，被第一N型高压MOS管M1的漏源端承受。而又由于第二PMOS管MP2的栅极连接第一电压节点A，第二PMOS管MP2的源极连接电源电压切换输出端VDD，所以第二PMOS管MP2的栅源端电压等于第一PMOS管MP1的栅源端电压。

需要说明的是，所述开关电路中，由于第二P型高压MOS管P2和第一P型高压MOS管P1存在寄生二极管，所以在第二P型高压MOS管P2和第一P型高压MOS管P1未导通之前，电源电压切换输出端VDD的电位在所述寄生二极管的续流作用下处于高压状态，接近12V左右。又由于第一电压节点A钳住在7V电压左右，所以可导通第二PMOS管MP2，且导通的第二PMOS管MP2的栅源端电压不超过第一电源电压端VIN的5V电压，第二PMOS管MP2的漏源端承受12V-7V=5V的电压。同时，第一电压节点A处的钳住电压导通第一P型高压MOS管P1，使得第二电源电压端VOUT的12V电压传输到电源电压切换输出端VDD，此时，第一P型高压MOS管P1的栅源端电压不超过5V。

第二N型高压MOS管M2关闭后，在第二电流源I2的调节作用下，第二N型高压MOS管M2的源极被下拉至接地电源电压VSS，而第二电压节点B在导通的第二PMOS管MP2的上拉作用下被拉高至接近12V，关闭第二P型高压MOS管P2，使得第二电压节点B处的12V高压由第二N型高压MOS管M2的漏源端承受，而第二P型高压MOS管P2的漏源端承受电源电压切换输出端VDD的高压与第一电源电压端VIN的电压的压差，即12V-5V=7V，且第一电源电压端VIN的5V电压无法通过第二P型高压MOS管P2传递到电源电压切换输出端VDD。综上所述，在所述电源切换电路中，当输出高过输入电压一定裕度后，该电路自动将输入电压切换为输出电压，作为电源电压提供给芯片内部部分电路，且确保了内部电路的高压部分全部降于高压MOS管的漏源之间，实现了制造基于BCD工艺下所述电源切换电路。

以上所述实施例仅表达了本申请最佳实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请专利范围的限制。应当指出的是，对本领域的技术人员来说，在不脱离本申请的构思前提下，所做出的若干变形或改进，都属于本申请的保护范围。

在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的***、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目。

Claims (4)

1.电源切换电路,该电源切换电路具有第一电源电压端(VIN)、第二电源电压端(VOUT)和电源电压切换输出端（VDD），其中，第一电源电压端(VIN)接入DC-DC变换器的输入电压，第二电源电压端(VOUT) 接入DC-DC变换器的输出电压，电源电压切换输出端（VDD）用于为DC-DC变换器的子电路模块提供供电电压，其特征在于，所述电源切换电路包括由N型高压MOS管所组成的电平切换驱动电路、电压钳位电路和由P型高压MOS管构成的开关电路，所述电平切换驱动电路、所述电压钳位电路和所述开关电路都连接于第一电压节点（A）和第二电压节点（B）；

所述电平切换驱动电路，用于根据第一电源电压端(VIN)的电压和第二电源电压端(VOUT)的电压比较结果调节所述N型高压MOS管的漏极电压，并配合所述电压钳位电路对第一电压节点（A）和第二电压节点（B）的电压钳位作用，控制所述开关电路中所述的P型高压MOS管的导通与截止，以实现在电源电压切换输出端（VDD） 完成切换输出第一电源电压端(VIN)的电压或第二电源电压端(VOUT)的电压的同时，保证所述P型高压MOS管和所述N型高压MOS管的栅源端的耐压值不超过低压MOS管的栅源端的耐压值。

2.根据权利要求1所述电源切换电路，其特征在于，所述开关电路包括第一P型高压MOS管（P1）和第二P型高压MOS管（P2），其中，第一P型高压MOS管（P1）的漏极连接第二电源电压端(VOUT)，第二P型高压MOS管（P2）的漏极连接第一电源电压端(VIN)，第一P型高压MOS管（P1）的源极和第二P型高压MOS管（P2）的源极都连接到电源电压切换输出端(VDD)，第一P型高压MOS管（P1）的栅极连接第一电压节点（A），第二P型高压MOS管（P2）的栅极连接第二电压节点（B）。

3.根据权利要求1所述电源切换电路，其特征在于，所述电压钳位电路包括第一PMOS管（MP1）和第二PMOS管（MP2），第一PMOS管（MP1）的栅极和第二PMOS管（MP2）的栅极相连接于第一电压节点（A），第一PMOS管（MP1）的源极和第二PMOS管（MP2）的源极都连接于电源电压切换输出端（VDD），第一PMOS管（MP1）的栅极及其漏极连接于第一电压节点（A），第二PMOS管（MP2）的漏极连接于第二电压节点（B）。

4.根据权利要求1所述电源切换电路，其特征在于，所述电平切换驱动电路包括电压比较器（U1）、反相器(INV)、第一N型高压MOS管（M1）、第二N型高压MOS管（M2）以及分别与这两个N型高压MOS管相连的第一电流源（I1）和第二电流源（I2）；

电压比较器(U1)的反向端（-）与第一电源电压端(VIN)连接，电压比较器(U1)的同向端（+）与第二电源电压端(VOUT)连接，电压比较器(U1)的输出端同时连接反相器（INV）的输入端和第一N型高压MOS管（M1）的栅极，反相器（INV）的输出端连接第二N型高压MOS管（M2）的栅极；

第一N型高压MOS管（M1）的漏极连接第一电压节点（A），第二N型高压MOS管（M2）的漏极连接第二电压节点（B）；第一N型高压MOS管（M1）的源极及其衬底连接于第一电流源（I1）的正端，第二N型高压MOS管（M2）的源极及其衬底连接于第二电流源（I2）的正端；

第一电流源（I1）的负端和第二电流源（I2）的负端同时接入接地电源电压(VSS)。