CN109412436A - 一种同步整流控制芯片及电路 - Google Patents

Abstract

一种同步整流控制芯片及电路，包括第一线性稳压模块、第二线性稳压模块、第一信号判断模块以及偏置电压模块。通过利用NMOS管的强驱动能力，在第一线性稳压模块以及第二线性稳压模块采用NMOS管作为调整管，根据第一比较单元和第二比较单元分别发出第一控制信号和第二控制信号，控制第一电容偏置单元以及第二电容偏置单元的工作状态，从而控制第一NMOS管和第二NMOS管的通断，最终实现同步整流控制芯片的电源自供电，解决了传统技术方案存在的由于采用结型场效应晶体管作为调整管而导致的依赖复杂的结型场效应晶体管的生产工艺、浪费芯片面积，或者由于在同步整流控制芯片的***电路中增设辅助电路而导致浪费PCB板面积、电路设计复杂的问题。

Description

一种同步整流控制芯片及电路

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，尤其涉及一种同步整流控制芯片及电路。

背景技术

目前，传统的同步整流控制芯片为得到合适的驱动电压，通常采用两种方法：方法1(请参阅图1)是芯片内部的线性稳压电路采用结型场效应晶体管作为调整管，然而，由于结型场效应晶体管的制作复杂，依赖高压工艺方法生产，且结型场效应晶体管输出电流的能力较小，需要占用较大的芯片面积才能达到理想的电压供给效果；方法2(请参阅图8)是在同步整流控制芯片的***电路中增加由辅助绕组、二极管和限流电阻组成的辅助电路，以对同步整流控制芯片提供额外的工作电压，然而，增设辅助电路会浪费PCB板面积，且电路设计复杂。

因此，传统的同步整流控制芯片存在由于采用结型场效应晶体管作为线性稳压电路中的调整管而导致的依赖复杂工艺生产、浪费芯片面积或者由于增设辅助电路而导致浪费PCB板面积、电路设计复杂的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供了一种同步整流控制芯片及电路，旨在解决传统的同步整流控制芯片存在的由于采用结型场效应晶体管作为线性稳压电路中的调整管而导致的依赖复杂工艺生产、浪费芯片面积，或者由于增设辅助电路而导致浪费PCB板面积、电路设计复杂的问题。

本发明实施例的第一方面提供了一种同步整流控制芯片，包括：

用于将脉冲信号转换为第一目标电压的第一线性稳压模块；

与所述第一线性稳压器模块连接，用于将电压信号转换为第二目标电压的第二线性稳压模块；

与所述第一线性稳压模块以及所述第二线性稳压模块连接，用于判断所述脉冲信号的电平高低后，输出判断信号的第一信号判断模块；以及

与所述第一线性稳压模块以及所述第二线性稳压模块连接，用于提供偏置电压的偏置电压模块；

其中，所述第一线性稳压模块包括：

用于接收所述脉冲信号，并通过自身的通断状态实现将所述脉冲信号输出为所述第一目标电压的第一NMOS管；

与所述第一NMOS管的栅极连接，用于控制所述第一NMOS管的通断状态的第一电容偏置单元；以及

与所述第一电容偏置单元连接，用于比较第一基准电压和采样电压，并根据比较结果以及所述判断信号相应输出第一控制信号，以控制所述第一电容偏置单元的工作状态的第一比较单元。

所述第二线性稳压模块包括：

用于接收所述电压信号，并通过自身的通断状态实现将所述电压信号输出为第二目标电压的第二NMOS管；

与所述第二NMOS管的栅极连接，用于控制所述第二NMOS管的通断状态的第二电容偏置单元；以及

与所述第二电容偏置单元连接，用于比较第二基准电压和采样电压，并根据比较结果以及所述判断信号相应输出第二控制信号，以控制所述第二电容偏置单元的工作状态的第二比较单元。

本发明实施例的第二方面提供了一种同步整流控制电路，包括上述的同步整流控制芯片，还包括：

第一端连接负载，用于接收原边绕组传递的所述脉冲信号的副边绕组；和

漏极与所述副边绕组的第二端连接，源极接地，栅极连接所述驱动管脚，用于根据所述驱动信号进行通断，以实现对所述脉冲信号进行同步整流的第三NMOS管；其中

所述漏极管脚连接所述第三NMOS管的漏极，所述源极管脚连接所述第三NMOS管的源极，所述信号管脚接地。

本发明实施例的第三方面提供了一种同步整流控制电路，包括上述的同步整流控制芯片，还包括：

第一端连接负载，用于接收原边绕组传递的所述脉冲信号的副边绕组；和

漏极与所述副边绕组的第二端连接，源极接地，栅极连接所述驱动管脚，用于根据所述驱动信号进行通断，以实现对所述脉冲信号进行同步整流的第三NMOS管；其中

所述漏极管脚连接所述第三NMOS管的漏极，所述源极管脚连接所述第三NMOS管的源极，所述信号管脚连接所述第三NMOS管的漏极。

本发明实施例的第四方面提供了一种同步整流控制电路，包括上述的同步整流控制芯片，还包括：

第一端连接负载，用于接收原边绕组传递的所述脉冲信号的副边绕组；和

漏极与所述副边绕组的第二端连接，源极接地，栅极连接所述驱动管脚，用于根据所述驱动信号进行通断，以实现对所述脉冲信号进行同步整流的第三NMOS管；其中

所述漏极管脚连接所述第三NMOS管的漏极，所述源极管脚连接所述第三NMOS管的源极，所述信号管脚连接所述副边绕组的第一端。

上述的同步整流控制芯片及电路，根据第一比较单元和第二比较单元发出的第一控制信号和第二控制信号控制第一电容单元以及第二电容单元的工作状态，从而控制第一NMOS管和第二NMOS管的通断，实现电源自供电。通过利用NMOS管的强驱动能力，在第一线性稳压模块以及第二线性稳压模块采用NMOS管作为调整管，取代了传统的技术方案中的结型场效应晶体管，不必依赖制作结型场效应晶体管的复杂工艺，节省芯片面积；且不必通过增加***辅助电路实现供电，节省了PCB板面积、简化了电路设计。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为传统的同步整流控制芯片内部的线性稳压电路原理图；

图2为本发明一实施例提供的同步整流控制芯片的内部结构框图；

图3为图2所示同步整流控制芯片的第一线性稳压模块的电路原理图；

图4为图2所示同步整流控制芯片的第二线性稳压模块的电路原理图；

图5为图2所示的同步整流控制芯片内部的电路原理图；

图6为偏置电压V2＝0，V3＝Vcc，信号管脚HVIN接地时的电源自供电情形示意图；

图7为偏置电压V2＝0，V3＝Vcc，信号管脚HVIN接直流信号时的电源自供电和电源目标电压自切换情形示意图；

图8为传统的同步整流控制电路结构示意图；

图9为本发明一实施例提供的在低驱动电压情形下的同步整流控制电路结构示意图；

图10为本发明一实施例提供的在高驱动电压情形下的同步整流控制电路结构示意图；

图11为本发明一实施例提供的在另一种高驱动电压情形下的同步整流控制电路结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图2，为本发明一实施例提供的同步整流控制芯片的内部结构框图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

一种同步整流控制芯片，包括：第一线性稳压模块10、第二线性稳压模块20、第一信号判断模块30以及偏置电压模块40。

第一线性稳压模块10用于将脉冲信号Vd转换为第一目标电压VCC1。

第二线性稳压模块20与第一线性稳压器模块10连接，用于将电压信号转换为第二目标电压VCC2。

第一信号判断模块30与第一线性稳压模块10以及第二线性稳压模块20连接，用于判断脉冲信号Vd的电平高低，并输出判断信号Vp。判断信号Vp为电平信号，其具体值为0或者1。

偏置电压模块40与第一线性稳压模块10以及20第二线性稳压模块20连接，用于提供偏置电压。在具体应用中，偏置电压模块40有三个端，第一端输出电压V1、第二端输出电压V2，第三端输出电压V3。

第一线性稳压模块10包括：第一NMOS管N1、第一电容偏置单元11以及第一比较单元12。

第一NMOS管N1用于接收脉冲信号Vd，并通过自身的通断状态实现将脉冲信号Vd输出为第一目标电压VCC1。

第一电容偏置单元11与第一NMOS管N1的栅极连接，用于控制第一NMOS管N1的通断状态。

第一比较单元12与第一电容偏置单元11连接，用于比较第一基准电压Vref1和采样电压Vcc_div，并根据比较结果以及判断信号Vp相应输出第一控制信号s1，以控制第一电容偏置单元11的工作状态。第一基准电压Vref1和采样电压Vcc_div的比较结果用OUT1表示，OUT1的具体值为0或者1。

第二线性稳压模块包括：第二NMOS管N2、第二电容偏置单元21以及第二比较单元22。

第二NMOS管N2用于接收电压信号，并通过自身的通断状态实现将电压信号输出为第二目标电压VCC2。

第二电容偏置单元21与第二NMOS管N2的栅极连接，用于控制第二NMOS管N2的通断状态。

第二比较单元22与第二电容偏置单元21连接，用于比较第二基准电压Vref2和采样电压Vcc_div，并根据比较结果以及判断信号Vp相应输出第二控制信号s2，以控制第二电容偏置单元21的工作状态。第二基准电压Vref2和采样电压Vcc_div的比较结果用OUT2表示，OUT2的具体值为0或者1。

本发明实施例提供的同步整流控制芯片利用NMOS管的强驱动能力，在内部的第一线性稳压模块10以及第二线性稳压模块20采用第一以及第二NMOS管作为调整管，取代了传统的技术方案中的特殊工艺器件结型场效应晶体管，节省了芯片面积，且降低了对工艺的依赖。

本发明实施例提供的同步整流控制芯片，分别根据第一比较单元12和第二比较单元22发出的控制信号(分别为第一控制信号s1和第二控制信号s2)控制第一电容单元11以及第二电容单元12的工作状态，从而控制第一NMOS管N1和第二NMOS管N2的通断，再由第一NMOS管N1和第二NMOS管N2的通断状态实现电源自供电；在实际应用中，可根据不同的应用需要，通过信号管脚HVIN不同的连接方式以使实际的驱动电压Vcc最终等于不同的目标电压(第一目标电压VCC1或者第二目标电压VCC2)，即实现了电源目标电压自切换。

上述同步整流控制芯片还包括驱动管脚VG、电源管脚VCC、漏极管脚VD、源极管脚VS以及信号管脚HVIN。其中驱动管脚VG与外部***连接，用于输出驱动信号以驱动外部***。漏极管脚VD连接第一NMOS管N1的漏极，用于输入脉冲信号Vd。信号管脚HVIN连接第二NMOS管N2的漏极，用于输入电压信号。

在一具体实施例中，上述同步整流控制芯片还包括第一二极管D1、第二二极管D2、第一电阻R1以及第二电阻R2。所述第一二极管D1的阳极连接所述第一NMOS管的源极，阴极连接所述电源管脚；所述第二二极管D2的阳极连接所述第二NMOS管N2的源极，阴极连接所述电源管脚；所述第一电阻的第一端连接所述第一二极管D1的阴极，第二端连接所述第二电阻的第一端，所述第二电阻的第二端接地；所述第一比较单元的采样端以及所述第二比较单元的采样端共同连接所述第一电阻的第二端。

请参阅图3，在一具体实施例中，第一电容偏置单元11包括第一开关1、第二开关2、第三开关3以及第一电容C1。

其中，偏置电压模块40的第一端连接第一开关1的第一端，第一开关1的第二端连接第一NMOS管N1的栅极，偏置电压模块40的第二端连接第二开关2的第一端，第二开关2的第二端连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端连接第一NMOS管N1的栅极，偏置电压模块40的第三端连接第三开关3的第一端，第三开关3的第二端连接第一电容C1的第一端。

请参阅图4，在一具体实施例中，第二电容偏置单元21包括第四开关4、第五开关5、第六开关6以及第二电容C2。

其中，偏置电压模块40的第一端连接第四开关4的第一端，第四开关4的第二端连接第二NMOS管N2的栅极，偏置电压模块40的第二端连接第五开关5的第一端，第五开关5的第二端连接第二电容C2的第一端，第二电容C2的第二端连接第二NMOS管N2的栅极，偏置电压模块40的第三端连接第六开关6的第一端，第六开关6的第二端连接第二电容C2的第一端。

请参阅图3，在一具体实施例中，第一比较单元12包括第一与门S1、第一反相器以及第一比较器COMP1。第一比较器COMP1的正相输入端为第一比较单元12的采样端，采样端用于输入采样电阻Vcc_div,第一比较器COMP1的反相输入端为第一基准电压Vref1的输入端，第一比较器用于比较第一基准电压Vref1和采样电压Vcc_div并将比较结果OUT1输出给第一反相器；第一比较器COMP1的输出端连接第一反相器，第一反相器的输出端连接第一与门S1的第一输入端，第一信号判断模块30的输出端连接第一与门S1的第二输入端，第一反相器用于将OUT1反向后输出给第一与门S1的第一输入端。第一与门S1的输出端与第一电容偏置单元11连接，被配置为输出第一控制信号s1。

第一信号判断模块30输出的判断信号Vp具体值为0或者1，OUT1的具体值为0或者1，第一反相器将OUT1反向后输出，第一与门S1根据两个输入端输入的信号相应输出的第一控制信号s1。其中，Vp、OUT1、第一反相器输出的信号以及s1的逻辑关系如下：

Vp	OUT1	第一反相器输出的信号	s1
				1	1	0	0
1	0	1	1
				0	1	0	0
0	0	1	0

请参阅图4，在一具体实施例中，第二比较单元22包括第二与门S2、第二反相器以及第二比较器COMP2。第二比较器COMP2的正相输入端为第二比较单元22的采样端，采样端用于输入采样电阻Vcc_div,第二比较器COMP2的反相输入端为第二基准电压Vref2的输入端，第二比较器用于比较第二基准电压Vref2和采样电压Vcc_div并将比较结果OUT2输出给第二反相器；第二比较器COMP2的输出端连接第二反相器，第二反相器的输出端连接第二与门S2的第一输入端，第二反相器用于将OUT2反向后输出给第二与门S2的第一输入端。第一信号判断模块30的输出端连接第二与门S2的第二输入端；第二与门S2的输出端与第二电容偏置单元21连接，被配置为输出第二控制信号s2。

第一信号判断模块30输出的判断信号Vp具体值为0或者1，OUT2的具体值为0或者1，第二反相器将OUT2反向后输出，第二与门S2根据两个输入端输入的信号相应输出的第二控制信号s2。其中，Vp、OUT2、第二反相器输出的信号以及s2的逻辑关系如下：

请参阅图5，为同步整流控制芯片内部的电路原理图。本发明实施例提供的同步整流控制芯片包括偏置电压模块40、第一NMOS管N1、第二NMOS管N2、第一开关1、第二开关2、第三开关3、第四开关4、第五开关5、第六开关6、第一电容C1、第二电容C2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一与门S1、第二与门S2、第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、第一信号判断模块30、第一电阻R1以及第二电阻R2。

其中，第一NMOS管N1的漏极连接漏极管脚VD，第二NMOS管N2的漏极连接信号管脚HVIN，第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阴极共同连接电源管脚VCC。

偏置电压模块40的第一端与第一开关1的第一端以及第四开关4的第一端共接，第一开关1的第二端连接第一NMOS管N1的栅极，第四开关4的第二端连接第二NMOS管N2的栅极，偏置电压模块40的第二端连接第二开关2的第一端和第五开关5的第一端，第二开关2的第二端连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端连接第一NMOS管N1的栅极，第五开关5的第二端连接第二电容C2的第一端，第二电容C2的第二端连接第二NMOS管N2的栅极，偏置电压模块40的第三端连接第三开关3的第一端和第六开关6的第一端，第三开关3的第二端连接第一电容C1的第一端，第六开关6的第二端连接第二电容C2的第一端。

第一NMOS管N1的源极连接第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极连接第一电阻R1的第一端，第一电阻R1的第二端连接第一比较器COMP1的正输入端和第二比较器COMP2的正输入端，第二电阻R2的第一端连接第一电阻R1的第二端，第二电阻R2的第二端接地，第一比较器COMP1的负输入端输入第一基准电压Vref1，第二比较器COMP2的负输入端输入第二基准电压Vref2，第一比较器COMP1的输出端将输出的电平信号，通过第一反相器进行反向后输入第一与门S1的第一输入端，第二比较器COMP2的输出端将输出的电平信号，通过第二反相器进行反向后，输入第二与门S2的第一输入端，第一信号判断模块30的输入端与第一NMOS管N1的漏极共接并连接同步整流控制芯片的漏极管脚VD，第一信号判断模块30的输出端与第一与门S1的第二输入端以及第二与门S2的第二输入端共接。

下面详细说明本发明的同步整流控制芯片实现电源自供电和电源目标电压自切换的过程。

漏极管脚VD输入脉冲信号Vd至第一NMOS管N1的漏极，信号管脚HVIN输入电压信号至第二NMOS管N2的漏极，输入的电压信号可通过信号管脚HVIN与外部的不同连接方式而调整，电压信号可以为0、脉冲信号Vd或者直流电信号。

当漏极管脚VD输入脉冲信号Vd至第一NMOS管N1的漏极、信号管脚HVIN输入电压信号为0时，最终得到的实际的驱动电压Vcc为低驱动电压VL，且VL等于第一目标电压VCC1，第一线性稳压模块10保持供电，第二线性稳压模块20不供电。当漏极管脚VD输入脉冲信号Vd至第一NMOS管N1的漏极、信号管脚HVIN输入至第二NMOS管N2的漏极的电压信号为脉冲信号Vd或者直流信号时，最终得到的实际的驱动电压Vcc为高驱动电压VH，VH将等于第二目标电压VCC2，在稳态工作条件下，第一线性稳压模块10不供电，第二线性稳压模块20供电。

本发明实施例提供的同步整流控制芯片包含两个LDO(Low Dropout Regulator，低压差线性稳压器)，一个是从漏极管脚VD输入脉冲信号Vd、再从电源管脚VCC输出第一目标电压VCC1的LDO，即第一线性稳压模块10，下面将第一线性稳压模块10简称为第一LDO301；另一个是从信号管脚HVIN输入电压信号、从电源管脚VCC输出第二目标电压的LDO，即第二线性稳压模块20，下面简称第二LDO 302。第一LDO 301包括第一NMOS管N1、第一电容偏置单元11(包括第一开关1、第二开关2、第三开关3以及第一电容C1)、第一比较单元12(包括第一与门S1、第一反相器以及第一比较器COMP1)。第二LDO 302包括第二NMOS管N2、第二电容偏置单元21(包括第四开关4、第五开关5、第六开关6以及第二电容C2)、第二比较单元22(包括第二与门S2、第二反相器以及第二比较器COMP2)。此外，偏置电压模块40、第一信号判断模块30、第一电阻R1以及第二电阻R2为第一LDO 301和第二LDO 302所共用,偏置电压模块40产生偏置电压V1、V2和V3，分别从偏置电压模块40的第一端、第二端和第三端输出；第一信号判断模块30判断漏极管脚VD输入的脉冲信号Vd的高低，当脉冲信号Vd大于设定的某参考电压(例如5V)时，第一信号判断模块30判断脉冲信号Vd为高电平，第一信号判断模块30输出1，当脉冲信号Vd小于设定的某参考电压(例如5V)时，第一信号判断模块30判断脉冲信号Vd为低电平，第一信号判断模块30输出0；第一电阻R1和第二电阻R2为采样电阻。

第一LDO 301通过第一比较器COMP1的反相输入端输入第一基准电压Vref1，第二LDO 302通过第二比较器COMP2的反相输入端输入第二基准电压Vref2，通过设置不同的第一基准电压Vref1和第二基准电压Vref2，从而设置不同的第一目标电压VCC1和第二目标电压VCC2。过第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的正相输入端输入采样电压Vcc_div。当电源管脚VCC上实际的驱动电压Vcc超过目标电压(即第一目标电压VCC1或者第二目标电压VCC2)时，对应的LDO(第一LDO 301或者第二LDO 302)就会停止供电。例如，若设定第一LDO301的第一目标电压VCC1小于第二LDO 302的第二目标电压VCC2，即VCC1<VCC2，在电路刚启动时，实际的驱动电压Vcc＝0，第一LDO 301和第二LDO 302同时供电，当实际的驱动电压Vcc＞VCC1后，第一LDO 301I自动停止供电，第二LDO 302继续供电，最终维持实际的驱动电压Vcc等于第二目标电压VCC2。

信号管脚HVIN可以根据不同的实际需求而通过不同的方式连接，从而输入不同的电压信号至第二NMOS管N2的漏极，具体的，输入的电压信号可以是0，也可以是脉冲信号Vd或者直流电信号。由于信号管脚HVIN的不同连接方式可向第二NMOS管N2的漏极输入不同的电压信号，最终使得两个LDO(第一LDO 301和第二LDO 302)实现不同方式的电源自供电以及电源目标电压自切换。其所达到的最终效果具体为：当信号管脚HVIN接入的电压信号为0V时，最终得到的实际的驱动电压Vcc等于目标电压VCC1，当信号管脚HVIN接入脉冲电压Vd或者接入直流电信号，最终得到的实际的驱动电压Vcc等于目标电压VCC2。

本发明的技术方案实现了同步整流控制芯片的有效自主供电，即使在宽电压范围和带有振铃波形的情况下也可稳定工作，而不需要增加辅助绕组、二极管和限流电阻以得到合适的实际的驱动电压，也不需要采用结型场效应晶体管作为调整管，而是利用NMOS管的强驱动能力，实现了芯片的有效自主供电。

此外，由于本发明提供的同步整流控制芯片的信号管脚HVIN可根据实际需求而接入不同的信号，最终得到不同的实际的驱动电压，用户只需通过改变信号管脚HVIN的连接方式即可获得不同的实际的驱动电压，而无需更换同步整流控制芯片或者***电路元件，操作方便，灵活性高。

为了使本发明的技术方案及优点更加清楚明白，下面以偏置电压V2＝0，V3＝Vcc(即实际的驱动电压)为例，对同步整流控制芯片内部的脉冲型线性稳压电路进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图6，为偏置电压V2＝0，V3＝Vcc，信号管脚HVIN接地时的电源自供电情形示意图情形，为便于说明，将实现电源自供电的过程分为三个阶段，即启动初始阶段、第一LDO 301自举上升阶段和第一LDO 301稳定输出阶段。

启动初始阶段：当漏极管脚VD开始输入脉冲信号Vd时，偏置电压模块40开始产生偏置电压V1,V2,V3,其中V1如图8所示，V2＝0V,V3＝Vcc,在实际应用中，用户可以设置V1,V2,V3为任意合适的参考电压值。在启动初始阶段，V1逐步上升，第一NMOS管N1的栅极电压Vcap1(即第一电容C1上极板电压)跟随V1上升，因此，当第一信号判断模块30判断脉冲信号Vd为高时，将通过第一NMOS管N1和第一二极管D1给电源管脚VCC充电，其电压逐渐上升。由于开始阶段实际的驱动电压较低，第一信号判断模块30还不能有效判断脉冲信号Vd的高低，因此此时第一信号判断模块30输出的判断信号Vp为0。

第一LDO 301自举上升阶段：当电源管脚VCC上实际的驱动电压Vcc达到一定值时，第一信号判断模块30已经能正常工作，此时第一LDO 301进入自举上升阶段。具体地，当脉冲信号Vd为低时，第一信号判断模块30输出的判断信号Vp＝0，第一与门S1输出的第一控制信号s1＝0，控制第一开关1和第二开关2闭合，第一电容C1的下极板接V2(V2＝0V)，上极板接V1,此状态为第一电容C1充电状态，充电电压为V1。当脉冲信号Vd变高时，第一信号判断模块30输出的判断信号Vp＝1,由于此时实际的驱动电压Vcc小于第一目标电压VCC1,采样电压Vcc_div小于第一基准电压Vref1,第一比较器COMP1的输出OUT1＝0，通过第一反相器反向后为1，将反向后的信号1输入第一与门S1的第一输入端，因此第一与门S1此时的输出为1。此时，第一开关1和第二开关2断开，第三开关3闭合，第一电容C1下极板接V3(V3＝Vcc)。此时，第一电容C1上极板电压Vcap1＝V3+V1＝Vcc+V1，因此第一NMOS管N1的栅极电压Vcap1(即第一电容C1上极板电压)实现了自举,第一NMOS管N1充分导通，为电源管脚VCC供电。

第一LDO 301稳定输出阶段：随着驱动电压不断上升，当到达第一目标电压VCC1时，Vcc_div>Vref1,因此OUT1＝1,通过第一反相器进行反向后为0，将反向后的信号输入第一与门S1的第一输入端，因此第一与门S1此时的输出为s1＝0，控制第一开关1和第二开关2闭合，第三开关3断开，第一NMOS管N1的栅极电压Vcap1为V1。在实际工作中，通常设置V1小于VL或其它合适的电压值，以保证此时第一NMOS管N1的栅源极电压小于导通电压，第一LDO301不再供电。实际设计中允许比较器存在一定的迟滞电压，在第一LDO 301不再供电的情况下，由于同步整流控制芯片内部功耗使得实际的驱动电压Vcc逐渐变低时，第一比较器COMP1的输出OUT1＝0，第一LDO 301将重新工作，周而复始，以维持实际的驱动电压Vcc为低驱动电压VL，低驱动电压VL等于第一目标电压VCC1。

请参阅图7，为偏置电压V2＝0，V3＝Vcc，信号管脚HVIN接直流信号时的电源自供电和电源目标电压自切换情形示意图。为便于说明，将实现电源自供电的过程分为四个阶段，即启动初始阶段、双LDO自举上升阶段、第二LDO 302自举上升阶段以及第二LDO 302稳定输出阶段。

启动初始阶段：当漏极管脚VD开始输入脉冲信号Vd时，偏置电压模块40开始产生偏置电压V1,V2,V3,其中V1如图9所示，V2＝0V,V3＝Vcc,在实际应用中，用户可以设置V1,V2,V3为任意合适的参考电压值。在启动初始阶段，V1逐步上升，第一NMOS管N1的栅极电压Vcap1和第二NMOS管N2的栅极电压Vcap2跟随V1上升，因此，当第一信号判断模块30判断脉冲信号Vd为高时，第一LDO 301和第二LDO 302通过各自的NMOS管和二极管给电源管脚VCC充电，驱动电压逐渐上升。由于开始阶段实际的驱动电压Vcc较低，第一信号判断模块30还不能有效判断脉冲信号Vd的高低，因此此时第一信号判断模块30输出为0。

双LDO自举上升阶段:当驱动电压达到一定值时，第一信号判断模块30已经能正常工作，此时，第一LDO 301和第二LDO 302进入自举上升阶段。具体地，当脉冲信号Vd为低时，第一信号判断模块30输出的判断信号Vp＝0,所以第一与门S1输出s1＝0,第二与门S2输出s2＝0,此时，第一开关1、第二开关2、第四开关4以及第五开关5闭合，第一电容C1和第二电容C2的下极板接V2(即0V)，上极板接V1(Vcap1＝Vcap2＝V1),此状态为第一电容C1和第二C2的充电状态，充电电压为V1。当脉冲信号Vd变为高时，第一信号判断模块30输出Vp＝1,由于实际的驱动电压Vcc小于第一目标电压VCC1和第二目标电压VCC2,所以第一比较器COMP1的输出OUT1＝0,第二比较器COMP2的输出OUT2＝0,s1＝1,s2＝1。此时，第一开关1、第二开关2、第四开关4以及第五开关5断开，第三开关3和第六开关6闭合，第一电容C1和第二电容C2的下极板接参考电压V3(即Vcc)，第一电容C1和第二电容C2的上极板电压Vcap1＝Vcap2＝V3+V1＝Vcc+V1，即第一NMOS管N1和第二NMOS管N2的栅极电压实现了自举,第一NMOS管N1和第二NMOS管N2可以充分导通，第一LDO 301和第二LDO 302为电源管脚VCC供电。

第二LDO 302自举上升阶段:当实际的驱动电压Vcc达到第一目标电压VCC1时，Vcc_div>Vref1,第一比较器COMP1的输出OUT1＝1,通过第一反相器进行反向后为0，因此S1＝0,此时，第一开关1和第二开关2闭合，第三开关3断开，Vcap1＝V1。在实际应用中，通常设置V1小于VH或其它合适的电压值，以保证此时第一NMOS管N1的栅源极电压小于导通电压，因此第一LDO 301不再供电。而由于此时电源管脚VCC上实际的驱动电压Vcc<VCC2,Vcc_div<Vref2,OUT2＝0,因此第二LDO 302将维持之前的供电方式，继续为电源管脚VCC供电。

第二LDO 302稳定输出阶段:当实际的驱动电压Vcc不断上升到达第二目标电压VCC2时，Vcc_div>Vref2,因此OUT2＝1,通过第二反相器进行反向后为0，因此S2＝0,此时，第四开关4和第五开关5闭合，第六开关6断开，Vcap2＝V1,此时第二NMOS管N2的栅源极电压小于导通电压，第二LDO 302不再供电。实际设计中，允许比较器设置一定的迟滞电压，在第二LDO 302不再供电的情况下，由于同步整流控制芯片内部功耗而使得实际的驱动电压Vcc逐渐变低时，第二比较器COMP2的输出OUT2＝0，第二LDO 302将重新工作，周而复始，以维持实际的驱动电压Vcc为高驱动电压VH，VH等于第二目标电压VCC2。

本发明的第一线性稳压模块和第二线性稳压模块的调整管1均采用NMOS管(即第一NMOS管N1和第二NMOS管N2)实现，取代了传统的技术方案中采用的结型场效应晶体管等特殊工艺器件，节省了芯片面积，降低了对工艺的依赖性。且由于信号管脚HVIN可通过不同的方式连接，从而向第二NMOS管N2输入不同的电压信号，最终得到不同的实际的驱动电压Vcc，在无需***器件和额外管脚的情况下，实现了驱动电压选择的灵活性，简化了电路的设计，节省了PCB板的面积。本发明提供的技术方案中，可以依实际需要，改变同步整流控制芯片的信号管脚HVIN的连接位置，从而向第二NMOS管N2的漏极输入不同的电压信号(0、脉冲信号Vd或者直流电信号)；同时，漏极管脚VD输入第一NMOS管N1的漏极输入脉冲信号Vd；通过第一线性稳压模块和第二线性稳压模块实现电源自供电和电源目标电压自切换，从而得到不同的驱动电压(低驱动电压VL或者高驱动电压VH)，操作方便、灵活性高。

请参阅图9，本发明实施例的第二方面提供了一种同步整流控制电路01，包括上述的同步整流控制芯片，还包括副边绕组100和第三NMOS管N3。

上述同步整流控制电路01的副边绕组100的第一端连接负载101，用于接收原边绕组传递的脉冲信号Vd。第三NMOS管N3的漏极与副边绕组100的第二端连接，源极接地，栅极连接驱动管脚，用于根据驱动信号进行通断，以实现对脉冲信号Vd进行同步整流的。其中漏极管脚VD连接第三NMOS管N3的漏极，源极管脚VS连接第三NMOS管N3的源极，信号管脚HVIN接地。由于信号管脚HVIN接地，因此输入同步整流控制芯片内部的第二NMOS管N2的漏极的电压信号为0。

请参阅图10，本发明实施例的另一方面提供了另一种同步整流控制电路，其包括上述的同步整流控制芯片，还包括副边绕组100、第三NMOS管N3。

副边绕组100的第一端连接负载101，用于接收原边绕组传递的脉冲信号Vd。第三NMOS管N3的漏极与副边绕组100的第二端连接，源极接地，栅极连接驱动管脚，用于根据驱动信号进行通断，以实现对脉冲信号Vd进行同步整流。漏极管脚VD连接第三NMOS管N3的漏极，源极管脚VS连接第三NMOS管N3的源极，信号管脚HVIN连接第三NMOS管N3的漏极。信号管脚HVIN连接第三NMOS管N3的漏极，因此此时其向同步整流控制芯片内部的第二NMOS管N2的漏极输入的电压信号为脉冲信号Vd。

请参阅图11，本发明实施例的另一方面提供了另一种同步整流控制电路，其包括上述的同步整流控制芯片，还包括副边绕组100和第三NMOS关N3。

副边绕组100的第一端连接负载101，用于接收原边绕组传递的脉冲信号Vd。第三NMOS管N3漏极与副边绕组100的第二端连接，源极接地，栅极连接驱动管脚HVIN，用于根据驱动信号进行通断，以实现对脉冲信号Vd进行同步整流。漏极管脚VD连接第三NMOS管N3的漏极，源极管脚VS连接第三NMOS管N3的源极，信号管脚HVIN连接副边绕组100的第一端。上述副边绕组100的第一端即为直流信号输出端，信号管脚HVIN通过连接直流信号输出端，输入给同步整流控制芯片内部的第二NMOS管N2的漏极的电压信号为直流电信号。

本发明提供的技术方案中，可以依实际需要，改变同步整流控制芯片的信号管脚HVIN的连接位置，即可得到不同的同步整流控制电路01、02以及03，即通过向第二NMOS管N2的漏极输入不同的电压信号(0、脉冲信号Vd或者直流电信号)、同时向漏极管脚VD输入第一NMOS管N1的漏极输入脉冲信号Vd，实现同步整流控制芯片的电源自供电和电源目标电压自切换，从而得到不同的驱动电压(低驱动电压VL或者高驱动电压VH)，无需在***电路中增设辅助电路，即可实现芯片的自主供电并同时驱动外置的第三NMOS管N3进行同步整流，操作方便、灵活性高。

在具体应用中，对于不同的同步整流控制***，所需的外置或内置MOSFET也不相同。例如，对于固定5V输出的同步整流控制电路，通常采用低压驱动MOSFET,低压驱动MOSFET具有导通开启电压低的特点，为了提升同步整流控制电路的工作效率，通常需要采用较低的驱动电压以减少开关损耗。而对于12V及以上的输出，通常需要采用高压驱动MOSFET,高压驱动MOSFET具有导通开启电压高的特点，需要采用较高的驱动电压以获得低导通电阻，减少导通损耗。

本发明提供的技术方案中，可以依实际需要，按照上述的三种方式改变同步整流控制芯片的信号管脚HVIN的连接位置，从而得到不同的驱动电压(低驱动电压VL或者高驱动电压VH)，实现了驱动电压的灵活性。

综上，上述的同步整流控制电路，通过同步整流控制芯片接收脉冲信号Vd以及电压信号后，进行电源自供电和电源目标电压自切换，从而对第三NMOS管N3进行控制，无需增加辅助绕组、二极管以及限流电阻，节省了PCB板的面积、简化了电路，解决了传统的技术方案(请参阅图8)中存在的需要增加辅助绕组、二极管以及限流电阻用以得到合适的驱动电压，导致电路设计复杂的问题。

上述的同步整流控制芯片利用NMOS管的强驱动能力，在内部的第一线性稳压模块10以及第二线性稳压模块20采用第一以及第二NMOS管作为调整管，取代了传统的技术方案中的特殊工艺器件结型场效应晶体管，节省了芯片面积，且降低了对工艺的依赖。本发明实施例提供的同步整流控制芯片，分别根据第一比较单元12和第二比较单元22发出的控制信号(分别为第一控制信号s1和第二控制信号s2)控制第一电容单元11以及第二电容单元12的工作状态，从而控制第一NMOS管和第二NMOS管的通断，实现同步整流控制芯片的电源自供电。在实际应用中，可根据不同的应用需要，通过信号管脚HVIN不同的连接方式，最终得到不同的实际的驱动电压，实现同步整流控制芯片电源自供电以及电源目标电压自切换。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。各功能模块的具体名称只是为了便于相互区分，并不用于限制本申请的保护范围。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种同步整流控制芯片，其特征在于，包括：

用于将脉冲信号转换为第一目标电压的第一线性稳压模块；

与所述第一线性稳压器模块连接，用于将电压信号转换为第二目标电压的第二线性稳压模块；

与所述第一线性稳压模块以及所述第二线性稳压模块连接，用于判断所述脉冲信号的电平高低后，输出判断信号的第一信号判断模块；以及

与所述第一线性稳压模块以及所述第二线性稳压模块连接，用于提供偏置电压的偏置电压模块；

其中，所述第一线性稳压模块包括：

用于接收所述脉冲信号，并通过自身的通断状态实现将所述脉冲信号输出为所述第一目标电压的第一NMOS管；

与所述第一NMOS管的栅极连接，用于控制所述第一NMOS管的通断状态的第一电容偏置单元；以及

与所述第一电容偏置单元连接，用于比较第一基准电压和采样电压，并根据比较结果以及所述判断信号相应输出第一控制信号，以控制所述第一电容偏置单元的工作状态的第一比较单元；

所述第二线性稳压模块包括：

用于接收所述电压信号，并通过自身的通断状态实现将所述电压信号输出为第二目标电压的第二NMOS管；

与所述第二NMOS管的栅极连接，用于控制所述第二NMOS管的通断状态的第二电容偏置单元；以及

与所述第二电容偏置单元连接，用于比较第二基准电压和采样电压，并根据比较结果以及所述判断信号相应输出第二控制信号，以控制所述第二电容偏置单元的工作状态的第二比较单元。

2.如权利要求1所述的同步整流控制芯片，其特征在于，所述同步整流控制芯片还包括：

驱动管脚、电源管脚、漏极管脚、源极管脚以及信号管脚；其中

所述驱动管脚与外部***连接，用于输出驱动信号以驱动外部***；

所述漏极管脚连接所述第一NMOS管的漏极，用于输入所述脉冲信号；

所述信号管脚连接所述第二NMOS管的漏极，用于输入所述电压信号。

3.如权利要求2所述的同步整流控制芯片，其特征在于，所述同步整流控制芯片还包括：

第一二极管、第二二极管、第一电阻以及第二电阻；

所述第一二极管的阳极连接所述第一NMOS管的源极，阴极连接所述电源管脚；所述第二二极管的阳极连接所述第二NMOS管的源极，阴极连接所述电源管脚；所述第一电阻的第一端连接所述第一二极管的阴极，第二端连接所述第二电阻的第一端，所述第二电阻的第二端接地；所述第一比较单元的采样端以及所述第二比较单元的采样端共同连接所述第一电阻的第二端。

4.如权利要求3所述的同步整流控制芯片，其特征在于，所述第一电容偏置单元包括：

第一开关、第二开关、第三开关以及第一电容；

所述偏置电压模块的第一端连接所述第一开关的第一端，所述第一开关的第二端连接所述第一NMOS管的栅极，所述偏置电压模块的第二端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端连接所述第一NMOS管的栅极，所述偏置电压模块的第三端连接所述第三开关的第一端，所述第三开关的第二端连接所述第一电容的第一端。

5.如权利要求3所述的同步整流控制芯片，其特征在于，所述第二电容偏置单元包括：

第四开关、第五开关、第六开关以及第二电容；

所述偏置电压模块的第一端连接所述第四开关的第一端，所述第四开关的第二端连接所述第二NMOS管的栅极，所述偏置电压模块的第二端连接所述第五开关的第一端，所述第五开关的第二端连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端连接所述第二NMOS管的栅极，所述偏置电压模块的第三端连接所述第六开关的第一端，所述第六开关的第二端连接所述第二电容的第一端。

6.如权利要求3所述的同步整流控制芯片，其特征在于，所述第一比较单元包括：

第一与门、第一反相器以及第一比较器；

所述第一比较器的正相输入端为所述第一比较单元的采样端，反相输入端为所述第一基准电压输入端；所述第一比较器的输出端连接所述第一反相器，所述第一反相器的输出端连接所述第一与门的第一输入端，所述第一信号判断模块的输出端连接所述第一与门的第二输入端；所述第一与门的输出端与所述第一电容偏置单元连接，被配置为输出所述第一控制信号。

7.如权利要求3所述的同步整流控制芯片，其特征在于，所述第二比较单元包括：

第二与门、第二反相器以及第二比较器；

所述第二比较器的正相输入端为所述第二比较单元的采样端，反相输入端为所述第二基准电压输入端；所述第二比较器的输出端连接所述第二反相器，所述第二反相器的输出端连接所述第二与门的第一输入端，所述第一信号判断模块的输出端连接所述第二与门的第二输入端；所述第二与门的输出端与所述第二电容偏置单元连接，被配置为输出所述第二控制信号。

8.一种同步整流控制电路，其特征在于，包括如权利要求2至7任一项所述的同步整流控制芯片，还包括：

第一端连接负载，用于接收原边绕组传递的所述脉冲信号的副边绕组；和

漏极与所述副边绕组的第二端连接，源极接地，栅极连接所述驱动管脚，用于根据所述驱动信号进行通断，以实现对所述脉冲信号进行同步整流的第三NMOS管；其中

所述漏极管脚连接所述第三NMOS管的漏极，所述源极管脚连接所述第三NMOS管的源极，所述信号管脚接地。

9.一种同步整流控制电路，其特征在于，包括如权利要求2至7任一项所述的同步整流控制芯片，还包括：

第一端连接负载，用于接收原边绕组传递的所述脉冲信号的副边绕组；和

漏极与所述副边绕组的第二端连接，源极接地，栅极连接所述驱动管脚，用于根据所述驱动信号进行通断，以实现对所述脉冲信号进行同步整流的第三NMOS管；其中

所述漏极管脚连接所述第三NMOS管的漏极，所述源极管脚连接所述第三NMOS管的源极，所述信号管脚连接所述第三NMOS管的漏极。

10.一种同步整流控制电路，其特征在于，包括如权利要求2至7任一项所述的同步整流控制芯片，还包括：

第一端连接负载，用于接收原边绕组传递的所述脉冲信号的副边绕组；和

漏极与所述副边绕组的第二端连接，源极接地，栅极连接所述驱动管脚，用于根据所述驱动信号进行通断，以实现对所述脉冲信号进行同步整流的第三NMOS管；其中

所述漏极管脚连接所述第三NMOS管的漏极，所述源极管脚连接所述第三NMOS管的源极，所述信号管脚连接所述副边绕组的第一端。