CN208862767U

CN208862767U - 一种改进型双向混合结构整流器

Info

Publication number: CN208862767U
Application number: CN201821455043.9U
Authority: CN
Inventors: 颜景斌; 李森铎
Original assignee: Harbin University of Science and Technology
Current assignee: Harbin University of Science and Technology
Priority date: 2018-09-06
Filing date: 2018-09-06
Publication date: 2019-05-14
Anticipated expiration: 2028-09-06

Abstract

本实用新型公开了一种改进型双向混合结构整流器，涉及电力电子领域，具有结构简单、功率因数高、使用性能可靠、效率高、体积小、功率密度高的优点、可以有效降低电力电子装置所产生的谐波含量和谐波幅值；一种改进型混合结构整流器，包括交流侧EMI滤波器部分（由C_F,a，C_F,b，C_F,c和L_F,a，L_F,b，L_F,c组成）、输入电压选择部分（包括由开关管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆和Sy1、Sy2、Sy3组成的三次谐波注入网络）和两个串联的直流/直流Buck型整流器部分（剩余部分）。

Description

一种改进型双向混合结构整流器

技术领域

本实用新型涉及电力电子领域，尤其涉及一种改进型双向混合结构整流器。

背景技术

小到各个家庭的汽车、家电，大到国家的航空航天事业、电力***，电力电子设备都起着举足轻重的作用，由于大量使用电力电子设备，导致电网中传输的电流波形严重失真，谐波对电网的影响日益严重，谐波污染会使得电能在线传输中产生额外的功率损耗，降低电能的传输效率；为此必须减少线路中的谐波，减少电能不必要的损耗。

有两类方案可以降低谐波对电网的影响：一类是利用LC串并联组成的滤波电路进行被动式的滤波；另一类是通过改进电力电子装置的拓扑和控制降低谐波的产生，即PFC技术；为了避免因内部电源阻抗两端的电压下降或配电网中的激励谐振引起的电压畸变，通常需要额定功率下的总谐波失真（THD）小于5%；对于机载动力设备，由于存在相对较高的内部电源阻抗，需要更严格的限制，即必须满足THD<3%；只有通过功率因数矫正（PFC）整流器***才能够实现。

我们能够采用三相PFC整流器电路拓扑中，三相无源PFC整流器拓扑的导电状态的本质上是由电源线电压决定的，在换向间隔之外，只有两个二极管导通，即上、下桥臂的每个二极管的导通时间角为120^°，由于三相不可控整流桥的使用，为了达到滤波的效果，不得不使用电容滤波电路，因而产生大量的谐波电流，使得大量的能量在传输线路中被损耗，输入电路电流畸变率高，导致功率因数低，电源的总容量使用率低；三相单开关PFC电路效率高、重量轻、体积小、电路结构简单，功率因数得到提高，但该电路总输入电流纹波和EMI滤波器体积较大，仅能用在小输出功率且对THD要求不高的场合，上述列举的这些缺点均会使三相PFC整流器的广泛应用受到制约。

这些是现有技术存在的不足之处。

实用新型内容

针对上述现有技术中的不足，本实用新型的实施例提供一种改进型双向混合结构整流器，实现了既拥有简单的单相整流器结构又拥有良好的三相有源PFC整流器滤波效果，可直接连接到直流母线，还可直接串联一个直流/直流隔离变换器，达到将PFC整流器和直流母线隔离的目的；采用Buck型***可以提供更大的输出电压控制范围，同时保证PFC输入能力，可以直接启动，并允许输出端的动态电流限制。

为解决上述技术问题，本实用新型提供了如下技术方案，具体如下：

一种改进型双向混合结构整流器，包括：交流侧EMI滤波器部分（由C_F,a，C_F,b，C_F,c和L_F,a，L_F,b，L_F,c组成）、输入电压选择部分（包括开关管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆和Sy1、Sy2、Sy3组成的三次谐波注入网络）和两个串联的直流/直流Buck型整流器部分（剩余部分）；在输入电压选择部分中，所有二极管和开关管的工作频率都为电源频率，这部分无开关损耗，具有低正向压降的二极管或基于MOSFET的同步整流器可用于输入电压选择部分。

一种改进型双向混合结构整流器允许正极和负极有源开关中的电流i _T+和i _T-与二极管电桥输出电压形成过程中涉及的两相电压成比例；如果i _T+和i _T-之间的差值通过电流注入网络以当前最小的绝对电压值反馈到电源相位，由三个四象限开关构成，门控为两倍电源频率，可以保证正弦输入电流形状适用于电源所有的导通阶段，直流/直流转换器可调节输出电压；并且，将直流滤波电感在正和负输出总线之间均匀分配成L的大小等分，方便为传导共模噪声提供对称衰减阻抗。

对于一种改进型双向混合结构整流器中六开关降压型PFC整流部分，在该部分中，输出电压由桥式电路输出电压通过一个低通滤波器形成，该电压为交流线电压的一部分，为了实现电压水平的最大化，在为每个电源相供应正弦PWM调制电流的同时，总是在每个脉冲周期中选择主扇区内可用的两个最大线电压以形成输出电压。

输出电压范围受到六脉冲二极管电桥输出电压的最小值的限制，整流器的整流二极管工作频率不会被切换到开关频率；使用具有低正向压降和更高反向恢复时间的器件，能降低传导损耗；另外，电源换向注入开关可以通过具有低正向压降的RB-IGBT的反并联连接来实现；其次，额外的开关允许从DC到AC侧的电力传输，为了使这种功率反馈能够进入电源，直流/直流转换器中的两个电感L中的电流需要反向，D₊和D_-的两端并联两个IGBT；此外，输入电压选择网络中的二极管电桥通过六个附加开关进行扩展，使其能够传导反向电流，使得能量可以双向流动，并保持较高的功率因数。

新的整流器***允许对正负有源开关中的电流的局部平均值进行整形，i _p和i _n与输入相电压成正比，该输入相电压限定了输入侧整流桥的正负输出电压；电流i _y以当前最小的绝对电压值反馈回第三电源相位，通过由三个四象限开关构成的电流注入网络来选择适当的相位。

附图说明

为了更清楚的说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见的，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，

图1为一种改进型双向混合结构整流器电路图；

图2为图1显示的改进型双向混合结构整流器在正向模态下三相谐波注入网络的调制顺序；

图3为图1显示的改进型双向混合结构整流器在正向模态下（0^°，30^°）时的导通电路；

图4为图1显示的改进型双向混合结构整流器在正向模态下的电流流径顺序；

图5为图1显示的改进型双向混合结构整流器在反向模态下的等效电路图；

图6为经SVPWM调制，开关管的导通脉冲序列图；

图7为图1显示的改进型双向混合结构整流器在正向模态下的仿真电路图中Sw1、Sw2、Sw3的导通序列；

图8为图1显示的改进型双向混合结构整流器在正向模态下的仿真电路图中T₊，T_-的脉冲序列；

图9为图1显示的改进型双向混合结构整流器在反向模态下的输出三相电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图来对本实用新型的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本实用新型；需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述可能会淡化本实用新型的内容时，这一部分的描述会自动被忽略。

为了能够更清楚的说明本实用新型的技术方案，首先就对本实用新型所基于的原理进行简要说明。

本实用新型根据图1所示的一种改进型双向混合结构整流器电路图，其中，为了便于分析导电状态，推导电流空间矢量和计算相对导通时间，可假设电源为对称电源；为了忽略EMI滤波引起的无功电流损耗，可假设电网电流i _a， i _b， i _c等于整流器输入电流的基波分量；另外，整流器的输入端的滤波电容电压可被认为是纯正弦波，与电源相电压u _a， u _b， u _c纯正弦形相似，并且可假设直流电感I _DC为恒定的；最后，所有的分析是基于以30^°宽为间隔的部分，在0^°到30^°部分具有电源相位关系u _a>u _b>u _c；对于其余导通时间内的工作模态，亦可根据此方法进行计算。

在整流器输入电压之后，以低频率进行电流注入电路的调制，使有源电流注入始终只发生在一个主电源相位中，如图2所示；因此，在电源周期的60^°宽范围内的每个扇区中，可以在脉冲周期T_p内由开关T₊和T_-定义四种不同的导通状态，其中经过直流电感的直流电流I _DC被分配给两个输入相或保持在续流状态。

图3给出的是导通角在0^°到30^°的导通区间内一种改进型双向混合结构整流器的四种开关模态；其中ON表示对应的开关导通，OFF代表对应的开关关断。

正确选择开关状态序列可以控制直流电感电流I _DC的电流纹波Δi _DC和相电流注入电流i _y，因此，可以对转换器进行调制，使i _y的电流纹波或电感电流I _DC的纹波最小化。

T₊和T_-在导通周期内均导通，则电流的流向路径如图4所示

一种改进型双向混合结构整流器的反向模态拓扑如图5所示，其三次谐波注入网络的导通顺序和一种改进型双向混合结构整流器在正向模态下的三次谐波注入网络导通顺序一致，桥臂上的开关管通过SVPWM调制生成的调制脉冲进行控制。

经SVPWM调制，开关管的导通脉冲序列如图6所示。

实施例

为了说明本实用新型的技术效果，采用一个具体的实施例进行仿真验证；在本次仿真验证中，一种改进型双向混合结构整流器的各元件具体参数分别如下：

一种改进型双向混合结构整流器在正向模态下的***参数：

输出功率	5 kW	输入电压	230 V
				输出电压	450 V	开关频率	36 kHz

一种改进型双向混合结构整流器在反向模态下的***参数：

输出有功功率	540 W	输入电压	400 V
				输出相电压	90 V	输出频率	50 Hz

一种改进型双向混合结构整流器在正向模态下EMI滤波器的设计：

开关频率：f _p=36KHz

输出滤波器的电感值：L=305μH

输出滤波器的电容值：C=470μF

EMI滤波器中的电感值：L_F,a= L_F,b = L_F,c =85μH

EMI滤波器中的电容值：C_F,a= C_F,b = C_F,c =4.4μF

一种改进型双向混合结构整流器在反向模态下输出LC滤波器的设计：

载波频率：f _c=10KHz

基波频率：f ₁=50Hz

LC滤波器为星型连接，输出电阻：R=90Ω

三相滤波电感值：L=1mH

三相滤波电容值：C=200μF

通过实验验证分析可以看出，本实用新型控制过程简单，减少成本，使用工作范围广，能够有效解决市场上双向混合结构整流器结构复杂，滤波效果不好的问题。

虽然本实用新型已以较佳实施例公开如上，但它们并不是用来限定本实用新型，任何熟习此技艺者，在不脱离本实用新型之精神和范围内，自当可作各种变化或润饰，但同样在本实用新型的保护范围之内。

Claims

1.一种改进型双向混合结构整流器，其特征在于基本电路为三相Buck型PFC整流电路，由C_F,a，C_F,b，C_F,c和L_F,a，L_F,b，L_F,c构成的交流侧EMI滤波器部分、开关管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆和Sy1、Sy2、Sy3构成的输入电压选择部分以及两个串联的直流/直流Buck型整流器部分组成；其中所述的交流侧EMI滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地；所述的输入电压选择部分包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的具有低正向压降的RB-IGBT管，另一侧经EMI滤波器与输入三相电压源相连；并联的各桥臂的输入端与直流/直流Buck型整流器部分连接侧串联有IGBT管，且两个IGBT管反向，同时直流/直流Buck型整流器部分连接侧两端并联有两个串联的IGBT管；两个IGBT管的连接处连接各相桥臂的两个方向不同的具有低正向压降的RB-IGBT管的一端；所述的直流/直流Buck型整流器部分包括两个等值的电感和一个电容，两个电感的其中一端分别串联在两个方向相反的IGBT管的两端，两个电感另外一端与一个电容的两端串联。

2.根据权利要求1所述的一种改进型双向混合结构整流器，其特征在于所述的交流侧EMI滤波器中，三个电感和三个电容均为星形连接且C_F,a与L_F,a相连接，C_F,b与L_F,b相连接，C_F,c与L_F,c相连接。

3.根据权利要求1所述的一种改进型双向混合结构整流器，其特征在于所述的输入电压选择部分是由具有低正向压降的RB-IGBT的反并联连接组成的三次谐波注入网络Sy1与开关管D₁、D₂连接在a相、具有低正向压降的RB-IGBT的反并联连接组成的三次谐波注入网络Sy2与开关管D₃、D₄连接在b相、具有低正向压降的RB-IGBT的反并联连接组成的三次谐波注入网络Sy3与开关管D₅、D₆连接在c相组成。

4.根据权利要求3所述的一种改进型双向混合结构整流器，其特征在于所述的直流/直流Buck型整流器部分，由两个等值的电感L与一种改进型双向混合结构整流器的输入电压选择部分级联后再并联连接，随后串联一个输出滤波电容C构成。