CN207069906U - 用于电源转换电路的控制器 - Google Patents

用于电源转换电路的控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN207069906U
CN207069906U CN201720678731.0U CN201720678731U CN207069906U CN 207069906 U CN207069906 U CN 207069906U CN 201720678731 U CN201720678731 U CN 201720678731U CN 207069906 U CN207069906 U CN 207069906U
Authority
CN
China
Prior art keywords
controller
circuit
terminal
couple
node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201720678731.0U
Other languages
English (en)
Inventor
C·巴索
S·卡纳特雷
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Original Assignee
Semiconductor Components Industries LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Semiconductor Components Industries LLC filed Critical Semiconductor Components Industries LLC
Application granted granted Critical
Publication of CN207069906U publication Critical patent/CN207069906U/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本公开提供一种用于电源转换电路的控制器。本实用新型要解决的一个技术问题是提供改进的用于电源转换电路的控制器。该控制器具有第一电流读取电路，所述第一电流读取电路耦接用于在第一电路节点处接收第一反馈信号，并且在第二电路节点处产生与所述第一反馈信号成反比的内部反馈信号；和第二电流读取电路，耦接用于在所述第一电路节点处接收第二反馈信号，并且在所述第二电路节点处产生与所述第二反馈信号成反比的所述内部反馈信号。通过本实用新型，可以获得改进的用于电源转换电路的控制器。

Description

用于电源转换电路的控制器
技术领域
本公开涉及用于电源转换电路的控制器。
背景技术
电子设备通常需要适当水平的直流(DC)电压才能正常工作。电子设备制造商提供要连接到电子设备的功率信号，用于为半导体封装和电子设备的其他电气部件供电。在许多情况下，所提供的功率信号的电压电势与电子设备的各个部件工作时所需的电压不同。制造商一般将提供电源转换电路，用于在电子设备可用的电压电势下产生稳定的直流电压信号。由于具备效率优势，开关模式电源(SMPS)较为常见。
SMPS可以位于电子设备内，也可以位于外部，通过电缆连接到电子设备。在一些实施方案中，电缆通过可拆卸插头耦接到电子设备。插头可以包括电源和数据线，例如当电子设备是手机、平板计算机或其他移动设备时，电力由通用串行总线(USB)接口提供。在一些实施方案中，电子设备遵循USB电力传送(USB-PD)协议来协商通过外部SMPS进行电力传送的电压电势。
SMPS操作方式是反复接通和切断输入功率信号，以形成相对高频率的功率信号。将切换的功率信号路由通过变压器或电感器，然后进行整流和滤波，以形成稳定的DC功率信号。通常通过一个或多个二极管对输出功率信号进行整流，或使用晶体管进行同步整流。
图1a中示出了反激SMPS 100的一个示例性实施方案的电路图。SMPS100由设置在电路板、PCB或其他衬底101上的部件形成。在一些实施方案中，SMPS 100跨多个衬底101拆分。SMPS 100分成由变压器105界定的初级侧102和次级侧104。在非隔离拓扑中，使用电感器代替变压器105。变压器105包括作为初级侧102一部分的初级绕组106和作为次级侧104一部分的次级绕组108。SMPS 100的初级侧102由电连接到初级绕组106的部件组成。SMPS100的次级侧104由电连接到次级绕组108的部件组成。变压器105提供初级侧102与次级侧104之间的DC隔离。经过初级绕组106的交流(AC)信号通过磁耦合传输到次级绕组108，而任何DC偏移基本上被忽略。
初级侧102包括本体电压(VBULK)节点110处的功率输入。在一些实施方案中，VBULK节点110接收由电力公司提供的例如110或230伏特AC的整流AC功率信号。AC电信号通过电源被路由到住宅、商业办公楼或其他场所，并通过将设备***墙壁插座来输入到包括SMPS100的电子设备。二极管桥或其他整流器电路对输入AC干线信号进行整流，以在VBULK节点110处包括正电压值。在其他实施方案中，功率信号通过其他方式(例如从太阳能电池或电池组)提供给VBULK节点110。电容器111耦接在VBULK节点110与接地节点113之间，以进一步对输入功率信号进行滤波。接地节点113作为初级侧102的电子部件的接地参考电压操作。
从VBULK节点110经过初级绕组106流到接地节点113的电流通过初级MOSFET 112进行接通和断开。初级MOSFET 112包括在VBULK节点110相反方向耦接到初级绕组106的漏极端子、在电路节点114(DRV)处耦接到主反激控制器120的栅极端子，以及在电流感测(CS)节点119处耦接到电流感测电阻器118的源极端子。初级MOSFET 112的源极端子和漏极端子是导电端子，栅极端子是控制端子。控制器120通过经由耦接到控制器的驱动输出端的DRV节点114在MOSFET的栅极端子处提供正电压电势，而接通初级MOSFET 112或通过初级MOSFET112实现电传导。在一些实施方案中，附加驱动器电路耦接在控制器120与MOSFET 112的栅极之间。当接通初级MOSFET 112时，电流从VBULK节点110经过串联的初级绕组106、初级MOSFET 112和电阻器118流到接地节点113。控制器120通过将接地电压电势输出到初级MOSFET 112的栅极而断开初级MOSFET 112。当初级MOSFET 112断开时，没有显著的电流从VBULK节点110流经初级绕组106。
在理想情况下，当n沟道MOSFET的栅极具有正电压电势时其电阻为零，并且当其栅极处于接地电势时，其电阻为无穷大。MOSFET 112是n沟道MOSFET，其作为开关操作，通过来自耦接到DRV节点114处的MOSFET栅极端子的控制器120的控制信号来打开和闭合。开关，例如MOSFET 112，被闭合也被称为开关被“接通”，因为电流能够在开关的导通端子之间流动。打开的开关被称为被“断开”，因为电流不在开关导通端子之间显著地流动。虽然SMPS 100的初级开关被示为n沟道MOSFET，但在其他实施方案中使用其他类型的电子控制开关，例如，双极性结型晶体管(BJT)、p沟道MOSFET、砷化镓晶体管、结型栅场效应晶体管、其他类型的场效应晶体管(FET)以及其他类型的电子开关。FET包括为导通端子的源极端子和漏极端子，以及作为控制端子的栅极端子。BJT包括为导通端子的发射极端子和集电极端子，以及作为控制端子的基极端子。
控制器120通过观察流经初级绕组106的电流幅值来确定何时切换初级MOSFET112。当电流流经电阻器118时，电阻器在接地节点113与CS节点119之间产生电压电势差。电阻器118两端子的电压电势(如在CS节点119处观察到的)大致与流经初级绕组106的电流成比例。CS节点119耦接到控制器120的电流感测输入引脚。控制器120在CS节点119处观察电压电势，以确定流经初级绕组106的电流幅值。
当控制器120使初级MOSFET 112接通时，流经初级绕组106的电流大致线性地增加并使变压器105磁化。当控制器120断开初级MOSFET 112时，流经初级绕组106的电流基本上停止。在MOSFET 112闭合时存储于变压器105中的磁能被输出为在MOSFET 112打开时流经次级绕组108的电流，从而相对于接地节点126在电压输出(VOUT)节点124处产生正电压电势。接地节点126作为次级侧104的电子部件的接地参考电压操作。SMPS 100是隔离拓扑结构，也就是使用单独的初级侧接地节点113和次级侧接地节点126。允许接地节点126的电压电势相对于接地节点113浮动。
VOUT节点124处的电压电势对电容器128充电并向作为负载连接到SMPS 100的电子设备的附加电路部件供电。当控制器120接通初级MOSFET 112时，该循环重复，以再次使变压器105磁化。当初级MOSFET 112接通时，电容器128为VOUT节点124提供电力，变压器105被磁化。二极管130通过以下方式对流经次级绕组108的电流进行整流：当变压器105从初级侧102磁化时，减少从VOUT节点124经过次级绕组108流到接地节点126的电流。
通过齐纳二极管154和光耦合器155将反馈从次级侧104提供到初级侧102。光耦合器155包括LED 156和光电晶体管158。如果VOUT节点124处的电压电势超过齐纳二极管154的齐纳电压与LED 156的电压降之和，则电流从VOUT节点124经过串联的齐纳二极管154和LED156流到接地节点126。由LED 156发射的光子撞击光电晶体管158，从而接通光电晶体管并增加反馈(FB)节点160到接地节点113的耦接。FB节点160耦接到控制器120的反馈输入引脚或端子。电容器159对FB节点160处的电压电势进行滤波。由于流经LED 156的电流增加，FB节点160通过光电晶体管158与接地节点113的耦合度增加，并且FB节点160的电压电势进一步降低。
由于控制器120观察到FB节点160处的电压电势降低，控制器了解到VOUT节点124处的电压电势处于或高于所需的输出电压电势。控制器120按照被配置为降低从初级侧102到次级侧104的功率传输的方式采取措施，例如，减少MOSFET 112的接通时间或改变DRV信号114的切换频率。
FIG.1a中的光耦合器155提供来自次级侧104的反馈。在其他实施方案中，如图1b中的SMPS 166所示，使用变压器105的辅助绕组168从初级侧102提供反馈。辅助绕组168缠绕在具有初级绕组106和次级绕组108的共用磁芯169上。辅助绕组168由二极管170整流，对电容器171充电，并在VDD节点202处产生辅助电压。VDD节点202处的辅助电压被路由以向控制器120供电。当VDD节点202处的辅助电压超过齐纳二极管172的齐纳电压时，产生流经电阻器176和178而流到接地节点113的反馈电流。
辅助绕组168参考接地节点113，因此不需要通过光耦合器155进行单独隔离。然而，由电阻器176和178提供的电压与SMPS 166在VOUT节点124处的电流输出成正比，而不是图1a中FB节点160与光耦合器155的反比关系。将齐纳二极管172的阳极耦接到FB节点160将导致电流被注入到控制器120中，而光电晶体管158导致从控制器120汲取电流。
要如同与图1a中的次级侧反馈一起使用以及与非隔离SMPS拓扑一起使用一样，与图1b中的初级侧反馈一起使用相同控制器120集成电路，则来自辅助绕组168的反馈电流由BJT 174反转。电阻器176和178形成一个分压器，针对流经齐纳二极管172的给定电流校准BJT 174的基极端子的电压电势。电容器182对FB节点160处的电压电势进行滤波。
BJT 174在VOUT节点124与耦接到FB节点160的BJT 174的集电极端子之间形成反比关系，使得相同的控制器120反馈引脚可以与次级侧反馈(如同图1a)与初级侧反馈(如同图1b)一起使用。通过次级侧反馈或初级侧反馈，控制器120在FB节点160处收到的反馈信号与VOUT节点124具有反比关系。然而，控制器120外部的BJT 174用于反转具有初级侧反馈的反馈信号的相位。使用初级侧反馈时所需的或非隔离拓扑结构中所需的附加硬件部件会增加SMPS 166的成本并增加总体设计占地面积。
实用新型内容
需要一种不需要使用硬件部件来反转反馈信号的相位，可与和电源输出电压成正比或成反比的反馈信号一起使用的电源控制器。
因此，在一个实施方案中，本公开是一种用于电源转换电路的控制器，其包括第一电流读取电路，该第一电流读取电路耦接用于在第一电路节点处接收第一反馈信号，并且在第二电路节点处产生与第一反馈信号成反比的内部反馈信号；和第二电流读取电路，其耦接用于在第一电路节点处接收第二反馈信号，并且在第二电路节点处产生与第二反馈信号成反比的内部反馈信号。
在一个实施例中，所述控制器还包括被配置为由所述内部反馈信号控制的所述控制器的驱动输出端。
在一个实施例中，所述第一电流读取电路包括耦接在所述第一电路节点与所述第二电路节点之间的第一电流镜。
在一个实施例中，所述第二电流读取电路包括在所述第一电路节点与所述第二电路节点之间串联耦接的第二电流镜和第三电流镜。
在一个实施例中，所述控制器还包括：钳位电路，其耦接在所述第一电路节点与所述第一电流读取电路之间；和二极管，其耦接在所述第一电路节点与所述第二电流读取电路之间。
在另一个实施方案中，本公开是用于电源转换电路的控制器，其包括第一电流镜，该第一电流镜包括耦接到控制器的端子的输入端和耦接到反馈电路节点的第一电流镜的输出端；第二电流镜，该第二电流镜包括耦接到控制器的端子的输入端；和第三电流镜，该第三电流镜包括耦接到第二电流镜的输出端的输入端和耦接到反馈电路节点的第三电流镜的输出端。
在一个实施例中，所述控制器还包括耦接在所述控制器的所述端子与所述第一电流镜的输入端之间的钳位电路。
在一个实施例中，所述控制器还包括耦接在所述控制器的所述端子与所述第二电流镜的输入端之间的二极管。
在一个实施例中，所述第一电流镜包括：第一双极性结型晶体管，其包括耦接到所述控制器的所述端子的集电极端子、耦接到所述控制器的所述端子的基极端子以及耦接到地参考电压的发射极端子；和第二双极性结型晶体管，其包括耦接到所述反馈电路节点的集电极端子、耦接到所述控制器的所述端子的基极端子以及耦接到所述地参考电压的发射极端子。
在一个实施例中，所述第二电流镜包括第一双极性结型晶体管，所述第一双极性结型晶体管包括耦接到所述控制器的电压输入端子的集电极端子，并且所述第三电流镜包括第二双极性结型晶体管，所述第二双极性结型晶体管包括耦接到所述第一双极性结型晶体管的发射极端子的集电极端子和耦接到地参考电压的所述第二双极性结型晶体管的发射极端子。
本实用新型的一个有益技术效果是提供改进的用于电源转换电路的控制器。
附图说明
图1a和图1b示出了具有初级侧反馈和次级侧反馈的反激转换器的示例性电路图；
图2a到图2c示出了具有双向反馈电路的SMPS控制器；
图3示出了基于双向反馈电路对SMPS控制器的驱动输出端的控制；
图4示出了使用两个电流读取设备形成反馈电路；
图5示出了使用分流调节器形成电流读取装置。
具体实施方式
下文参照附图描述了一个或多个实施方案，其中类似的数字表示相同或相似的元件。虽然按照实现某些目标的最佳模式描述了附图，但描述旨在涵盖可包括在本公开的实质和范围内的替代形式、修改形式和等同形式。
图2a示出了控制器120内的反馈电路200，其允许控制器与初级侧反馈或次级侧反馈一起使用，而无需使用额外的硬件来反转具有初级侧反馈的反馈信号的相位。耦接到FB节点160的外部反馈机构能够经由FB节点160从控制器120汲出电流或将电流沉入到控制器120中，并且在其中任意一种情况下，控制器120都能适当地解读反馈信号。在图2a中，FB节点160被示为控制器120的引脚，即FB引脚160。线201穿过FB引脚160，代表控制器120的半导体管芯的边缘。线201画在线201右侧的控制器120的半导体管芯上形成的部件，与沿线201左侧的衬底101上的控制器旁边设置的部件之间。
反馈电路200耦接在VDD节点202与接地节点113之间。VDD节点202表示经由控制器120的VDD引脚输入的正电压电势，接地节点113表示输入到控制器120的接地参考电压。在一些实施方案中，从辅助绕组168产生VDD节点202处的电压信号。
BJT 204和206是PNP BJT。BJT 204和206的发射极端子都耦接到VDD节点202。BJT204和206的基极端子都耦接到电路节点208。BJT 204的集电极端子也耦接到电路节点208。BJT 206的集电极端子耦接到电路节点212。二极管210包括耦接到电路节点208的阳极和耦接到FB引脚160的阴极。BJT 204和206被配置为电流镜。从控制器120通过FB引脚160汲取的电流从VDD节点202开始流动，从BJT 204的集电极端子流出，并流经二极管210。BJT 206产生类似大小的电流，因为共用控制信号耦接到BJT 204和206两者的基极端子，将两个BJT都接通到相似的程度。从BJT 206的集电极端子流出到电路节点212的电流大约等于从FB引脚160汲取的电流。BJT 204和206形成电流镜，其中电流镜的输入端通过二极管210耦接到FB引脚160，并且电流镜的输出端耦接到电路节点212。
BJT 224和226是NPN BJT，被配置为类似于BJT 204和206的电流镜。BJT 224和226的电流镜具有耦接到电路节点212的输入端和耦接到内部FB节点222的输出端。BJT 224和226的电流镜在FB引脚160与内部FB节点222之间与BJT 204和206的电流镜串联耦接。BJT224和226各自包括耦接到接地节点113的发射极端子和耦接到电路节点212的基极端子。BJT 224的集电极端子耦接到电路节点212。BJT 226的集电极端子耦接到内部FB节点222。在FB引脚160处从控制器120汲取然后在BJT 206的集电极端子处镜像到电路节点212的电流，经过BJT 224流到接地节点113。BJT 224和226的控制终端子连接在一起，并且流经BJT224的电流通过BJT 226从VDD节点202镜像到接地节点113。从VDD节点202经过BJT 226流到接地节点113的电流流过电阻器230，从而在内部FB节点222处的电阻器上产生可观察到的电压电势降。
内部FB节点222处的电压电势与从FB引脚160处的控制器120汲取的电流成反比关系。从FB引脚160汲取的电流越大，会导致通过BJT 204的电流、通过BJT 206的的电流、通过BJT 224的电流、通过BJT 226的电流和通过电阻器230的电流越大。因此，当从FB引脚160汲取的电流变大时，电阻器230两端的电压会变大，并且内部FB节点222处的电压电势会变低。电容器232耦接在内部FB节点222与接地节点113之间，以对内部FB节点222处的信号进行滤波。
BJT 214和216是NPN BJT，被配置为类似于BJT 224和226的电流镜。BJT 214和216各自包括耦接到接地节点113的发射极端子和耦接到电路节点218的基极端子。BJT 214的集电极端子耦接到电路节点218。BJT 216的集电极端子耦接到内部FB节点222。齐纳二极管220包括耦接到电路节点218的阳极和耦接到FB引脚160的阴极。当反馈机构通过FB引脚160将电流沉入控制器120时，FB引脚160的电压上升到超过齐纳二极管220的齐纳电压，并且电流从FB引脚160流向BJT 214的集电极端子和基极端子。齐纳二极管220用作电压钳。在其他实施方案中，使用有源钳位或其他钳位电路结构代替齐纳二极管220。
BJT 214和216形成电流镜，其中电流镜的输入端通过齐纳二极管220耦接到FB引脚160，电流镜的输出端耦接到内部FB节点222。BJT 214和216的电流反射镜在FB引脚160与内部FB节点222之间与由BJT 204、206、224和226形成的电流镜并联耦接。BJT216的基极端子连接到BJT 214的基极端子，并且类似的电流从VDD节点202经过BJT 216流到接地节点113，如同经过BJT 214流入FB引脚160。流经BJT 216的电流流过电阻器230，并且当注入到FB引脚160中的电流增加时，从VDD节点202到内部FB节点222会产生更大的电压电势降。因此，当注入到FB引脚160中的电流变大时，电阻器230两端的电压电势会变大，而注入到FB引脚160中的电流越大，内部FB节点222处的电压电势就越低。
不管反馈机构是导致电流被注入到FB引脚160中还是导致从FB引脚160汲取电流，结果都是电流以与FB引脚160处的反馈电流成比例的大小，从VDD节点202经过电阻器230流到接地节点113。如果反馈机构从FB引脚160汲取电流，则电流先被BJT 204和206形成的电流镜镜像，然后被BJT 224和226形成的电流镜镜像，以从VDD节点202经过电阻器230拉出成比例的电流。如果反馈机构将电流注入到FB引脚160中，则电流被BJT 214和216形成的电流镜镜像，以从VDD节点202经过电阻器230拉出电流。在实现用来反转VOUT节点124与FB引脚160之间的相关性时，不管是初级侧反馈还是次级侧反馈，都无需外部电路。不管FB引脚160处的反馈信号与VOUT节点124是成正比，还是成反比，控制器120都能正常工作。
图2b示出了次级侧反馈机构连接到FB引脚160的控制器120和反馈电路200。光耦合器155的光电晶体管158被示为耦接在FB引脚160与接地节点113之间。当VOUT节点124的电压电势增大时，通过LED 156的电流会增大。由LED 156发出的光会增大从FB引脚160汲取的电流250A，因为通过光电晶体管158到接地节点113的耦接会增加。电流250A作为电流250B从二极管210流出。由于齐纳二极管220基本上阻挡了从接地节点113流经BJT 214的电流，因此电流250B大约等于电流250A。流经BJT 214和216的电流镜的电流路径被示为虚线，以指示在图2b的配置中没有流经虚线信号路径的显著电流。
当与普通次级侧反馈机构一起使用时，从FB引脚160汲取电流250A。FB引脚160的电压电势基本上固定在VDD节点202的电压电势减去饱和模式下BJT 204的发射极端子到集电极端子的电压电势以及二极管210的电压降。基本上固定的电压设计提供了与光电晶体管158的发射极端子的低阻抗连接。光电晶体管158的集电极端子处的基本上固定的电压，降低了由光电晶体管形成的电极的影响。因此，耦接到光电晶体管158的FB电路200对于反馈回路具有相对较高的交越频率。流经光耦合器155的反馈电流减小，而不会显著牺牲电源的带宽。待机功耗降低。
电流250B相对于BJT的发射极端子降低电路节点208处(即BJT 204和206的基极端子)的电压电势。电路节点208的电压电势的降低，接通BJT 204以允许电流250B从VDD节点202经过BJT 204和二极管210继续流动。电路节点208的电压电势的降低，接通BJT 206以允许电流250C从VDD节点202经过BJT 206流到电路节点212。由于BJT 204和206具有类似的偏置，电流250C的大小大约等于电流250B的大小。
电流250C增大电路节点212处的电压电势，而电路节点212耦接到BJT 224和226的基极端子。因此，电流250C导致BJT 224和226的基极端子处的电压电势比BJT 224和226的发射极端子大至少BJT的接通电压。电流250D经过BJT 226和电阻器230被拉出。由于BJT224和226两者具有类似偏置，电流250D大约等于电流250C。电流250D流经电阻器230，并在VDD节点202与内部FB节点222之间产生电压电势差。电流250D导致内部FB节点222处的电压电势降低，而电压电势降低的大小基本上与从FB引脚160汲取的电流250A，以及电流250B、250C和250D成比例。
次级侧反馈使用通过光耦合器155耦接到VOUT节点124的反馈电路200来实现。光电晶体管158由LED 156接通，而LED 156包括流经LED 156、与VOUT节点124的电压电势成比例的电流。由光电晶体管158从FB引脚160汲取的电流250A导致内部FB节点222处的电压电势成比例地减小。内部FB节点222处的电压电势与从FB引脚160汲取的电流成反比。
在图2c中，反馈电路200作为初级侧反馈机构连接到变压器105的辅助绕组168。VOUT节点124处的增大的输出电压电势增大在VDD节点202处观察到的电压电势，并经过齐纳二极管172将电流260A注入FB引脚160。电流260A将FB引脚160的电压电势提高到超过齐纳二极管220的接通电压电势，并且电流260B流经齐纳二极管220。由于二极管210基本上阻挡了通过BJT 204和206的电流，因此电流260B的大小大约等于电流260A的大小。流经由BJT204、206、224和226形成的电流镜的传导路径被示为虚线，以指示流经虚线路径的电流近似为零。
电流260B增大电路节点218的电压电势，而电路节点218耦接到BJT 214和216的基极端子。电路节点218处的电压电势通过将BJT 216的基极-发射极结两端的电压降升至大于BJT216的接通电压来接通BJT216。电流260C经过串联的BJT216和电阻器230被拉出。由于BJT 214和216具有类似偏置，电流260C大约等于电流260B。电流260C流经电阻器230，并且使电阻器230两端的电压电势降与电流260C的大小成正比。大小较大的电流260C在电阻器230两端造成较大的电压降，从而使内部FB节点222处的电压电势降低更多的量。电流260C大约等于电流260A和260B，而电流260A和260B由于受辅助绕组168控制而与VOUT节点124的电压电势成比例。
图2c中的控制器120通过将FB引脚160通过齐纳二极管172耦接到变压器105的辅助绕组168来使用初级侧反馈。内部FB节点222包括与注入到控制器120的FB引脚160的电流的大小成反比的电压电势。控制器120能够正确地解读导致电流流入FB引脚160的电源的反馈信号。外部晶体管不用于反转反馈信号的相位。反馈电流260A从辅助绕组168注入到FB引脚160。
类似于图2b中所示的次级侧反馈，当与图2c中的次级侧反馈一起使用时，FB引脚160具有基本上固定的电压电势。图2c中的FB引脚160的电压电势大约等于齐纳二极管220的齐纳电压加上饱和模式下BJT 214的集电极端子到发射极端子的电压。
反馈电路200允许将电流注入FB引脚160或从FB引脚160汲取电流，并且在内部FB节点222处产生线性电压，这一线性电压在这两种情况中相似。FB引脚160具有相对较低的输入阻抗，因而改善了使用控制器120的电源的带宽，并且有助于降低待机功耗。
虽然控制器120被示为与反激转换器一起使用，但是具有反馈电路200的控制器120可用于降压、升压和其他类型的电源。在各种实施方案中，反馈电路200与隔离和非隔离SMPS拓扑一起使用。
虽然电流镜以相对简单的形式示出，但是其他实施方案使用电流镜和其他电路元件或使用其他电流镜拓扑结构来改善电流匹配，补偿基极端子电流损耗，或提供其他益处。一些实施方案使用MOSFET或其他类型的晶体管，而不使用BJT。
图3示出了由反馈电路200控制的DRV信号114的一个实施方案。DRV信号114由置位复位(SR)锁存器300生成。当在置位输入(S)处接收到逻辑1值时，SR锁存器的Q输出被生效为逻辑1值。当在SR锁存器的复位输入(R)处接收到逻辑1值时，SR锁存器的Q输出被解除生效到逻辑0值。SR锁存器的Q输出保持前一输出值，直到在置位或复位输入之一上接收到逻辑1。振荡器302连接到SR锁存器300的置位输入端。振荡器302输出方波或其他合适的信号来断言逻辑1值并周期性地设定SR锁存器300。振荡器302的周期设定SMPS 100的通电循环周期。
比较器304包括耦接到SR锁存器300的复位输入端的输出端。通过向SR锁存器300的复位输入端断言一个信号，比较器304在SMPS100的每个通电循环断开MOSFET 112。MOSFET 112在每个通电循环内断开的时机由内部FB节点222处的电压电势决定。在一些实施方案中，使用分压器来降低从内部FB节点222到比较器304的电压。
在每个通电循环中，当变压器105以磁生电时，CS节点119处的电压电势大致呈线性上升。CS节点119处的电压电势一直上升到CS节点119处的电压电势超过内部FB节点222处的电压电势。当CS节点119的电压电势超过内部FB节点222的电压电势时，比较器304的输出被断言到SR锁存器300的复位输入，从而断开MOSFET 112。在MOSFET 112断开之后，CS节点119的电压电势停止上升，当振荡器302设置SR锁存器300时，CS节点119的电压电势再次开始上升。
内部反馈信号222确定在MOSFET 112断开之前在SMPS 100的每个通电循环中CS节点119允许升到多高。内部FB节点222的较低电压电势会缩短每个通电循环中MOSFET 112的接通时间，而这会降低通过变压器105从初级侧102到次级侧104的总功率传递。内部FB节点222的较高电压电势允许CS节点119上升在每个通电循环中上升较长时间，从而使MOSFET112在每个通电循环中接通较长的时间。反馈电路200适当地处理从FB引脚160汲取的电流或注入到FB引脚160的电流，并且不管反馈机构产生的电流是哪个方向，内部FB节点222的电压电势都会被适当地降低。内部FB节点222处的电压电势的降低通过提前CS节点119超过内部FB节点以复位SR锁存器300的时间，缩短MOSFET 114的接通时间。在其他实施方案中，使用基于内部FB节点222来控制DRV信号114的其他方法。
在反馈电路200中，电流镜用作接收在FB引脚160处耦接到控制器120的外部反馈信号的电流读取电路，并产生与外部反馈电流信号成反比的线性内部反馈电压电势。提供了两个电流读取电路。在图2a到图2c的实施方案中，由BJT 204、206、224和226组成的第一电流读取电路，在从FB引脚160汲取电流时接收信号，并且在内部FB节点222处产生与从FB引脚160汲取的反馈电流的大小成反比的电压信号。在图2a到图2c的实施方案中，由BJT214和216组成的第二电流读取电路，在电流注入到FB引脚160中时接收信号，并且在内部FB节点222处产生与注入到FB引脚160的反馈电流的大小成反比的电压信号。具有两个单独的电流读取电路使得无论外部反馈电流是注入到FB引脚160还是从FB引脚160汲取外部反馈电流，内部FB节点222处的电压都与反馈电流的大小成反比。
图4示出了示出两个电流读取电路320和322的框图。第一电流读取电路320通过从VDD节点202经过电阻器230汲取电流，对从FB引脚160汲取的电流作出反应，同时第二电流读取电路322保持基本上空闲。第二电流读取电路322通过从VDD节点202经过电阻器230汲取电流，对注入到FB引脚160的电流作出反应，同时第一电流读取电路320保持基本上空闲。使用两个电流读取电路320和322使得无论反馈电流是注入到FB引脚160还是从FB引脚160汲取反馈电流，内部FB节点222处都具有类似的线性电压。
在其他实施方案中，由BJT 204、206、214、216、224和226形成的电流镜被不同类型的电流读取电路代替。在一个实施方案中，使用分流调节器来读取FB引脚160处的电流并且无论电流是注入到FB引脚160还是从FB引脚160汲取电流，都产生成反比的电压电势。在一些实施方案中，使用运算放大器形成分流调节器。
图5示出了在电流读取电路中利用分流调节器的反馈电路330的一个具体实施方案。开关332示出了可以从辅助绕组168把电流注入到FB引脚160中，也可以通过光电二极管158从FB引脚160汲取电流。由BJT 334和电压336形成的第一分流调节器通过电阻器333连接到FB引脚160，作为第一电流读取电路的一部分。BJT 338和340耦接在VDD节点202与BJT334之间。由BJT 344和电压346形成的第二分流调节器通过电阻器343耦接到FB引脚160。BJT 348和350耦接在BJT 344与接地节点113之间。电阻器352和354形成分压器，其分压通过二极管356耦接到FB引脚160。
在另一个实施方案中，本公开是一种产生电压信号的方法，包括以下步骤：提供包括反馈端子和反馈电路节点的控制器；形成耦接在反馈端子与反馈电路节点之间的第一电流读取电路；以及形成耦接在反馈端子与反馈电路节点之间的第二电流读取电路。
虽然已详细示出并描述了一个或多个实施方案，但技术人员将认识到，在不脱离本公开的范围的情况下，可对这些实施方案作出修改和变更。
在第一实施方案中，一种产生电压信号的方法包括：提供包括反馈端子和反馈电路节点的控制器；形成耦接在反馈端子与反馈电路节点之间的第一电流读取电路；以及形成耦接在反馈端子与反馈电路节点之间的第二电流读取电路。
在第二实施方案中，第一实施方案的方法还包括：设置包括与控制器相邻的辅助绕组的变压器，其中辅助绕组耦接到控制器的反馈端子。
在第三实施方案中，第一实施方案的方法还包括提供耦接到反馈电路节点的电阻器。
在第四实施方案中，第三实施方案的方法，还包括：当电流注入到反馈端子中时，使用第一电流读取电路经过电阻器汲取电流；以及当从反馈端子汲取电流时，使用第二电流读取电路经过电阻器汲取电流。
在第五实施方案中，第一实施方案的方法还包括：提供耦接在反馈端子与第一电流镜之间的齐纳二极管；以及提供耦接在反馈端子与第二电流镜之间的二极管。

Claims (10)

1.一种用于电源转换电路的控制器，包括：
第一电流读取电路，其被耦接用于在第一电路节点处接收第一反馈信号，并且在第二电路节点处产生与所述第一反馈信号成反比的内部反馈信号；和
第二电流读取电路，其被耦接用于在所述第一电路节点处接收第二反馈信号，并且在所述第二电路节点处产生与所述第二反馈信号成反比的所述内部反馈信号。
2.根据权利要求1所述的控制器，还包括被配置为由所述内部反馈信号控制的所述控制器的驱动输出端。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中所述第一电流读取电路包括耦接在所述第一电路节点与所述第二电路节点之间的第一电流镜。
4.根据权利要求3所述的控制器，其中所述第二电流读取电路包括在所述第一电路节点与所述第二电路节点之间串联耦接的第二电流镜和第三电流镜。
5.根据权利要求1所述的控制器，还包括：
钳位电路，其耦接在所述第一电路节点与所述第一电流读取电路之间；和
二极管，其耦接在所述第一电路节点与所述第二电流读取电路之间。
6.一种用于电源转换电路的控制器，包括：
第一电流镜，包括耦接到所述控制器的端子的输入端和耦接到反馈电路节点的所述第一电流镜的输出端；
第二电流镜，包括耦接到所述控制器的所述端子的输入端；以及
第三电流镜，包括耦接到所述第二电流镜的输出端的输入端和耦接到所述反馈电路节点的所述第三电流镜的输出端。
7.根据权利要求6所述的控制器，还包括耦接在所述控制器的所述端子与所述第一电流镜的输入端之间的钳位电路。
8.根据权利要求6所述的控制器，还包括耦接在所述控制器的所述端子与所述第二电流镜的输入端之间的二极管。
9.根据权利要求6所述的控制器，其中所述第一电流镜包括：
第一双极性结型晶体管，其包括耦接到所述控制器的所述端子的集电极端子、耦接到所述控制器的所述端子的基极端子以及耦接到地参考电压的发射极端子；和
第二双极性结型晶体管，其包括耦接到所述反馈电路节点的集电极端子、耦接到所述控制器的所述端子的基极端子以及耦接到所述地参考电压的发射极端子。
10.根据权利要求6所述的控制器，其中所述第二电流镜包括第一双极性结型晶体管，所述第一双极性结型晶体管包括耦接到所述控制器的电压输入端子的集电极端子，并且所述第三电流镜包括第二双极性结型晶体管，所述第二双极性结型晶体管包括耦接到所述第一双极性结型晶体管的发射极端子的集电极端子和耦接到地参考电压的所述第二双极性结型晶体管的发射极端子。
CN201720678731.0U 2016-06-14 2017-06-13 用于电源转换电路的控制器 Active CN207069906U (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/181,666 US10164540B2 (en) 2016-06-14 2016-06-14 Bi-directional feedback pin
US15/181,666 2016-06-14

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN207069906U true CN207069906U (zh) 2018-03-02

Family

ID=60574140

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201720678731.0U Active CN207069906U (zh) 2016-06-14 2017-06-13 用于电源转换电路的控制器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10164540B2 (zh)
CN (1) CN207069906U (zh)
TW (1) TWM553521U (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112865496A (zh) * 2021-03-17 2021-05-28 深圳市必易微电子股份有限公司 一种控制电路、控制方法和电压变换电路

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110581651B (zh) * 2019-10-12 2020-09-08 无锡芯朋微电子股份有限公司 高度集成的开关电源及控制电路

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5305192A (en) * 1991-11-01 1994-04-19 Linear Technology Corporation Switching regulator circuit using magnetic flux-sensing
US5982640A (en) * 1998-02-03 1999-11-09 Philips Electronics North America Corporation Arrangement for reducing the effects of capacitive coupling in a control circuit for a switched-mode power supply
US6137696A (en) 1999-04-12 2000-10-24 Semicondutor Components Industries, Llc Switching regulator for power converter with dual mode feedback input and method thereof
EP1217720A1 (en) * 2000-12-21 2002-06-26 Semiconductor Components Industries, LLC Apparatus and method for controlling the power output of a power supply using comparators
US6721192B1 (en) 2003-03-24 2004-04-13 System General Corp. PWM controller regulating output voltage and output current in primary side
US7535276B2 (en) * 2007-05-16 2009-05-19 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Method of forming a PWM controller and structure therefor
EP2293165B1 (en) * 2009-09-02 2018-01-17 ams AG Multi-current-source and method for regulating current
TWI477051B (zh) 2011-03-28 2015-03-11 Neoenergy Microelectronics Inc 初次級雙回授控制之返馳式電源轉換器
US8885308B2 (en) * 2011-07-18 2014-11-11 Crane Electronics, Inc. Input control apparatus and method with inrush current, under and over voltage handling
US8749999B2 (en) * 2011-09-14 2014-06-10 System General Corporation Controller and power converter using the same for clamping maximum switching current of power converter
TWI568160B (zh) * 2014-05-09 2017-01-21 立錡科技股份有限公司 返馳式電源供應器及其控制電路
US9667154B2 (en) * 2015-09-18 2017-05-30 Power Integrations, Inc. Demand-controlled, low standby power linear shunt regulator
US9973094B2 (en) * 2016-03-31 2018-05-15 Infineon Technologies Austria Ag Power converter and power conversion method

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112865496A (zh) * 2021-03-17 2021-05-28 深圳市必易微电子股份有限公司 一种控制电路、控制方法和电压变换电路

Also Published As

Publication number Publication date
US10164540B2 (en) 2018-12-25
US20170358991A1 (en) 2017-12-14
TWM553521U (zh) 2017-12-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN207069908U (zh) 电源转换电路和用于电源转换电路的控制器
CN106505865B (zh) 一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法
CN102055357B (zh) 开关电源控制器电路及开关电源***
US9590513B2 (en) Methods for operating a converter
US20170012539A1 (en) Flyback-based power conversion apparatus
CN104377960B (zh) 谐振变换器及其控制方法
CN101997435B (zh) 具有在次级侧上的主控制器和在初级侧上的从控制器的隔离式ac-dc转换器及其操作方法
CN110999053A (zh) 用于向功率开关控制设备供电的可调电源设备
CN102780408B (zh) 转换器
CN110071638A (zh) 开关电源装置以及直流电源装置
CN109921644A (zh) 具有二次侧控制的返驰式转换器
CN104702097A (zh) 电源装置和通过电源装置产生电源的方法
CN103119839A (zh) 双输出电源
CN104734516B (zh) 开关电源电路和计算机电源
CN107294366A (zh) 预充电电路、直流-直流转换器和混合动力汽车
CN207069906U (zh) 用于电源转换电路的控制器
CN107046368B (zh) 电源转换装置
CN215072160U (zh) 一种开关电源
CN204481686U (zh) 开关电源电路和计算机电源
CN107222110A (zh) 一种非隔离大变比直流‑直流变换器
CN112787518A (zh) 一种电流模式交错控制变换器及控制芯片
CN115118163A (zh) 多路输出型电路、控制方法及电源
CN201994045U (zh) 驱动电路以及液晶电视机
CN105576945A (zh) 隔离电源控制装置、电源变换装置及其隔离电源控制方法
CN218006124U (zh) 电源和多输出电源

Legal Events

Date Code Title Description
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant