CN203301342U

CN203301342U - 开关驱动器电路和电源***

Info

Publication number: CN203301342U
Application number: CN2013201023641U
Authority: CN
Inventors: 理查德·A·度尼佩茨
Original assignee: Fairchild Semiconductor Corp
Current assignee: Fairchild Semiconductor Corp
Priority date: 2012-02-07
Filing date: 2013-02-05
Publication date: 2013-11-20
Anticipated expiration: 2023-02-05
Also published as: CN103248205B; US9013903B2; US20130200867A1; CN103248205A

Abstract

本实用新型涉及开关驱动器电路和电源***，其用于将控制信号转换为电流脉冲信号，其中，控制信号以第一参考电位为，还用于基于电流脉冲信号产生开关驱动电压信号，其中，开关驱动信号以第二参考电位为参考，还用于通过使用开关驱动电压来对电源开关的导通状态进行控制。

Description

开关驱动器电路和电源***

技术领域

本实用新型涉及开关驱动器电路和电源***，并且更具体地涉及驱动用于电源开关的高端驱动器电路。

背景技术

许多电源开关应用需要一种开关，这种开关可以运行在高输入电压（例如，800伏特或更高伏特的量级）的高端（high-side）上，并且可以当在整个开关频率下对从地电位到最大输入电压变化的直流（DC）电压进行切换时提供有效的开关闭合。这样的应用包括：高速等离子驱动器、高速栅极驱动器、开关电源、电机驱动器，等等。

已知若干种类型的电源开关驱动器，例如，变压器耦合的电源开关驱动器、直流耦合的电源开关驱动器、具有悬浮式电源的光隔离的电源开关驱动器，等等。这些开关驱动方法中的每种方法都具有优点和缺点，然而直流耦合的驱动器是已知的驱动器拓扑结构中最简单、成本最低并且一般具有最高性能的。近年来，伴随着开关驱动器可以运行的需要，MOSFET器件和IGBT器件可以运行的电压显著地增加。然而，在高输入电压和高速下操作的能力方面，直流耦合的驱动器没有保持同步发展。

实用新型内容

本实用新型提供一种开关驱动器电路和电源***，能够产生开关驱动控制信号。

除其他以外，本申请提供了一种开关驱动器电路，包括：电压-电流转换器电路，其被配置成接成以第一参考电位为参考的控制信号并且被配置成将所述控制信号转换为电流脉冲信号；电流-电压转换器电路，其被配置成基于所述电流脉冲信号来产生开关驱动电压信号；其中，所述开关驱动电压信号以第二参考电位为参考；并且其中，所述开关驱动电压信号被配置成对电源开关的导通状态进行控制。

在某些实施例中，所述电压-电流转换器电路进一步被配置成从所述电流-电压转换器电路吸收所述电流脉冲信号。

在某些实施例中，所述电压-电流转换器电路包括双极结型晶体管，所述双极结型晶体管耦合到以共源共栅布置的金属氧化物半导体晶体管；其中，所述双极结型晶体管还耦合到所述电流-电压转换器电路；并且其中，脉冲宽度调制信号被配置成对所述双极结型晶体管和所述金属氧化物半导体晶体管的导通状态进行控制以产生所述电流脉冲信号。

在某些实施例中，所述电压-电流转换器电路包括电流限制电路，所述电流限制电路被配置成对所述电流脉冲信号的安培数进行限制。

在某些实施例中，所述电流-电压转换器电路进一步被配置成为所述电流脉冲信号提供电流。

在某些实施例中，所述第一参考电位是地电位，并且所述第二参考电位是相对于所述第一参考电位浮动的。

在某些实施例中，所述电源开关耦合到具有400伏特或更高伏特的直流电压的高压电源。

在某些实施例中，所述电源开关耦合到电源，其中，所述电源具有从低于所述第一参考电位的电压到400伏特或更高伏特的工作范围。

在某些实施例中，所述控制信号是脉冲宽度调制信号，并且，所述开关驱动电压信号是浮动的脉冲宽度调制开关驱动电压信号。

本申请还提供了一种电源***，包括：脉冲宽度调制控制器电路，其被配置成产生以第一参考电位为参考的可控脉冲宽度调制信号；电压-电流转换器电路，其被配置成接收所述脉冲宽度调制信号并且被配置成将所述脉冲宽度调制信号转换为电流脉冲信号；电流-电压转换器电路，其被配置成基于所述电流脉冲信号来产生开关驱动电压信号；其中，所述开关驱动电压信号以第二参考电位为参考；以及开关电源电路，其包括至少一个电源开关，所述至少一个电源开关耦合到高压电源，所述高压电源被配置成产生可控电源，其中，所述开关驱动电压信号被配置成对耦合到所述高压电源的电源开关的导通状态进行控制。

在某些实施例中，所述电压-电流转换器电路包括双极结型晶体管，所述双极结型晶体管耦合到以共源共栅布置的金属氧化物半导体晶体管；其中，所述双极结型晶体管还耦合到所述电流-电压转换器电路；并且其中，所述脉冲宽度调制信号被配置成对所述双极结型晶体管和所述金属氧化物半导体晶体管的导通状态进行控制以产生所述电流脉冲信号。

在某些实施例中，所述第一参考电位是地电位，并且，所述第二参考电位是相对于所述第一参考电位浮动的。

在某些实施例中，所述高压电源是具有400伏特或更高伏特直流电压的电源。

在某些实施例中，所述开关电源电路是选自包括以下的组：桥式、降压、双端正向转换器，升压或双端回扫电源拓扑结构或者需要高端驱动器的其他电源供给拓扑结构。

本申请提供了用于产生开关驱动控制信号的电路和***。该开关驱动控制信号可以例如与高电压开关电源一起使用。由于电流脉冲信号不一定参考***地电位，因此随后的电压开关控制信号可以保持与高电压切换影响相隔离，虽然仍对高压电源或者要求宽工作电压范围的其他器件提供高速切换。

该部分旨在提供对本专利申请的主题的概括，并非旨在提供对本实用新型的排他性或穷尽性解释。包含具体实施方式是为了提供与本专利申请有关的其它信息。

附图说明

随着下文详细描述并且参考附图，所主张的主题的实施例的特征和优点将变得显而易见，其中相同的附图标记描述相同的部分，其中：

图1示出了与本申请的各种实施例相符的电源***的方框图；

图2示出了根据本申请的实施例的电压-电流转换器电路；

图3示出了根据本申请的实施例的电流-电压转换器和开关驱动器电路；

图4示出了根据本申请的另一实施例的电流-电压转换器和开关驱动器电路；以及

图5示出了根据与本申请相符的示例性实施例的高电压开关驱动器电路操作的流程图。

尽管下列具体实施方式将参考说明性的实施例来进行阐述，但是这些实施例的许多替代方案、修改和变型对本领域的技术人员而言将是显而易见的。

具体实施方式

总的来说，本申请提供了用于产生开关驱动控制信号的电路、***和方法。该开关驱动控制信号可以例如与高电压开关电源一起使用。其还可以用作用于电机驱动器的宽输入电压范围开关驱动器或者需要通用高端开关的其他器件。本申请提供了各种驱动器，以将经常规调制（例如，PWM）的或未经调制的电压控制信号转换为电流脉冲信号。控制信号可以以第一参考电位为参考。反过来，电流脉冲信号被转换为用于对电源开关的导通状态进行控制的电压开关控制信号。电压控制信号可以参考第二参考电位。在一些实施例中，第一参考电位和第二参考电位可以是不同的和/或独立的，并且在一些实施例中，第二参考电位可以是基于例如电源和/或高电压轨动态地变化的（例如，浮动的）。由于电流脉冲信号不一定参考***地电位，因此随后的电压开关控制信号可以保持与高电压切换影响相隔离，虽然仍对高压电源或者要求宽工作电压范围的其他器件提供高速切换。

图1示出了与本申请的不同实施例相符的电源***100的方框图。概括地说，图1的***100包括配置成产生可控脉冲宽度调制（PWM）信号103的PWM电路102、配置成产生开关驱动信号107的驱动器电路112和配置成向负载电路110产生可控直流电源109的开关电源电路108。PWM电路102可以配置成接收来自负载电路110的电流反馈信号或电压反馈信号，以基于负载电路110的要求来调节PWM信号103的占空比。PWM信号103通常是相对于第一参考电位（例如，地面接地、机壳接地，等等）从低到高摆动的电压信号。在其他实施例中，PWM电路102可以被脉冲频率调制（PFM）电路所代替，这在现有技术中是已知的。在其他的实施例中，可以使用其他的调制方案。例如，在一些控制应用（例如，电动机或其他设备）中，可能希望使用没有占空比限制（例如，简单的导通（on）/断开（off）切换，等等）的控制信号。因此，虽然图1具体地描述了使用PWM控制信号的控制应用，但是应该理解本申请旨在对于任何控制信号具有广泛的适用性。因此，在本文中所使用的“控制信号”可以包括任何类型的经调制的或未经调制的信号，并且这样的控制信号不一定具有相关联的占空比限制。

开关电源电路108通常配置成由高电压轨（Vin）形成受控电源（controlled power），该高电压轨（Vin）可以具有400伏特或更高伏特（例如，1.6kV，等等）的量级。开关电源电路108可以包括任何已知的或以后研发（after-developed）的开关电源拓扑结构（例如，包括降压转换器、SEPIC、或双开关升压转换器、回扫（Flyback）等的单开关DC-DC转换器拓扑结构，和/或包括桥式DC-DC转换器等的多开关DC-DC转换器拓扑结构）。因此，开关电源电路108可以包括单开关和/或多开关，单开关被配置成在地电位或参考电位与Vin之间进行切换，多开关例如是被配置成在地或参考电位与Vin之间进行切换的高端开关和低端开关（例如，半桥式转换器，等等）。为此，开关电源电路108的开关可以包括例如，MOSFET器件（例如，PMOS、NMOS，等等）、IGBT器件、BJT 器件、SiC（碳化硅）器件，等等，和/或任何其他类型的已知或以后研发的、配置成可控制地改变导通状态的高电压开关电路。在一实施例中，开关电路可以包括BJT开关和发射极开关MOSFET共源共栅电路的串联组合（其可以包括例如ESBC^TM开关（ESBC^TM是飞兆半导体公司的商标））。

驱动器电路112通常配置成接收PWM信号103并且产生开关驱动信号107以对开关电源电路中的一个或多个开关的导通状态进行控制。在单开关拓扑结构的情况下，开关驱动信号107配置成对开关在高电压输入（Vin）与参考电位之间的导通状态进行控制，例如，对高端开关的控制。在多开关拓扑结构的情况下，开关驱动信号107可以用于对高端开关进行控制，并且开关驱动器电路还可以配置成产生至少一个第二开关驱动信号113，以对例如半桥式拓扑结构的低端开关进行控制（例如，信号113可以是互补的PWM开关驱动信号，这在现有技术中是众所周知的）。由于单开关或高端开关负责关于Vin（在一些实施例中，Vin为高压电源轨）进行切换，驱动器电路112配置成将PWM信号转换为电流信号并且产生相对于参考（地）电位浮动的开关驱动信号107（电压）以使电路108的开关能够在高频率下进行切换。有利地，驱动器电路112可以在高速（超过例如20MHz，伴随着约20nS的相对短的开启和断开延）下操作。驱动器电路112还可以在超过1600伏特的电压下操作，然而常规的直流耦合驱动器被限制在约700伏特。这里，直流耦合意味着任何类型的电子耦合或光子耦合，与交流耦合和/或电容耦合（它们都可以是在操作上占空比限制的）截然相反。电压转换器电路104还具有非常低的输出电容，该输出电容降低了dv/dt切换误差。

在本文所描述的各种实施例中，驱动器电路112通常可以包括电压-电流转换器电路104，其配置成产生电流脉冲信号105（在一些实施例中，该电流脉冲信号105是与PWM信号103的频率/占空比成比例的）。该驱动器电路还包括悬浮式电流-电压转换器和开关驱动器电路106，其配置成产生电压驱动信号或电流驱动信号以对电源开关（例如，耦合到高电压轨Vin的电源开关）的导通状态进行控制。下面将结合各种实施例来描述驱动器电路112的操作。

图2示出了根据本申请的一实施例的电压-电流转换器电路104’。概括地说，电路104’作为门控电流宿（gated current sink）进行操作，以基于参考第一参考电位的输入PWM信号103或其他控制信号来产生电流脉冲信号105（Iout）。电流脉冲信号105是从与电路106相关联的正电源（例如，Vcc，未在该图中示出）处被吸收的。因为电路104’的输出105是电流信号，其不参考PWM输入地电位，并且因此驱动器电路的后续阶段（下面所描述的）可以操作在悬空状态下，同时仍提供高电压切换需求。该实施例的电路包括耦合到输入PWM信号103的RC网络202。RC网络202加速了电路104的导通和断开。第一BJT晶体管204耦合在输出105、MOSFET晶体管206和BJT208之间。晶体管204和206的导通状态由输入PWM信号103进行控制。第二BJT晶体管208耦合在结点214处的PWM信号103与第一参考电位（例如，地电位）之间。

晶体管208的导通状态由电阻212两端的电压进行控制。电阻212两端的电压为Iout与电阻212的阻值之积。RC网络210操作以在PWM开启信号的上升沿期间提供信号峰值。这可以被用于加速输出电流Iout105的开启。晶体管204可以在与晶体管206共源共栅的共基布置下进行操作。该配置允许例如晶体管204操作到Vcbo电压而不击穿。在该布置中，由MOSFET晶体管206执行切换以提高切换速度。晶体管204使晶体管206与可能存在于晶体管204集电极上的高速电压相隔离。晶体管204还可以减小或消除（通过密勒效应）来自晶体管206栅极的电容性反馈，因此提高了切换速度并且降低了PWM控制器102上的负载。

在操作中，当PWM信号103为低时，开关204和206为断开（OFF）（未导通），并且因此吸收电流Iout约为0安培。当PWM信号103为高时，开关206转向导通，这将使开关204转向导通。这导致吸收电流（Iout）流经电阻212。应该理解的是，Iout是源自电流-电压转换器和开关驱动器电路106的。当电阻212两端的压降超过晶体管208的导通阈值时，晶体管208转向导通。这起到了防止结点214处的电压超过预定量的作用。换言之，当晶体管208转向导通时，电流从结点214通过电阻212分流到GND，这产生了电阻212两端的电压降。随着结点214处的电压下降，晶体管204和206的传导性降低，这减少了Iout。因此，晶体管208起到了限制由电路104’吸收的电流Iout的作用。

吸收电流Iout的大小通常是通过电阻212的值和晶体管208的基极-发射极电压来控制的。在一般情况下，吸收电流Iout越大，以功率损失为代价的电源的切换速度就越快。因此，电阻212的值可以选择为满足切换速度和/或功率损失要求。同样地，应该注意的是，有利地，电路104’不需要分离的电源而操作。此外，电路104’的描述是以将NPN晶体管和N沟道晶体管用于从与电路106相关联的正电源（例如，Vcc）吸收电流为基础的。在其他的实施例中，PNP晶体管和P沟道晶体管可以被用于从与电路106相关联的负电源（例如，Vdd）提供电流。

图3示出了根据本申请的一实施例的电流-电压转换器和开关驱动器电路106’。电路106’提供来自上述电路104’的电流Iout。电路106’通常包括反相放大电路312和非反相放大电路314，以产生开关驱动信号107。电路106’以第二参考电位326为参考，该第二参考电位326在一些实施例中可以是相对于第一参考电位浮动的（图2）。电路106’耦合到电源Vcc以提供功率和工作电压，这将在下面进行描述。在操作中，当PWM信号103为低（并且Iout约为0安培）时，BJT晶体管306为截止（OFF）。因此，到放大器312的输入为Vcc（高），并且放大器312的输出为低。这里，“低”为Vcc减去二极管308（VD308）两端的压降，正如在结点326处所观察到的。因此，放大器312的高到低的摆动为Vcc到Vcc—VD308。如果放大器312的输出为低，则BJT晶体管316为截止，并且因此没有电流流过电阻304，这是因为晶体管316的基极和发射极处于结点326的电压（即，Vcc—VD308）下。所以，没有电流流过电阻320，并且因此开关驱动信号107（放大器314的输出）为低。

当PWM信号103（并且Iout正被产生）时，晶体管306转向导通（因为发射极的驱动电压低于基极的驱动电压，基极处于Vcc—VD308下）。由Vcc所提供的大部分电流从集电极流过晶体管306的发射极，因此将源电流提供给电路104（如上所述）。这造成电阻302两端的电压降。如果电阻302两端的电压降是足够大的，则对放大器312的输入将为等价的低状态，因此，可以基于例如放大器312的输入电压要求和Vcc电压值减去二极管308的二极管压降来选择电阻302的阻值。当对放大器312的输入为低时，输出为高，这导致电流流过电阻304并且使晶体管316的发射极/基极结正向偏置以将晶体管316转向导通。当晶体管316转向导通时，对放大器314的输入为高，并且开关驱动信号107（放大器314的输出）为高。

电阻304的阻值可以是基于例如晶体管316的导通要求来进行选择的，并且可以被选择为产生针对放大器314的有效逻辑高。电容器318将从低到高的电压变化耦合到缓冲器314的输入，以加速切换。二极管308的电压降被选择为提供针对缓冲器314输入的所要求的电压摆动。电容器322和C324提供了电源旁路和能量存储，使得高端驱动器106可以由驱动MOSFET开关降压转换器时可能存在的断续供给来供电。电路106’可以根据终端用户的需要当作悬浮式驱动器或固定式驱动器来使用。

图4示出了根据本申请的另一实施例的电流-电压转换器和开关驱动器电路106”。在该实施例中，比较器412提供共模噪声消除以在由高电压切换所引起的相对高的dv/dt噪声存在的情况下允许可靠操作。同样地，电路106”是以第二参考电位424为参考的，该第二参考电位424在一些实施例中可以是相对于第一参考电位浮动的（图2）。二极管402配置成提供参考电源输入Vcc的约0.4伏特的参考电压。与电阻408相联系的电阻406按比例对二极管402两端的电压降进行调节并且在切换过程中对比较器412的正输入端处的迟滞量（amount of hysteresis）进行设置。电阻408配置成为比较器412提供正反馈以改善噪声性能。电阻410使二极管402正向偏置。缓冲器418将迟滞提供给比较器412的输出端以降低输出端107处的噪声或抖动，并且缓冲器418被用作输入缓冲器以驱动缓冲器420。

可以调节电阻408和406的阻值以提供比较器412的正输入端处的结点阻抗，该结点阻抗接近于由比较器412的负输入端处的电阻404所提供的结点阻抗。脉冲电流105具有相对于总电源的机壳或***接地的相关联电容。如果输出驱动器电路106在电源开关的断开到导通或导通到断开的转换过程中改变相对于***接地的电压，则该电容产生电流和404两端的相关联电压降。由电容导致的电阻404上的该电压降是不希望的，并且如果该电压降足够大，则可能对驱动器106产生输入误差。为了对此进行补偿，可以将电容414接到***地，以产生与对比较器412的正输入相同的电压输入，假设PWM电流104的寄生电容与接到比较器412的正输入的电容414相同。由寄生和补偿电容414产生的比较器412上的相同电压输入用于互相抵消并且减小dv/dt误差的可能性。电容416和422为驱动器106提供电源旁路和能量存储。

在操作中，当PWM信号103为低（并且Iout约为0安培）时，电阻404两端没有电压降。比较器412的负输入约等于Vcc，并且比较器412的正输入以Vcc作为参考（经由二极管402以及电阻406和408）约为-0.4伏特。在这些条件下，比较器412的输出为地（GND）电平424，并且比较器420的输入为低（与到缓冲器420的输入一样）。缓冲器420的输出同样为低（与输出开关驱动信号107一样）。当PWM信号103为高（并且电路106”正提供电流Iout）时，Iout横穿电阻404产生电压降，该电压降驱动比较器412的负输入端（其相对于比较器412的正输入端约负0.6伏特）。这导致比较器412的输出切换到Vcc电源（高），并且继而驱使放大器420的输出开关驱动信号107至Vcc电源（高）。

因此，图3和图4的实施例中的电路106’与106”配置成将电流脉冲信号105转换为具有浮动参考（424）的开关驱动信号107。除了本文中所描述的其他优点以外，这通过使用高压电源（例如，大于400伏特）使例如电源电路108的高速切换成为可能。此外，电流脉冲信号105起初参考电源Vcc，这使得产生的电压信号能够驱动各种缓冲器。电压信号然后重新参考浮动参考（例如参考电位326、424）。应该注意到，在一些实施例中，电流脉冲信号105的重新参考可能不是必需的或希望的。在其他的实施例中，开关驱动信号107可以用于控制电源开关，更一般地，用于对电动机的操作或者参考高电压的其他电路或装置进行控制。在这些应用中，不需要PWM信号，相反地，仅需要进行导通-断开操作。另外，在一些实施例中，开关驱动信号107可以是电压信号（例如，对MOSFET和/或IGBT型开关器件进行控制）或电流信号（例如，对BJT和/或SiC型开关器件进行控制）。因此，当由图3和图4中的电路所产生的开关驱动信号107是电压信号时，本领域的技术人员将认识到可以提供额外的电路以将电压开关驱动信号转换为电流开关驱动信号（经由例如电阻，等等）。

图5示出了根据与本申请相符的一示例性实施例的高端驱动器电路的操作500的流程图。在操作502，将控制信号转换为电流脉冲信号，其中，该控制信号以第一参考电位为参考。在操作504，基于电流脉冲信号产生开关驱动信号，其中，该开关驱动信号以第二参考电位为参考。在一些实施例中，第一参考电位可以是固定的并且第二参考电位可以是浮动的。在操作506，开关驱动电压信号用于对电源开关的导通状态进行控制。开关驱动电压信号可以是相对于地电位或其他参考电位浮动的，和/或针对电源固定为对***地的正电压。

本文中的任一实施例中所使用的“电路”可以各自地或者以任一组合形式包括例如硬线电路、可编程电路、状态机电路和/或对由可编程电路所执行的指令进行存储的固件。本文中的任一实施例中所描述的电路可以用作一个或多个集成电路和/或分立电路元件或者形成一个或多个集成电路和/或分立电路元件的一部分。集成电路可以包括例如半导体集成电路芯片。在本文中所描述的任一实施例中，应该理解的是，任一开关可以包括例如MOSFET器件（例如，PMOS、NMOS，等等）、IGBT器件、BJT器件、SiC（碳化硅）器件，等等和/或配置成可控制地改变导通状态的任何其他类型的已知的或以后研发的开关电路（包括高电压开关电路）。

因此，在至少一个实施例中，本申请提供了开关驱动器电路，该开关驱动器电路包括配置成接收控制信号并且配置成将该控制信号转换为电流脉冲信号的电压-电流转换器电路。该开关驱动器电路还包括配置成基于电流脉冲信号产生开关驱动电压信号的电流-电压转换器电路；其中，开关驱动电压信号配置成对电源开关的导通状态进行控制。

在至少一个其他的实施例中，本申请提供了一种电源***，该电源***包括配置成产生可控的脉冲宽度调制（PWM）信号的PWM控制电路和配置成接收PWM信号并且配置将该PWM信号转换为电流脉冲信号的电压-电流转换器电路。电源还包括配置成基于电流脉冲信号产生开关驱动电压信号的电流-电压转换器电路和开关电源电路，该开关电源电路包括耦合到配置成形成可控电源的高压电源的至少一个电源开关，其中，开关驱动电压信号配置成对耦合到高压电源的电源开关的导通状态进行控制。

在另一实施例中，本申请提供了一种用于控制电源开关的方法，该方法包括将控制信号转换为电流脉冲信号，其中，控制信号以第一参考电位为参考。该方法还包括基于电流脉冲信号产生开关驱动电压信号，其中，开关驱动信号以第二参考电位为参考。该方法还包括通过使用开关驱动电压信号来对电源开关的导通状态进行控制。

本文中已经使用的术语和措辞用作描述而非限制的术语，使用这些术语和表示式时无意排除所示出和所描述的特征（或其部分的）的任何等效方案，并且应该认识到，在权利要求书的范围内各种修改是可能的。因此，权利要求书旨在涵盖所有此类等效方案。本文中已经描述了各种特征、方面以及实施例。这些特征、方面以及实施例可以如本领域的技术人员会理解的那样相互组合并且变型和修改。因此，本申请应该被认为包括了这些组合、变型和修改。

Claims

1.一种开关驱动器电路，包括：

电压-电流转换器电路，其被配置成接收以第一参考电位为参考的控制信号并且被配置成将所述控制信号转换为电流脉冲信号；

电流-电压转换器电路，其被配置成基于所述电流脉冲信号来产生开关驱动电压信号；其中，所述开关驱动电压信号以第二参考电位为参考；并且其中，所述开关驱动电压信号被配置成对电源开关的导通状态进行控制。

2.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述电压-电流转换器电路进一步被配置成从所述电流-电压转换器电路吸收所述电流脉冲信号。

3.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述电压-电流转换器电路包括双极结型晶体管，所述双极结型晶体管耦合到以共源共栅布置的金属氧化物半导体晶体管；其中，所述双极结型晶体管还耦合到所述电流-电压转换器电路；并且其中，脉冲宽度调制信号被配置成对所述双极结型晶体管和所述金属氧化物半导体晶体管的导通状态进行控制以产生所述电流脉冲信号。

4.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述电压-电流转换器电路包括电流限制电路，所述电流限制电路被配置成对所述电流脉冲信号的安培数进行限制。

5.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述电流-电压转换器电路进一步被配置成为所述电流脉冲信号提供电流。

6.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述第一参考电位是地电位，并且所述第二参考电位是相对于所述第一参考电位浮动的。

7.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述电源开关耦合到具有400伏特或更高伏特的直流电压的高压电源。

8.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述电源开关耦合到电源，其中，所述电源具有从低于所述第一参考电位的电压到400伏特或更高伏特的工作范围。

9.根据权利要求1所述的开关驱动器电路，其中，所述控制信号是脉冲宽度调制信号，并且，所述开关驱动电压信号是浮动的脉冲宽度调制开关驱动电压信号。

10.一种电源***，包括：

脉冲宽度调制控制器电路，其被配置成产生以第一参考电位为参考的可控脉冲宽度调制信号；

电压-电流转换器电路，其被配置成接收所述脉冲宽度调制信号并且被配置成将所述脉冲宽度调制信号转换为电流脉冲信号；

电流-电压转换器电路，其被配置成基于所述电流脉冲信号来产生开关驱动电压信号；其中，所述开关驱动电压信号以第二参考电位为参考；以及

开关电源电路，其包括至少一个电源开关，所述至少一个电源开关耦合到高压电源，所述高压电源被配置成产生可控电源，其中，所述开关驱动电压信号被配置成对耦合到所述高压电源的电源开关的导通状态进行控制。

11.根据权利要求10所述的电源***，其中，所述电压-电流转换器电路进一步被配置成从所述电流-电压转换器电路吸收所述电流脉冲信号。

12.根据权利要求10所述的电源***，其中，所述电压-电流转换器电路包括双极结型晶体管，所述双极结型晶体管耦合到以共源共栅布置的金属氧化物半导体晶体管；其中，所述双极结型晶体管还耦合到所述电流-电压转换器电路；并且其中，所述脉冲宽度调制信号被配置成对所述双极结型晶体管和所述金属氧化物半导体晶体管的导通状态进行控制以产生所述电流脉冲信号。

13.根据权利要求10所述的电源***，其中，所述电压-电流转换器电路包括电流限制电路，所述电流限制电路被配置成对所述电流脉冲信号的安培数进行限制。

14.根据权利要求10所述的电源***，其中，所述电流-电压转换器电路进一步被配置成为所述电流脉冲信号提供电流。

15.根据权利要求10所述的电源***，其中，所述第一参考电位是地电位，并且，所述第二参考电位是相对于所述第一参考电位浮动的。

16.根据权利要求10所述的电源***，其中，所述高压电源是具有400伏特或更高伏特直流电压的电源。

17.根据权利要求10所述的电源***，其中，所述开关电源电路是选自包括以下的组：桥式、降压、双端正向转换器，升压或双端回扫电源拓扑结构或者需要高端驱动器的其他电源供给拓扑结构。