CN202794538U - 北斗rdss卫星导航***的射频接收机 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种北斗RDSS卫星导航***射频接收机，本接收机采用两次变频结构，首先通过射频前端电路把射频信号下变频到第一中频信号，经滤波后，第一中频信号再下变频到时钟采样频率，这个频率一方面通过增加驱动后作为后级电路的采样工作频率，一方面再进行四分频，得到***要求的中频输出信号，进入后级电路。接收机包括低噪声放大器、两级混频器、滤波器，可变增益放大器，自动增益控制电路，一个四分频的分频器，一个驱动电路，一个模数转换电路，同时包括产生两级本振信号的内置射频压控振荡器的小数分频锁相环回路和一个三分频的分频器电路。

Description

北斗RDSS卫星导航***的射频接收机

技术领域

本实用新型涉及一种射频接收电路，具体的说是一种北斗RDSS卫星导航***射频接收机的芯片电路设计。

背景技术

随着我国北斗卫星导航实验***的运行，目前全球卫星导航***的发展正逐步形成了四方鼎力的格局，分别为美国的GPS，俄罗斯的GLONASS，欧盟的GALILEO***和中国的北斗***。北斗卫星导航***是中国自主建设，独立运行，并与世界其他卫星导航***兼容共用的全球卫星导航***，其创建与发展彻底打破了西方国家在全球卫星导航技术方面的垄断，对我国乃至世界在经济，政治，及军事方面具有重大而深远的意义。北斗***可在全球范围内全天候，全天时为各类用户提供高精度，高可靠的定位，导航，授时服务，并兼具短报文通信能力。

北斗卫星导航***由空间端、地面端和用户端三部分组成。空间端包括5颗静止轨道卫星和30颗非静止轨道卫星。地面端包括主控站、注入站和监测站等若干个地面站。用户端由北斗用户终端以及与美国GPS、俄罗斯“格洛纳斯”（GLONASS）、欧洲“伽利略”（GALILEO）等其他卫星导航***兼容的终端组成。

从2000年实验***建成以来，北斗卫星导航***已经发射了10颗卫星，建成了基本***，计划在2020年左右，北斗卫星导航***形成全球覆盖能力。因此，作为北斗RDSS卫星导航***重要组件的射频接收机技术的发展，将对北斗***产生至关重要的影响。

当前，北斗终端的射频模块大多采用分离器件设计而成，导致***调试困难，产品体积庞大，极不利于携带，功耗高，成本高。同时，部分关键芯片依赖于国外进口，关健技术仍受国外左右。所有这些因素都不利于北斗***的自主发展和普及。

目前的北斗RDSS接收机多是采用一次变频结构，导致镜像抑制性能差，即使有些接收机采用两次变频结构，但是是由两个频率合成器，即是由两个不同频段的压控振荡器和单独的锁相环环路部分分别提供两级本振信号，而且为后续电路提供时钟功能的模块也需要由接收机芯片内另外的锁相环电路来产生，这样就导致***复杂，功耗高，本振信号的片上干扰严重。更重要的是，提供本振信号的频率合成器采用整数分频锁相环结构，其在特殊频点，分频比较高的应用下，会降低本振信号的相位噪声，从而降低了接收机的灵敏度和抗干扰性能。

发明内容

本技术方案所要解决的技术问题是：针对以上现有技术存在的缺点，提出一种北斗RDSS卫星导航***的射频接收机，包括射频信号接收链路，最终中频和片外时钟产生电路，以及本振信号发生电路，可提高北斗RDSS卫星导航***射频接收机的镜像抑制性能，避免多锁相环间的相互干扰，提高射频接收机的灵敏度，减小功耗，减少电路数量，降低成本，使得接收机更易于芯片集成。

解决以上技术问题的技术方案如下：

一种北斗RDSS卫星导航***的射频接收机，包括射频信号接收链路以及本振信号发生电路。

所述本振信号发生电路包括锁相环电路和三分频分频器，该三分频分频器连接在锁相环电路的输出端；

所述射频信号接收链路包括低噪声放大器、两级混频器及对应的滤波器、可变增益放大器、自动增益控制电路、四分频分频器、驱动器buffer和模数转换器；所述低噪声放大器的输入端接收外部射频信号；低噪声放大器的输出端连接第一级混频器的信号输入端；第一级混频器的信号输出端通过对应的滤波器连接第二级混频器的信号输入端；第二级混频器的信号输出端通过对应的滤波器后分为两路信号输出，一路输出信号依次通过可变增益放大器和四分频分频器后作为数模转换器的输出信号进入模数转换器；另一路输出信号通过增加驱动电路后再分为两路输出，分别作为片外后级电路的时钟和片内模数转换器的采样输入频率，

所述第二级混频器后的电路构成最终中频和片外时钟产生电路；模数转换器的输出端为本射频接收机的第一输出端，为后级电路提供信号；由驱动电路产生的频率输出为本射频接收机的另一个输出端，为后级电路提供时钟。

第一级混频器的本振输入端直接连接锁相环电路的输出端；第二级混频器的本振输入端连接三分频分频器的信号输出端。

所述锁相环电路是小数锁相环电路，它包括数字鉴频鉴相器PFD、电荷泵CP、电感、低通滤波器、压控振荡器VCO、高频双模预分频器PRESCALER和∑-⊿小数分频器；

所述压控振荡器输出的高频信号经过高频双模预分频器进行预分频，得到可中频处理的数字信号；该数字信号送入∑-⊿小数分频器，经小数分频后得到比较时钟信号；该比较时钟信号与时钟输出电路输入的参考时钟信号f_in作为鉴频鉴相器的两个输入信号；这两个输入信号经鉴频鉴相器得到它们之间的相位差信号，该相位差信号依次经过电荷泵、电感和低通滤波器得到与相位差信号对应的电压；该电压作为压控振荡器的控制电压，来补偿压控振荡器的相位误差，当相位误差小于规定值时，锁相环路保持动态平衡的锁定状态，此时压控振荡器的输出即为锁相环电路的输出信号。

所述低通滤波器是由RC无源元件构成的RC无源环路滤波器。

本技术方案的独到之处包括：

本射频接收机采用二次变频结构，只用一个锁相环电路产生第一本振信号，第二本振信号由第一本振信号进行三分频产生。

本射频接收机可直接用二次变频结构产生时钟电路，用于片外后级电路的时钟及片内电路的采样频率。

本射频接收机的最终中频输出信号由二次变频后的信号再进行四分频产生。

本射频接收机用于产生本振信号的锁相环结构是内置压控振荡器的小数分频锁相环。

本射频接收机的小数分频锁相环电路是由数字鉴频鉴相器PFD、电荷泵CP、一个电感、环路滤波器、压控振荡器VCO、高频双模预分频器PRESCALER和∑-⊿小数分频器构成。

本射频接收机的小数分频锁相环电路的电荷泵的输出连接电感，再与由RC元件构成的环路滤波器相连。

本技术方案的原理说明如下：

射频输入信号首先经过低噪声放大器进行去噪放大，送至第一级混频器，与第一本振信号进行差频，降至第一中频信号(IF1)，第一中频信号经过带通滤波器滤波降噪后输入给第二级混频器，再与第二本振信号进行差频，产生第二中频时钟信号(IF2)，再分成两路，一路通过增加驱动电路分至片外后级电路和片内模数转换器的采样输入频率，另一路通过可变增益放大器及四分频输出后作为信号进入模数转器。

本振信号产生电路包括数字鉴频鉴相器PFD，电荷泵CP，电感，环路滤波器，压控振荡器VCO，高频双模预分频器PRESCALER，和∑-⊿小数分频器构成的小数分频锁相环路。

压控振荡器的高频信号经过高频双模预分频器的预分频，形成可中频处理的数字信号，送入∑-⊿小数分频器，经小数分频后产生的比较时钟信号与由晶振输入的参考时钟信号作为鉴频鉴相器的两个输入，在鉴频鉴相器的输出产生相位差，再送入电荷泵，经由电感，再至RC无源滤波器，产生与相位差相应的电压，送入压控振荡器，补偿压控振荡器的相位误差，最终当相位误差小于一规定值时，锁相环路保持动态平衡的锁定状态，此时压控振荡器的输出即作为接收机的本振信号，送入变频器。

本技术方案的射频接收机采用两次变频结构，两次变频器均采用低本振，本振信号频率低于射频信号频率。第一本振信号除以3得到第二本振信号。第一本振信号采用小数分频锁相环结构。

本技术方案的优点是：本技术方案的频率规划巧妙，采用小数分频锁相环实现特殊频点低相噪的本振信号输出。一个锁相环路提供两个不同的本振信号，实现接收机两次变频的结构。第二本振信号由第一本振信号除以3得到。接收机两次变频结构只需要一个内置射频压控振荡器的小数分频锁相环回路，以及两个分频器，就可产生***所需要的时钟频率信号和中频输出信号，而无需由另外的锁相环电路来产生时钟信号。

小数分频锁相环产生的本振信号与整数锁相环相比可以大大减小其与输入晶振的分频比，增加了本振信号的稳定精度，改善了本振及接收机链路的相噪性能，从而极大程度提高了接收机的灵敏度和抗干扰能力。时钟频率信号也由二次变频的结构产生，改变了以往还需增加一个锁相环来产生时钟电路的做法，从而为整个射频接收机电路减少了模块开支。因此本射频接收机的应用避免了多个锁相环之间的相互干扰，既优化了电路噪声和性能，又减少了电路数量，缩小了芯片面积，降低了电路功耗和成本。

附图说明

图1是本技术方案的接收链路框图。

图2是本技术方案二次变频的本振信号架构图。

图3是本技术方案二次变频后的时钟输出图。

图4是本技术方案二次变频后的最终中频输出图。

图5是本技术方案本振信号产生的框图。

图6是本技术方案小数分频锁相环的电路框图。

图7是本技术方案小数分频锁相环内电感的串联方式框图。

图8是本技术方案的整体结构框图；

图9是量化噪声线性模型；

图10a是同样的量化噪声功率在一般采样方式下贡献示意图，其中，噪声全部落在信号带内；

图10b是同样的量化噪声功率在过采样方式下贡献示意图，其中，噪声部分落在信号带内；

图11是量化噪声整形原理示意图；

图12是一阶∑-⊿及噪声分析示意图；

图13是二阶∑-⊿及噪声分析示意图；

图14是输入信号功率和信噪比的关系示意图；

图15是频率和功率谱密度的关系示意图。

具体实施方式

本实用新型的一种北斗RDSS卫星导航***射频接收机，采用两次变频结构，首先通过射频前端电路把射频信号下变频到第一中频信号，经滤波后，第一中频信号再下变频到时钟采样频率，这个频率一方面通过增加驱动后作为后级电路的采样工作频率，一方面再进行四分频，得到***要求的中频输出信号，进入后级电路。接收机包括低噪声放大器、两级混频器、滤波器，可变增益放大器，自动增益控制电路，一个四分频的分频器，一个驱动电路，一个模数转换电路，同时包括产生两级本振信号的内置射频压控振荡器的小数分频锁相环回路和一个三分频的分频器电路。接收机特征在于频率规划合理，采用一个小数分频锁相环电路和一个三分频的分频器电路就可以实现两级本振信号的输出，以及直接通过二次变频结构产生后级电路的时钟信号，及中频输出信号，而无需再增加另外专门的时钟产生电路。其优点在于：两次变频只需要一个内置射频压控振荡器的小数分频锁相环回路，以及两个分频器，就可产生***所需要的时钟频率信号和中频输出信号。小数分频锁相环产生的本振信号与整数锁相环相比可以大大减小其与输入晶振的分频比，增加了本振信号的稳定精度，改善了本振及接收机链路的相位噪声，从而极大程度提高了接收机的灵敏度和输出中频的相位偏差程度。时钟频率信号也由二次变频的结构产生，改变了以往还需增加一个锁相环来产生时钟电路的做法，从而为整个射频接收机电路减少了模块开支。因此本射频接收机的应用避免了多个锁相环之间的相互干扰，既优化了电路噪声和性能，又减少了电路数量，缩小了芯片面积，降低了电路功耗和成本。

下面结合附图与具体实施方式对本技术方案进一步说明如下：

一种北斗RDSS卫星导航***射频接收机，包括低噪声放大器、两级混频器、可变增益放大器，滤波器，自动增益控制电路，四分频的分频器，驱动器，一个模数转换器。由四分频的分频器、驱动器，可直接产生时钟电路和最终中频输出电路，另外还包括一个产生两级本振信号的小数分频锁相环，所述压控振荡器产生的第一本振信号传给第一级混频器，产生的第二本振信号传给第二级混频器，所述小数分频锁相环内置射频压控振荡器，使压控振荡器输出频率锁定在***所需要的频率上；射频输入信号首先经过低噪声放大器进行低噪放大，由第一级混频器与第一本振信号进行差频，降至第一中频信号，第一中频信号经过带通滤波器滤波后，再通过第二级混频器与第二本振信号进行差频，产生第二中频时钟信号，再分成两路，一路通过增加驱动电路分至片外后级电路和片内模数转换器的采样输入频率，另一路通过可变增益放大器及四分频输出后作为信号进入模数转器。

产生两级本振信号的锁相环电路是由小数分频锁相环与射频压控振荡器构成。小数分频锁相环相比与整数分频锁相环，可以大大降低环路分频比，提高环路带宽，改善本振信号的输出相噪，优化射频接收机的灵敏度。

两级混频器的变频方式均采用低本振，本振信号频率低于射频信号频率。第一本振信号除以3得到第二本振信号。

本例中：

由图1可见，射频输入信号首先经过低噪声放大器LNA进行低噪放大，送至第一级混频器MIXER1，与第一本振信号进行差频，这里采用低本振，即本振信号低于射频输入信号，差频后的信号即为第一中频信号IF1，IF1经过带通滤波器IF1 BPF滤波后作为第二变频的输入信号送至第二级混频器MIXER2，再与同送入MIXER2的第二本振信号进行差频，这里仍采用低本振，然后由MIXER2输出差频信号，再分成两路，一路通过增加驱动电路分至片外后级电路和片内模数转换器的采样输入频率，另一路通过可变增益放大器及四分频输出后作为最终中频信号进入模数转换器。图中RFinput是射频输入信号，LO1是第一级混频器MIXER1的本振输入信号，IF1是第一中频输出信号，LO2是第二级混频器MIXER2的本振输入信号，IF2是第二级最终中频输出信号。

两级混频器的变频均采用低本振，即LO1信号频率低于RFinput信号频率，LO2信号频率低于第一中频信号IF1频率。采用低本振的方式可以提高小数锁相环的噪声性能，也能节省额外的功耗。由于第一中频信号频率较高，该接收机的镜像干扰信号会得到很好的抑制。

由图2可见，本射频接收机采用二次变频结构，由两个本振信号作为混频器的输入端，第一本振信号进行三分频得到第二本振信号。

由图3可见，可直接用二次变频结构产生时钟电路，用于片外后级电路的时钟及片内电路的采样频率。

由图4可见，最终中频输出信号由二次变频后的信号再进行四分频产生，再作为信号送入ADC进行转换输出。

由图5可见，两个本振信号由一个小数分频锁相环产生，第二本振信号由第一本振进行三分频后得到。

由图6可见，小数分频锁相环的信号流图为，压控振荡器VCO的输出信号fout经过双模预分频器PRESCALER，送至∑-⊿小数分频器，经小数分频后产生的比较时钟信号与参考时钟信号fin再经由鉴频鉴相器PFD输出相位差，由电荷泵CP，串联电感，及低通滤波器LPF，转换成电压信号，控制VCO产生电路所需要的频率信号。小数分频锁相环相比与整数分频锁相环，可以大大降低环路分频比，提高环路带宽，改善本振信号的输出相噪，优化射频接收机的灵敏度。

由图7可见，小数分频锁相环的电荷泵输出后级串联电感，再串联由RC元件构成的环路滤波器。这样可以降低由输入频率引起的小数杂散，更大程度优化了输出频率的总相位误差。

由图8可见，本实用新型的北斗RDSS卫星导航***射频接收机只需要一个射频压控振荡器VCO和一个小数分频锁相环PLL就可以实现两次混频，而且直接通过二次变频的结构既可产生后续电路所需的时钟，也可进一步产生***所要求的最终中频信号。这比需要两套压控振荡器和两套锁相环，还需另外的时钟产生电路构成的传统北斗RDSS卫星导航***射频接收机节省了很多电路，既避免了多个压控振荡器之间的相互干扰，又减少了电路数量，大大降低了***功耗和成本。小数分频器的∑-⊿模块采用了过采样的机理，使得信号噪声展宽在较大的频带内，这样就减小了信带内的噪声，同时运用多阶∑-⊿的量化噪声整形机理可以更进一步将信带内噪声部分搬移至较高频带，再用后级的串联电感与传统Rc低通滤波器，便可抑制掉大部分的噪声，其中引入电感串联电荷泵，可以消除由输入频率引入的杂散，包括小数低频与高频杂散，从而小数锁相环的相噪得以大大改善。因而利用此本振产生电路，可以大大改善射频接收机的信噪比，灵敏度和动态范围等性能指标。

本技术方案的∑-⊿小数分频器实现小数分频具体方法如下：

设

为小数的平均值，

是由∑-⊿小数分频器动态产生的模序列与整数分频值相和产生的；

等于k/2ⁿ，k是小数的分子值，n是小数分频器内累加器的位数；

小数锁相环电路的总分频比为fout=fin(M_B+k/2ⁿ)，M_B代表整数分频值。

所述∑-⊿小数分频器器的原理如下：

量化噪声线性模型(如图9所示)：

噪声功率：Pe=△²/12，△为量化步进长度；

同样的量化噪声功率在一股采样及过采样方式下的不同贡献(如图10(a)和图10(b)所示)：一股采样方式，噪声全部落在信号带内；过采样方式下，噪声部分落在信号带内；

噪声功率谱密度： $N_e\left(f\right)={S_e}^2=\frac{{\mathrm{\Δ}}^2}{12}\frac{1}{f_s},$

信号带内噪声： $S_B=N_e\·2f_B=\frac{{\mathrm{\Δ}}^2}{12}\frac{2f_B}{f_s},$

为过采样率OSR(OversamplingRatio)，如果过采样率提高2倍，信带内噪声可降低3dB，精度上约提高0.5dB。

量化噪声整形原理（如图11所示）：

信号传输函数： $\mathrm{STF}\left(z\right)=\frac{Y\left(z\right)}{U\left(z\right)}=\frac{H\left(z\right)}{1+H\left(z\right)}$

噪声传输函数： $\mathrm{NTF}\left(z\right)=\frac{Y\left(z\right)}{E\left(z\right)}=\frac{1}{1+H\left(z\right)}$

STF(z)为全通带内信号，而NTF(z)为高通信号。信带内噪声被整形至高频区。

一阶∑-⊿及噪声分析如下（参考图12）：

$H\left(z\right)=\frac{z^{-1}}{1-z^{-1}},$ $\mathrm{STF}=\frac{H\left(z\right)}{1+H\left(z\right)}=z^{-1},$ $\mathrm{NTF}=\frac{1}{1+H\left(z\right)}=1-z^{-1},$ $z=e^{j2\mathrm{\πf}/f_s}$ $\mathrm{NTF}\left(f\right)=1-e^{-j2\mathrm{\πf}/f_s}=\sin \left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_s}\right)\×2j\×e^{-\mathrm{j\πf}/f_s},$ $\left|\mathrm{NTF}\left(f\right)\right|=2\sin \left(\frac{\mathrm{\πf}}{f_s}\right)$

信带内量化噪声功率为：

$P_e={\∫}_{-f_B}^{f_B}\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}^2}{12}\frac{1}{f_s}\right){\left|\mathrm{NTF}\left(f\right)\right|}^2\mathrm{df}\≅\frac{{\mathrm{\Δ}}^2{\mathrm{\π}}^2}{36}{\left(\frac{2f_B}{f_s}\right)}^3=\frac{{\mathrm{\Δ}}^2{\mathrm{\π}}^2}{36{\left(\mathrm{OSR}\right)}^3}$

随着过采样率的提高，信带内量化噪声功率会减小。

二阶∑-⊿及噪声分析如下（参考图13）：

Y=[(X-Y)H₁-Y]H₂+E，Y=z^-1X+(1-z^-1)²E

NTF(f)＝(1-z^-1)²， $\left|\mathrm{NTF}\left(f\right)\right|=4{\sin }^2\frac{\mathrm{\πf}}{f_s}$

$P_e={\∫}_{-f_B}^{f_B}\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}^2}{12}\frac{1}{f_s}\right){\left|4{\sin }^2(\mathrm{\πf}/f_s)\right|}^2\mathrm{df}\≅\frac{{\mathrm{\Δ}}^2{\mathrm{\π}}^4}{60{\left(\mathrm{OSR}\right)}^5}$

随着∑-⊿阶数的提高，信带内量化噪声功率会减小。

同时随着∑-⊿阶数的提高，信噪比SNR也会得到进一步改善，如图14所示：

反映在电路方面，本方案的效果是，小数分频器的∑-⊿模块采用了过采样的机理，使得信号噪声展宽在较大的频带内，这样就减小了信带内的噪声，同时运用多阶∑-⊿的量化噪声整形机理可以更进一步将信带内噪声部分搬移至较高频带，如图15所示。

此小数分频锁相环再用后级的串联电感与传统RC低通滤波器（RC环路滤波器），便可抑制掉大部分的噪声，其中引入电感串联电荷泵，可以消除由输入频率引入的杂散，包括小数低频与高频杂散，从而小数锁相环的相噪得以大大改善。因而利用此本振产生电路，可以大大改善射频接收机的信噪比，灵敏度和动态范围等性能指标。

本实用新型还可以有其它实施方式，凡采用同等替换或等效变换形成的技术方案，均落在本实用新型要求保护的范围之内。

Claims (3)

1.一种北斗RDSS卫星导航***的射频接收机，包括射频信号接收链路以及本振信号发生电路，其特征是所述本振信号发生电路包括锁相环电路和三分频分频器，该三分频分频器连接在锁相环电路的输出端；

所述射频信号接收链路包括低噪声放大器、两级混频器及对应的滤波器、可变增益放大器、自动增益控制电路、四分频分频器、驱动器buffer和模数转换器；所述低噪声放大器的输入端接收外部射频信号；低噪声放大器的输出端连接第一级混频器的信号输入端；第一级混频器的信号输出端通过对应的滤波器连接第二级混频器的信号输入端；第二级混频器的信号输出端通过对应的滤波器后分为两路信号输出，一路输出信号依次通过可变增益放大器和四分频分频器后作为数模转换器的输出信号进入模数转换器；另一路输出信号通过增加驱动电路后再分为两路输出，分别作为片外后级电路的时钟和片内模数转换器的采样输入频率；

第一级混频器的本振输入端直接连接锁相环电路的输出端；第二级混频器的本振输入端连接三分频分频器的信号输出端。

2.根据权利要求1所述的北斗RDSS卫星导航***的射频接收机，其特征是所述锁相环电路是小数锁相环电路，它包括数字鉴频鉴相器PFD、电荷泵CP、电感、低通滤波器、压控振荡器VCO、高频双模预分频器PRESCALER和∑-⊿小数分频器；

所述压控振荡器输出的高频信号经过高频双模预分频器进行预分频，得到可中频处理的数字信号；该数字信号送入∑-⊿小数分频器，经小数分频后得到比较时钟信号；该比较时钟信号与时钟输出电路输入的参考时钟信号f_in作为鉴频鉴相器的两个输入信号；这两个输入信号经鉴频鉴相器得到它们之间的相位差信号，该相位差信号依次经过电荷泵、电感和低通滤波器得到与相位差信号对应的电压；该电压作为压控振荡器的控制电压，来补偿压控振荡器的相位误差，当相位误差小于规定值时，锁相环路保持动态平衡的锁定状态，此时压控振荡器的输出即为锁相环电路的输出信号。

3.根据权利要求2所述的北斗RDSS卫星导航***的射频接收机，其特征是所述低通滤波器是由RC无源元件构成的RC无源环路滤波器。

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