CN102323600A

CN102323600A - 双通道导航射频接收机的***架构

Info

Publication number: CN102323600A
Application number: CN201110183042A
Authority: CN
Inventors: 倪文海; 韩业奇; 徐文华
Original assignee: CANAANTEK Corp Ltd
Current assignee: CANAANTEK Corp Ltd
Priority date: 2011-07-01
Filing date: 2011-07-01
Publication date: 2012-01-18

Abstract

本发明涉及一种双通道导航射频接收机的***架构中，能够双通道接收互为镜像的两个GNSS射频信号，在第一次下变频时对根据双通道接收的两个射频信号频率差的一半得到同一个中频值，再由双通道的中频滤波器得到对应各自射频信号的中频信号；每个信号通道采用Weaver结构的镜像抑制低中频***架构，在第二次下变频处理时对各通道的中频再进行转化，因而能够精准定位。而且，由于所述两个信号通道共用了直到第一次下变频处理的射频前端模块，由同一个频率综合器锁相环对应为双通道第一、第二次下变频处理分别提供本振信号，并由同一个采样时钟模块为双通道分别提供采样时钟频率，使得***设计简化，有效降低了功耗，并节约了成本。

Description

双通道导航射频接收机的***架构

技术领域

本发明涉及一种无线通讯领域的射频芯片，特别涉及一种低功耗的适用于全球导航***（GNSS）的双通道导航射频接收机的***架构。

背景技术

全球导航定位***（GPS）已经广泛应用于车载导航、车辆跟踪、时间同步、测量测绘、船只或车辆监控、地理数据采集、航天工业等等。到目前为止，导航定位***最大和最多的用户是车载和手持导航。在手持导航仪（PND，Portable Navigation Device）或类似的应用中，由于整个导航仪通过电池供电，所以针对这种应用，导航***的芯片功耗有着特殊的意义：功耗越低，使用的时间就越长。目前在市场上，像美国的SiRF公司，加拿大的SiGe公司和美国的MAXIM公司都已经有了很成熟的导航射频芯片，其产品多数用SiGe工艺来设计和制作，以达到低功耗，高性能的目的。

如图1所示，在该些采用传统的低中频导航射频接收机的***架构中，1575.42MHz的导航GPS射频调制信号，通过天线（未画出）被接收到射频的信号通道中，通过前端的低噪声放大器1（LNA）进行放大。为了过滤掉邻近的手机或别的通讯干扰信号，经放大的射频RF信号需要输出到芯片外，由片外声滤波器2（SAW FILTER）进行滤波处理；再接回到片内的射频预放大器3（RFA）作进一步放大后，输出到正交下变频器4和5（MixerI，MixerQ）进行射频RF到中频IF的下变频转换。为了便于说明，我们以单位频率f₀=1.023MHz来计算射频（1540f₀）和中频频率。在导航射频芯片中，主流的中频频率是4f₀。中频滤波器6（IF Filter）对中频信号进行信道选择，过滤出在带宽内需要被解调的中频信号，带宽外的任何信号或噪声可以得到充分的过滤。导航GPS的带宽是2f₀，一般中频滤波器的带宽比2f₀稍高。此中频信号经可调增益放大器7（VGA）放大后，提供适度的信号强度给模数转换器8（ADC），从而把中频模拟信号转换成包含极性SIGN及幅度MAG的两位数字信号，最后这些数字信号被输出至数字基带（未画出）做后续的信号处理。在低中频导航射频接收机***架构中，因为射频芯片需要独立成为一颗单芯片，所以模数转换器8输出的幅度MAG信号还通过可调增益放大器控制电路9（VGA Controller）反馈到可调增益放大器7，用作其信号强度的检测，以使该可调增益放大器7能为模数转换器8提供恒定的信号输出。

其中，进行射频RF至中频IF下变频的正交下变频器4和5，其本振是由频率综合器来提供的。无论是整数分频频率综合器（Integer-NRFPLL）还是小数分频频率综合器（Fractional-N RFPLL），频率综合器锁相环（RFPLL）一般包含由鉴频鉴相器12（PFD）、电荷泵13（CP）、环路滤波器14（LPF）、压控振荡器15（VCO）、一组分频模块连接形成的反馈回路。其中，鉴频鉴相器12，将反馈信号与一个标准参考时钟（导航射频芯片一般用16f₀）进行比较；由该比较结果控制，所述电荷泵13对环路滤波器14进行充电或放电，使环路滤波器14输出过滤后的直流电压，对压控振荡器15的频率进行控制。压控振荡器15产生的本振频率，经由二分频器16（DIV2）、预分频器17（Prescaler）、反馈分频器18（Feedback Divider）的分频处理后，反馈输出到鉴频鉴相器12；当反馈的频率和参考的标准频率相等的时候，鉴频鉴相器12控制该频率综合器锁相环锁定，此时压控振荡器15所输出的本振频率就是参考时钟的N倍（倍数N由所述若干分频模块16、17、18配合决定）。由于导航射频芯片主流的***架构都选择两倍频的压控振荡器频率，即2×1536f₀，因此压控振荡器15的输出经由二分频器16分频获得正交本振LOI和LOQ，分别输出至所述正交下变频器4和5。

一般来说，为了满足导航射频芯片对频率的高精度要求，由片外的温补的晶振（TCXO，未画出）提供的时钟信号（TCXO_IN），经过时钟隔离放大器10（CLK BUF）的整形后，输进频率综合器锁相环（RFPLL）作为标准参考时钟。与此同时，时钟隔离放大器10输出的这个时钟也提供给模数转换器8作为其采样时钟。该采样时钟最终还经过另外一个时钟隔离放大器11（CLK BUF）的整形，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。

现在世界上有四个全球导航***Global Navigation Satellite System（GNSS）：第一是美国的GPS导航***，其射频频率为1575.42MHz，带宽为2.046MHz，带宽内蕴涵着时间和位置信息的C/A码。第二是俄国的GLONASS导航***，其射频频率是1598.0625MHz至1605.375MHz，带宽是8MHz，分成14个频道；频道与频道的间隔是0.5625MHz，每个频道的带宽是0.5625MHz。第三是中国北斗二代的COMPASS导航***，其射频频率是1561.098MHz，带宽是4.092MHz。第四是欧盟的伽利略（Galileo）导航***，其射频频率是1575.42MHz，带宽是4.092MHz。目前应用最广泛，最主流的导航***就是美国的GPS导航***。截至2011年二月，天上已经有22颗可运营的俄国GLONASS导航卫星。中国的北斗二代的COMPASS导航***越来越成熟，目前天上已经有8颗导航卫星。北斗二代预计在2012年可以覆盖亚太地区并进入实质性运营。欧盟的伽利略（Galileo）导航***发展速度是最缓慢的。

然而，现在无论是俄国政府，中国政府还是欧盟，要求并鼓励消费者只使用其自己的导航***是不现实的。第一，卫星数目不够多，就算是俄国的Glonass导航卫星也是不到24颗；第二，各自的全球导航***（GNSS）成熟的运营还需更多的时间。所以在市场上如果有一个双通道的导航射频接收机，见表1所示可能实用的双通道组合，例如，同时能接收美国GPS导航卫星和俄国的Glonass导航卫星，或者是同时能接收美国GPS导航卫星和中国的北斗Compass导航卫星，或者是同时能接收美国GPS导航卫星和欧盟的伽利略（Galileo）导航卫星，这种接收机就有很高和很现实的价值。不光这样，这种双通道的导航射频接收机的优点就是可以同时收到更多的卫星数目，综合定位就更加精确。

组合	第一通道	第二通道
			1	美国GPS	俄国GLONASS
2	美国GPS	中国北斗COMPASS
			3	美国GPS	欧盟的伽利略GALILEO
4	中国北斗COMPASS	俄国GLONASS

表1

对于消费者来讲，虽然这种双通道接收机能同时接收两种GNSS导航信号，接收的卫星数目也大大增加，定位更加精准，但是终端用户还是希望其功耗和成本跟单通道的射频接收机一样或高出不多。目前没有一种双通道的导航射频接收机能够同时满足该些要求。

发明内容

本发明的目的是提供一种双通道导航射频接收机的***架构，能够以精简优化的***设计，接收两路GNSS射频导航信号进行精准定位，同时获得与现有单通道方案一样的低功耗低成本效果。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是一种双通道导航射频接收机的***架构，其设置了第一、第二通道来对应接收两路射频信号；

所述第一、第二通道共用了射频前端电路，包含：依次连接的低噪声放大器、片外声滤波器、射频预放大器，以及正交下变频器，为所述第一、第二通道提供了互为镜像的中频信号；

所述第一、第二通道中，各自设置了Weaver结构的镜像抑制低中频架构，包含在第一次下变频处理的所述正交下变频器之后，依次设置的中频滤波器，第二次下变频器和加法器；从而对互为镜像的所述中频信号分别处理，得到与该通道接收的射频信号相对应的中频转换信号；

所述正交下变频器进行第一次下变频时的本振频率，以及所述第一通道中的第二次下变频器和所述第二通道中的第二次下变频器，分别进行第二次下变频时的本振频率，是由同一个频率综合器锁相环分别设置分频系数后对应提供的。

第一次下变频时互为镜像的中频信号，其频率值由第一射频信号和第二射频信号频率之差除以2得到。

所述频率综合器锁相环中，进一步包含：鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器、二分频器、预分频器、反馈分频器构成的反馈回路，该反馈回路为所述第一、第二通道共用；

第一次下变频处理的所述本振频率，是经由该二分频器对压控振荡器的输出结果二分频后得到，并发送至所述正交下变频器。

发送至所述正交下变频器的所述本振频率，是第一射频信号和第二射频信号的平均值。

所述频率综合器锁相环中，对应第一通道，还设置了第一参数分频器和另一个二分频器，根据所述反馈回路中二分频器的输出结果，再进行第一参数分频和二分频后输出相应的本振频率给所述第二次下变频器；

对应第二通道，设置了第二参数分频器和另一个二分频器，根据所述反馈回路中二分频器的输出结果，再进行第二参数分频和二分频后输出相应的本振频率给所述第二次下变频器。

所述第一、第二通道中，还各自设置了可调增益放大器、模数转换器，分别将中频转换信号由模拟量转换成包含极性及幅度的两位数字信号，向片外的基带处理芯片发送；还各自设置有将幅度信号反馈至可调增益放大器的可调增益放大器控制电路。

所述第一、第二通道的模数转换器，其各自的采样时钟由同一个采样时钟模块提供；参考时钟经过一个时钟隔离放大器整形后输入，所述采样时钟模块通过对该参考时钟频率或其二分频的组合，产生采样时钟频率并发送给所述模数转换器；

分别对应所述第一、第二通道，所述采样时钟频率还经过另一个时钟隔离放大器整形后，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。

所述采样时钟模块输出尽可能低的采样时钟频率，但所述采样时钟频率必须大于两个通道中各自最大中频频率的2倍。

与现有技术相比，本发明所述双通道导航射频接收机的***架构，其优点在于：本发明采用互为镜像的低中频***架构，在第一次下变频时对根据双通道接收的两个射频信号频率差的一半得到同一个中频值，再由双通道的中频滤波器得到对应各自射频信号的中频信号；每个通道采用Weaver结构的镜像抑制低中频***架构，在第二次下变频处理时对各通道的中频再进行转化，因而，在同一个射频接收机中能够双通道接收互为镜像的两个GNSS射频信号，实现精准定位。而且，由于所述两个通道共用了直到第一次下变频处理的射频前端模块，由同一个频率综合器锁相环对应为双通道第一、第二次下变频处理提供本振信号，并由同一个采样时钟模块为双通道分别提供采样时钟频率，使得***设计简化，有效降低了功耗，并节约了成本。

附图说明

图1是现有单通道的导航射频接收机的***架构示意图；

图2是本发明所述双通道导航射频接收机的***架构示意图；

图3是本发明所述双通道导航射频接收机中两个GNSS射频接收信号互为镜像的示意图。

具体实施方式

以下结合附图说明本发明的具体实施方式。

如图2所示，本发明所述双通道导航射频接收机的***架构中，设置了第一、第二通道来对应接收两路GNSS射频信号。

所述第一、第二通道共用了射频前端电路（图2中虚线框所示区域），包含：依次连接的低噪声放大器1（LNA）、片外声滤波器2（SAW FILTER）、射频预放大器3（RFA）以及正交下变频器4和5（MixerI，MixerQ），该些器件的电路架构及信号处理过程与现有单通道射频接收机中基本一致。

在所述正交下变频器4和5之后，所述第一通道还依次设置了中频滤波器61，第二次下变频器71、81和加法器91，以形成weaver结构的镜像抑制低中频架构；再设置了可调增益放大器101（VGA）、模数转换器111（ADC），以及反馈连接至可调增益放大器101的可调增益放大器控制电路121（VGA Controller）。所述第二通道也同样设置了上述若干器件，在图2中仅标号有所区别。

所述正交下变频器4和5进行第一次下变频的本振频率LOI 、LOQ，以及所述第一通道中的第二次下变频器71、81，所述第二通道中的第二次下变频器72、82，进行第二次下变频的本振频率LOI₁ 、LOQ₁和LOI₂、LOQ₂，是由同一个频率综合器锁相环（RFPLL）分别设置分频系数获得的。即是说，所述频率综合器锁相环的鉴频鉴相器12（PFD）、电荷泵13（CP）、环路滤波器14（LPF）、压控振荡器15（VCO）、二分频器16（DIV2）、预分频器17（Prescaler）、反馈分频器18（Feedback Divider）构成的反馈回路为所述第一、第二通道共用，该些模块的电路架构及信号处理过程与现有单通道射频接收机中基本一致。

所述本振频率LOI 、LOQ是经由二分频器16对压控振荡器15二分频后，输出至所述正交下变频器4和5。第一通道中，设置第一参数分频器19（DIV N1）和二分频器21，根据上述反馈回路中二分频器16的输出结果，再进行N1分频和二分频后输出本振频率LOI₁ 、LOQ₁给所述第二次下变频器71、81。类似的，第二通道中，设置第二参数分频器20（DIV N2）和二分频器22，根据上述反馈回路中二分频器16的输出结果，再进行N2分频和二分频后输出本振频率LOI₂ 、LOQ₂给所述第二次下变频器72、82。

基于上述架构，本发明所述射频接收机可能接收的双通道信号，及其各自的中频、带宽、ADC时钟参数，请参见表2所示。

Figure 201110183042X100002DEST_PATH_IMAGE001

表2

为了便于描述，本实施例中将选择表2中组合2来进行说明，即，第一通道接收的第一射频信号RF1是美国GPS的信号，频率是1575.42MHz；第二通道接收的第二射频信号RF2是中国北斗COMPASS的信号，频率是1561.098MHz。

首先，第一射频信号RF1和第二射频信号RF2同时通过天线（未画出），通过同一个射频输入口（LNA_IN）被接收到信号通道中。从射频输入口（LNA_IN）一直到正交下变频器4和5，其电路架构与现有单通道射频接收机基本一致。

不同点在于，本发明中所述正交下变频器4和5进行第一次下变频处理的本振频率的取值是特别的：所述本振频率LOI和LOQ是第一射频信号RF1和第二射频信号RF2的平均值。例如图3中，该本振频率LOI和LOQ是0.5×（1575.42+1561.098）=1568.259MHz。

在这种情况下，采用Weaver结构的镜像抑制低中频***架构，在第一通道的中频链路中，可以通过内部IQ正交信号相加，得出来自RF1的中频信号IF1；反之，第二通道的中频链路可以通过内部IQ正交信号相减，得出来自RF2的中频信号IF2。第一次下变频时这两个中频信号IF1和IF2互为镜像，相位不同，频率值一样；该中频信号的频率值由第一射频信号RF1和第二射频信号RF2频率之差除以2得到；例如图3中，正交下变频器4和5得到7.161MHz的中频频率，分别输出至第一、第二通道的中频滤波器61、62，中频滤波器61过滤出7.161MHz的来自RF1的中频信号，中频滤波器62过滤出7.161MHz的来自RF2的中频信号。这种特别的架构大大地简化了射频前端，不需要两套射频前端电路，也不需要两套射频频率综合器。

对于第一通道，中频滤波器61为中频信号进行信道选择，过滤出在带宽BW1内需要被解调的中频信号，使带宽外的任何信号或噪声可以得到充分的过滤。第二次下变频的处理是配合传统单通道的中频***架构：中频滤波器61以后，所述中频信号经过第二次下变频器71和81，再经过加法器91，就过滤出所需的中频转换信号CH1_IF。所述中频转换信号CH1_IF，经过可调增益放大器101放大后，提供适度的信号强度给模数转换器111；由模数转换器111把中频模拟信号转换成数字信号，并输出这些数字信号到数字基带（图中未示出）做信号处理。将模数转换器111的MAG1信号输出用作VGA信号强度的检测，通过可调增益放大器控制电路121，反馈到可调增益放大器101，来控制恒定的VGA输出给模数转换器111。

第二个通道的中频处理与第一通道中类似，不再赘述。但是因为第二个通道的中频频率有可能不同于第一个信号通道，所以第二次下变频的本振信号LOI₂ 、LOQ₂的取值，可以通过对第二参数分频器20模块的调整来改变，最终达到表2所要求的中频值。例如，我们可以将第一通道的美国GPS的中频转换信号频率最终变到4.092MHz，在第二通道的中国北斗COMPASS的信号频率也变成4.092MHz。如果是俄国的GLONASS，我们是可以通过对第二参数分频器20模块的设计，使获得的中频最终在6.6MHz左右，如表2中组合1或4所示。

另外，第一、第二通道的模数转换器111和112的采样时钟由同一个采样时钟模块110（ADC CLK GEN）提供。在PND的导航应用中，最常用的参考时钟（TCXO_IN）是16.368MHz，其经过时钟隔离放大器10的整形后，输入到所述采样时钟模块110。采样时钟模块110通过对参考时钟频率或其二分频的组合，产生最佳的采样时钟频率给模数转换器111和112。该采样时钟频率还另外经过时钟隔离放大器131或132整形，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。需要说明的是，所述采样时钟模块110的设计必须考虑使导航基带的时钟信号频率越低越好，但是采样时钟频率必须大于每个通道各自最大中频的2倍，如表2所示。

综上所述，本发明所述双通道导航射频接收机的***架构中，采用互为镜像的低中频***架构，在第一次下变频时对根据双通道接收的两个射频信号频率差的一半得到同一个中频值，再由双通道的中频滤波器得到对应各自射频信号的中频信号；每个通道采用Weaver结构的镜像抑制低中频***架构，在第二次下变频处理时对各通道的中频再进行转化，因而，在同一个射频接收机中能够双通道接收互为镜像的两个GNSS射频信号，实现精准定位。而且，由于所述两个通道共用了直到第一次下变频处理的射频前端模块，由同一个频率综合器锁相环对应为双通道第一、第二次下变频处理提供本振信号，并由同一个采样时钟模块为双通道分别提供采样时钟频率，使得***设计简化，有效降低了功耗，并节约了成本。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims

1.一种双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，设置了第一、第二通道来对应接收两路射频信号（RF1、RF2）；

所述第一、第二通道共用了射频前端电路，包含：依次连接的低噪声放大器（1）、片外声滤波器（2）、射频预放大器（3），以及正交下变频器（4、5），为所述第一、第二通道提供了互为镜像的中频信号（IF1、IF2）；

所述第一、第二通道中，各自设置了Weaver结构的镜像抑制低中频架构，包含在第一次下变频处理的所述正交下变频器（4、5）之后，依次设置的中频滤波器（61、62），第二次下变频器（71、81；72、82）和加法器（91、92）；从而对互为镜像的所述中频信号（IF1、IF2）分别处理，得到与该通道接收的射频信号相对应的中频转换信号（CH1_IF、 CH2_IF）；

所述正交下变频器（4、5）进行第一次下变频时的本振频率（LOI 、LOQ），以及所述第一通道中的第二次下变频器（71、81）和所述第二通道中的第二次下变频器（72、82），进行第二次下变频时的本振频率（LOI₁ 、LOQ₁；LOI₂、LOQ₂），是由同一个频率综合器锁相环分别设置分频系数后对应提供的。

2.如权利要求1所述双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，

第一次下变频时互为镜像的中频信号（IF1、IF2），其频率值由第一射频信号（RF1）和第二射频信号（RF2）频率之差除以2得到。

3.如权利要求2所述双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，

所述频率综合器锁相环中，进一步包含：鉴频鉴相器（12）、电荷泵（13）、环路滤波器（14）、压控振荡器（15）、二分频器（16）、预分频器（17）、反馈分频器（18）构成的反馈回路，该反馈回路为所述第一、第二通道共用；

第一次下变频处理的所述本振频率（LOI 、LOQ），是经由该二分频器（16）对压控振荡器（15）的输出结果二分频后得到，并发送至所述正交下变频器（4、5）。

4.如权利要求3所述双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，

发送至所述正交下变频器（4、5）的所述本振频率（LOI 、LOQ），是第一射频信号（RF1）和第二射频信号（RF2）的平均值。

5.如权利要求3或4所述双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，

所述频率综合器锁相环中，对应第一通道，还设置了第一参数分频器（19）和另一个二分频器（21），根据所述反馈回路中二分频器（16）的输出结果，再进行第一参数（N1）分频和二分频后输出相应的本振频率（LOI₁ 、LOQ₁）给所述第二次下变频器（71、81）；

对应第二通道，设置了第二参数分频器（20）和另一个二分频器（22），根据所述反馈回路中二分频器（16）的输出结果，再进行第二参数（N2）分频和二分频后输出相应的本振频率（LOI₂、LOQ₂）给所述第二次下变频器（72、82）。

6.如权利要求5所述双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，

所述第一、第二通道中，还各自设置了可调增益放大器（101、102）、模数转换器（111、112），分别将中频转换信号（CH1_IF、 CH2_IF）由模拟量转换成包含极性及幅度的两位数字信号，向片外的基带处理芯片发送；还各自设置有将幅度信号（MAG）反馈至可调增益放大器（101）的可调增益放大器控制电路（121）。

7.如权利要求6所述双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，

所述第一、第二通道的模数转换器（111、112），其各自的采样时钟由同一个采样时钟模块（110）提供；参考时钟经过一个时钟隔离放大器（10）整形后输入，所述采样时钟模块（110）通过对该参考时钟频率或其二分频的组合，产生采样时钟频率并发送给所述模数转换器（111、112）；

分别对应所述第一、第二通道，所述采样时钟频率还经过另一个时钟隔离放大器（131、132）整形后，输出到片外的导航基带芯片作数据采样的同步。

8.如权利要求7所述双通道导航射频接收机的***架构，其特征在于，

所述采样时钟模块（110）输出尽可能低的采样时钟频率，但所述采样时钟频率必须大于两个通道中各自最大中频频率的2倍。