CN1964337B - 一种频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信技术领域中一种频偏估计方法，通过对接收端接收到的、在时域上具有近似重复特征的无线通信***前导码进行处理，构造出时域重复序列，并利用时域重复序列精确估计出***的频偏。采用本发明技术方案估计精度高、实现简单。

Description

一种频偏估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种频偏估计方法。

背景技术

近些年来，以OFDM(正交频分复用)为代表的多载波传输技术受到了越来越多人们的关注。多载波传输可以把数据流分解为若干个独立的子数据流，使每个子数据流具有低得多的比特速率。用这样低比特率形成的低速率符号去调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送的传输***。

经过多年的发展，OFDM技术已经成功应用于ADSL(非对称数字用户环路)、WLL(无线本地环路)、DAB(数字音频广播)、HDTV(高清晰度电视)、WLAN(无线局域网)等***中。

OFDMA(正交频分多址)是以OFDM调制为基础的新一代无线接入技术，是第二代宽带无线接入的一种新的多址方法，它将接入和调制有效地结合在一起。

OFDM将经过编码的待传输数据作为频域信息，然后将频域信息调制为时域信号在信道上传输，而在接收端则进行逆过程解调。OFDM***的调制和解调可以分别由IDFT(离散傅立叶逆变换)和DFT(离散傅立叶变换)来代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号，经过载波调制之后，发送到信道中。在接收端，将接收信号进行相干解调，然后将基带信号进行N点DFT运算，即可获得发送的数据符号。

在实际应用中，IDFT/DFT采用IFFT(快速傅立叶逆变换)和FFT(快速傅立叶变换)来实现。IFFT/FFT技术的使用使得OFDM***的复杂度大大降低，再加上高性能信息处理器件，如PLD(可编程逻辑器件)、DSP(数字信号处理器)、μP(微处理器)等的发展和应用，使得OFDM***的实现更加容易，成为应用最广的一种多载波传输方案。

另外，OFDM作为一种复用技术，将多路信号复用在不同正交子载波上。传统的FDM(频分复用)技术将带宽分成几个子信道，中间用保护频带来降低干扰，它们同时发送数据。OFDM***比传统的FDM***要求的带宽要少得多，由于使用无干扰正交载波技术，子载波间无需保护频带，这样使得可用频谱的使用效率更高。

OFDM技术的成功应用原因在于OFDM***拥有如下优点：

1)高速数据流通过了串并变换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而可以有效减少无线信道的时间弥散所带来的ISI(符号间干扰)，这样就减少了接收机内均衡的复杂度，甚至可以不采用均衡器，仅通过采用***循环前缀的方法消除ISI的不利影响。

2)OFDM***中的各个子载波之间存在正交性，允许子载波的频谱互相重叠，因此与常规的频分复用***相比，能够最大限度地利用频谱资源；

3)采用IFFT/FFT进行OFDM调制和解调，易于实现；

4)无线数据业务一般存在非对称性，OFDM***可以通过使用不同数量的子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率；

5)OFDM易于与其他多种接入方法结合使用，构成OFDMA***，其中包括MC-CDMA(多载波码分多址)、跳频OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多个用户可以同时利用OFDM技术进行信息的传递；

6)因为窄带干扰只能影响一小部分的子载波，因此OFDM***可以在某种程度上抵抗这种窄带干扰。

7)无线信道存在频率选择性，但是不可能所有的子载波同时处于比较深的衰落情况中，因此可以通过动态比特分配以及动态子信道分配的方法，充分利用信噪比较高的子信道，从而提高***的性能。

但是，由于OFDM***内存在多个正交子载波，而且其输出信号是多个子信道的叠加，因此与单载波***相比，存在如下缺点：

(1)易受频率偏差的影响

由于***中子载波的频谱互相覆盖，这就对它们之间的正交性提出了严格的要求，由于无线信道存在时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏移，例如多普勒频移；或者由于发射机载波频率和接收机本地振荡器之间存在的频率偏差，都会使得OFDM***中子载波之间的正交性遭到破坏，进而引入ICI(子载波间干扰)。如果***中的ICI过大，会对***性能带来非常严重的地板效应，即无论如何增加信号的发射功率，也不能显著改善***的性能；

(2)存在较高的峰值平均功率比

与单载波***相比，由于多载波调制***的输出是多个子信道信号的叠加，因此如果多个信号相位一致时，所得到的叠加信号的瞬时功率就会远远大于信号的平均功率，导致出现较大的峰值平均功率比。这样就对发射机内放大器的线性提出了很高的要求，如果放大器的动态范围不能满足信号的变化，则会为信号带来畸变，使叠加信号的频谱发生变化，从而导致各个子信道之间的正交性遭到破坏，产生相互干扰，使***性能恶化；

由于OFDM***还存在上述缺点，因此OFDM***中的频率同步技术是一项关键技术，直接关系到OFDM***性能的好坏，在一些无线通信***中，如802.11a和802.16d，为了实现频率同步，关键在于估计出***中的频偏，通常采用时域上具有重复特性的Preamble(前导码)，Preamble在时域上的重复结构，可以通过频域上有规律的插零得到，详细推导如下：

首先观察时域序列x₁(n)(0≤n≤N-1)，对x₁(n)作N点DFT得到

$X_1\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πnk}/N}$ 0≤k≤N-1    (1)，

按照(2)式对X₁(k)插值，得到

$X_2\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)\mathrm{\δ}(k-2l)$ 0≤k≤2N-1    (2)，

对X₂(k)作2N点IDFT得到

$x_2\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_2\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πnk}/2N}$

$=\frac{1}{2N}\underset{k=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)\mathrm{\δ}(k-2l)e^{j2\mathrm{\πnk}/2N}$

$=\frac{1}{2N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)e^{j2\mathrm{\πn}2l/2N}$

$=\frac{1}{2N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)e^{j2\mathrm{\πnl}/N}$ 0≤n≤2N-1    (3)，

从(3)式可以看出， $x_2\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{2}{x}_1\left(n\right)& 0\≤n\≤N-1\\ \frac{1}{2}{x}_1(n-N)& N\≤n\≤2N-1\end{array}\right.,$ 是一个两段重复的时域序列；

由上面的推导可知，如果按照(4)式对X₁(k)插值，就会得到频域序列

$X_m\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_1\left(l\right)\mathrm{\δ}(k-\mathrm{ml})$ 0≤k≤m*N-1    (4)，

对X_m(k)作m*N点IDFT得到的序列x_m(n)是一个m(m≥2)段重复的时域序列；

无线通信***发送在时域上具有重复特性的Preamble，然后在接收端对接收到的Preamble时域信号进行处理就能够估计出频偏，具体方法如下：

设x₂(n)(0≤n≤2N-1)为发射端发射的Preamble时域信号，接收端采样频率为f_s，采样间隔为接收端存在频偏f_offest，不考虑信道和噪声的影响，则接收信号为：

r(n)＝x₂(n)*exp(j2πf_offestnΔT)    0≤n≤2N-1    (5)，

根据(3)式可知，x₂(n)＝x₂(n+N)，(0≤n≤N-1)。对r(n)做自相关运算得到序列

$\mathrm{corr}\left(n\right)=r^{*}\left(n\right)r(n+N)$

$=x_2^{*}\left(n\right)*\exp (-j2{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{offest}}\mathrm{n\ΔT})*x_2(n+N)*\exp \left[j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{offest}}(n+N)\mathrm{\ΔT}\right]$

$={\left|x_2\left(n\right)\right|}^2*\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{offest}}\mathrm{N\ΔT}\right)---\left(6\right),$

0≤n≤N-1

频偏估计值为

${\hat{f}}_{\mathrm{offest}}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{corr}\left(n\right)\right)}{2\mathrm{\πN\ΔT}}---\left(7\right),$

angle(·)表示取相位；

如果发射信号在时域上满足M(M＞2)段重复的特性，也能够用上述方法对接收序列进行处理，估计出频偏。

目前，提出了依靠无线通信***Preamble的时域近似重复特征，将接收到的Preamble时域序列进行自相关，来实现频偏估计。下面以该方案应用在802.16e***为例对现有的技术方案进行说明：

在802.16e协议中规定了下行Preamble的子载波分配方式，802.16e下行有3个Segment，分别是Segment 0、1、2，每个Segment对应的Preamble子载波分配方式类似但不完全相同，如图1所示，设子载波个数为1024，图1示出了Segment 0对应的Preamble子载波分配方式；

图1中的子载波86、89、92、......、929、932、935上承载有数据，这些数据为合适的PN(伪随机)序列，其他子载波上均为0，记作子载波0-1023上的数据值为P(k)(0≤k≤1023)，根据公式(1)-(4)可知，由于子载波512为DC(直流)子载波，因此对P(k)(0≤k≤1022)作1023点IDFT，得到的时域序列p(n)(0≤n≤1022)具有三段重复特性；

而现在发射端发射的Preamble时域序列是对P(k)(0≤k≤l023)作1024点IDFT后得到的时域序列p′(n)(0≤n≤1023)，p′(n)不具备三段重复特性。现在将p′(n)(0≤n≤1022)看成是p(n)(0≤n≤1022)的近似，可以认为p′(n)(0≤n≤1022)具有近似的三段重复特性。Segment 1、2对应的Preamble子载波分配方式与Segment 0类似，其时域信号也满足近似的三段重复特性。

由上述可知，发射端发射的时域序列为p′(n)(0≤n≤1023)，设接收端接收到的Preamble时域信号为r′(n)(0≤n≤1023)，参照(6)、(7)两式对r′(n)(0≤n≤1023)进行自相关运算得到序列

corr(n)＝r′*(n)r′(n+N)    0≤n≤2N-1    (8)，

其中N＝341，频偏估计值为

${\hat{f}}_{\mathrm{offest}}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{corr}\left(n\right)\right)}{2\mathrm{\πN\ΔT}}---\left(9\right),$

其中N＝341，ΔT为采样间隔，angle(·)表示取相位。

由上述对现有技术方案的描述可知，利用上述技术对无线通信***进行载波频偏的估计，估计误差的均值和方差都比较大，最终会导致整个***的性能下降，不能充分发挥OFDM技术的优势。

发明内容

鉴于上述现有技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种频偏估计方法，通过对接收端接收到的、在时域上具有近似重复特征的无线通信***Preamble(前导码)进行处理，构造出时域重复序列，并利用时域重复序列精确估计出***的频偏。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种频偏估计方法，包括：

A、接收端接收具有近似重复特征的前导码时域序列，通过插值运算利用所述具有近似重复特征的前导码时域序列构造时域重复序列；

其中通过插值运算构造时域重复序列包括：通过公式0≤n≤m-1，计算出

0≤n≤m-1的值，再通过插值运算得到r(n)的估计值

0≤n≤m-s-1，m为前导码点数，s为小于m的正整数，r(n)为具有M段重复的时域序列，r′(n)为具有近似重复特征的前导码时域序列；

B、对上述构造的时域重复序列作自相关运算；

C、根据所述自相关运算结果，估计频偏值。

所述具有近似重复特征的前导码时域序列与构造的时域重复序列之间的关系为：

对于接收端接收的具有近似重复特征的前导码时域序列r′(n)，r′(n)中n的取值为0≤n≤m-1，m为前导码点数，对应的频域序列为R′(k)，R′(k)中k的取值为0≤k≤m-1；r(n)为具有M段重复的时域序列，r(n)中n的取值为0≤n≤m-s-1，对应的频域序列为R(k)，R(k)中k的取值为0≤k≤m-s-1，s为小于m的正整数，R′(k)为在R(k)的高频位置插s个0得到的频域序列，根据上述条件，确定所述两频域序列对应的时域序列关系为0≤n≤m-1。

所述插值运算为线性插值或样条插值或分片插值。

所述步骤B包括：

对所述构造的M段时域重复序列作自相关运算得到如下序列：N＝(m-s)/M，0≤n≤(M-1)*N-1。

所述步骤C包括：根据所述自相关运算结果，估计频偏值为：

ΔT为采样间隔，angle(·)表示取相位。

一种频偏估计方法，包括：

A、接收端接收具有近似重复特征的前导码时域序列，通过离散傅立叶变换DFT/IDFT利用所述具有近似重复特征的前导码时域序列构造时域重复序列；

其中通过DFT/IDFT构造时域重复序列包括：对接收端接收到的具有近似重复特征的前导码时域序列r′(n)，r′(n)中n的取值为0≤n≤m-1，做m点DFT运算，m为前导码点数，得到频域序列R′(k)，R′(k)中k的取值为0≤k≤m-1，确定所述频域序列R′(k)的高频位置，将R′(k)中高频位置的s个数据点去掉，s为小于m的正整数，得到一个新的频域序列R(k)，R(k)中k的取值为0≤k≤m-s-1，对R(k)作m-s点IDFT运算得到时域M段重复的序列

中n的取值为0≤n≤m-s-1；

B、对上述构造的时域重复序列作自相关运算；

C、根据所述自相关运算结果，估计频偏值。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明实现了利用插值运算或DFT/IDFT运算构造时域重复序列，并根据时域重复序列进行自相关运算，从而得到频偏估计值，具有估计精度高实现简单的优点。

附图说明

图1为现有技术Segment 0对应的Preamble子载波分配示意图；

图2为本发明所述方法操作流程图。

具体实施方式

本发明的核心思想是提供一种频偏估计方法，通过对接收端接收到的、在时域上具有近似重复特征的无线通信***Preamble(前导码)进行处理，构造出时域重复序列，并利用时域重复序列精确估计出***的频偏。

本发明提供一种频偏估计方法，所述方法适用于各种点数的Preamble，如128点、256点、512点、1024点、2048点等，且可以应用于多种通信***，本实施例以1024点的Preamble应用于802.16e***构造三段重复序列为例进行说明，其操作流程如图2所示，具体包括如下步骤：

步骤10：接收端接收具有近似重复特征的Preamble时域序列；

假定接收端接收具有1024点Preamble，且具有近似重复特征的时域序列为r′(n)(0≤n≤1023)；

步骤11：利用接收的具有近似重复特征的时域序列构造时域重复序列；

802.16e***发射端发射的1024点的Preamble时域序列，是对Preamble频域序列P(k)(0≤k≤1023)作1024点IDFT后得到的时域序列p′(n)(0≤n≤1023)，P(k)的结构如图1所示，由于子载波512为DC(直流)子载波，如果对P(k)(0≤k≤1022)作1023点IDFT，将得到时域序列p(n)(0≤n≤1022)，p(n)具有三段重复特性，而对P(k)(0≤k≤1023)作1024点IDFT后得到的时域序列p′(n)(0≤n≤1023)没有重复特性；

在一个频域序列的高频位置插0，在时域上就表现为提高了采样率；比较序列P(k)(0≤k≤1023)与序列P(k)(0≤k≤1022)，可以将序列P(k)(0≤k≤1023)看成是在序列P(k)(0≤k≤1022)的高频位置插了一个0后得到的，因此时域序列p′(n)(0≤n≤1023)和p(n)(0≤n≤1022)存在如下的关系：

$p^{\′}\left(n\right)=\frac{1023}{1024}p(\frac{1023}{1024}*n)$ 0≤n≤1023；

因此，若接收到的Preamble时域序列为r′(n)(0≤n≤1023)，则

$r^{\′}\left(n\right)=\frac{1023}{1024}r(\frac{1023}{1024}*n)$ 0≤n≤1023

根据上式可以求出

的值，然后对进行插值得到r(n)(0≤n≤1022)的估计值(0≤n≤1022)：

$\hat{r}\left(n\right)=\frac{1023-n}{1023}r(\frac{1023}{1024}*n)+\frac{n}{1023}r(\frac{1023}{1024}*(n+1))$ 0≤n≤1022；

插值的方法包括：线性插值、样条插值、分片插值等，上述为采用线性插值进行运算的过程。

上述为利用插值运算构造时域重复序列的过程，本发明也可以利用DFT/IDFT运算构造时域重复序列，具体说明如下：

对接收端接收到的1024点的Preamble时域序列r′(n)(0≤n≤1023)作1024点的DFT运算，得到频域序列R′(k)(0≤k≤1023)；

确定频域序列R′(k)(0≤k≤1023)的高频位置，将R′(k)中频率最高的数据点去掉，这样就构造出一个新的频域序列R(k)(0≤k≤1022)；

对R(k)(0≤k≤1022)作1023点的IDFT运算得到时域序列，记为

(0≤n≤1022)；

当接收到其他点数Preamble时域序列时，可根据具体情况确定插值个数；

步骤12：对构造的时域重复序列作自相关运算；

对上述时域重复序列作自相关运算过程为：

对

(0≤n≤1022)做自相关运算得到序列

$\mathrm{corr}\left(n\right)={\hat{r}}^{*}\left(n\right)\hat{r}(n+N)$ 0≤n≤2N-1

其中N＝341，即N＝(1024-1)/3；

步骤13：从自相关运算的结果中估计频偏；

从上述自相关运算的结果中得到频偏估计值为：

${\hat{f}}_{\mathrm{offest}}=\frac{\mathrm{angle}\left(\underset{n=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{corr}\left(n\right)\right)}{2\mathrm{\πN\ΔT}}$

其中N＝341，ΔT为采样间隔，angle(·)表示取相位。

综上所述，本发明实现了利用插值运算或DFT/IDFT运算构造时域重复序列，并根据时域重复序列进行自相关运算，从而得到频偏估计值，具有估计精度高实现简单的优点。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种频偏估计方法，其特征在于，包括：

A、接收端接收具有近似重复特征的前导码时域序列，通过插值运算利用所述具有近似重复特征的前导码时域序列构造时域重复序列；

其中通过插值运算构造时域重复序列包括：通过公式0≤n≤m-1，计算出

，0≤n≤m-1的值，再通过插值运算得到r(n)的估计值，0≤n≤m-s-1，m为前导码点数，s为小于m的正整数，r(n)为具有M段重复的时域序列，r′(n)为具有近似重复特征的前导码时域序列；

B、对上述构造的时域重复序列作自相关运算；

C、根据所述自相关运算结果，估计频偏值。

2.如权利要求1所述的一种频偏估计方法，其特征在于，所述具有近似重复特征的前导码时域序列与构造的时域重复序列之间的关系为：

对于接收端接收的具有近似重复特征的前导码时域序列r′(n)，r′(n)中n的取值为0≤n≤m-1，m为前导码点数，对应的频域序列为R′(k)，R′(k)中k的取值为0≤k≤m-1；r(n)为具有M段重复的时域序列，r(n)中n的取值为0≤n≤m-s-1，对应的频域序列为R(k)，R(k)中k的取值为0≤k≤m-s-1，s为小于m的正整数，R′(k)为在R(k)的高频位置插s个0得到的频域序列，根据上述条件，确定所述两频域序列对应的时域序列关系为0≤n≤m-1。

3.如权利要求1所述的一种频偏估计方法，其特征在于，所述插值运算为线性插值或样条插值或分片插值。

4.如权利要求1所述的一种频偏估计方法，其特征在于，所述步骤B包括：

对所述构造的M段时域重复序列作自相关运算得到如下序列：

$\mathrm{corr}\left(n\right)={\hat{r}}^{*}\left(n\right)\hat{r}(n+N),$ N＝(m-s)/M，0≤n≤(M-1)*N-1。

5.如权利要求4所述的一种频偏估计方法，其特征在于，所述步骤C包括：根据所述自相关运算结果，估计频偏值为：

ΔT为采样间隔，angle(·)表示取相位。

6.一种频偏估计方法，其特征在于，包括：

A、接收端接收具有近似重复特征的前导码时域序列，通过离散傅立叶变换DFT/IDFT利用所述具有近似重复特征的前导码时域序列构造时域重复序列；

其中通过DFT/IDFT构造时域重复序列包括：对接收端接收到的具有近似重复特征的前导码时域序列r′(n)，r′(n)中n的取值为0≤n≤m-1，做m点DFT运算，m为前导码点数，得到频域序列R′(k)，R′(k)中k的取值为0≤k≤m-1，确定所述频域序列R′(k)的高频位置，将R′(k)中高频位置的s个数据点去掉，s为小于m的正整数，得到一个新的频域序列R(k)，R(k)中k的取值为0≤k≤m-s-1，对R(k)作m-s点IDFT运算得到时域M段重复的序列

中n的取值为0≤n≤m-s-1；

B、对上述构造的时域重复序列作自相关运算；

C、根据所述自相关运算结果，估计频偏值。

7.如权利要求6所述的一种频偏估计方法，其特征在于，所述步骤B包括：

对所述构造的M段时域重复序列作自相关运算得到如下序列：

$\mathrm{corr}\left(n\right)={\hat{r}}^{*}\left(n\right)\hat{r}(n+N),$ N＝(m-s)/M，0≤n≤(M-1)*N-1。

8.如权利要求7所述的一种频偏估计方法，其特征在于，所述步骤C包括：根据所述自相关运算结果，估计频偏值为：

ΔT为采样间隔，angle(·)表示取相位。

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