CN1941581A - Dc－dc变换器的控制器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种抑制面积增大并且无论输出电流如何都能获得高变换效率的DC－DC变换器的控制器及其控制方法。控制器基于DC－DC变换器的输出电压，将第一输出晶体管和第二输出晶体管控制在脉宽调制工作模式或线性工作模式中。在脉宽调制工作模式期间，控制器使DC－DC变换器工作为开关稳压器，其以互补方式使第一输出晶体管和第二输出晶体管激活和不激活。在线性工作模式期间，控制器使DC－DC变换器工作为线性稳压器，其使第二输出晶体管不激活，并控制第一输出晶体管的导通电阻值以利用第一输出晶体管执行线性操作。

Description

DC-DC变换器的控制器及其控制方法
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器，更具体而言，涉及用于DC-DC变换器的控制器和用于控制DC-DC变换器的方法。
背景技术
近年来便携式电子设备正被广泛使用。便携式设备使用电池作为驱动电源。由于电池的输出电压随着设备的使用或者放电而减小，因此电子设备包括用于将电池电压变换为恒定电压的直流电压变换电路(DC-DC变换器)。DC-DC变换器的变换效率影响利用电池工作的电子设备的工作时间。由于电子设备依赖于其在给定时间的操作而需要不同量的电流，因此需要无论电流量的改变如何都能具有满意的变换效率的DC-DC变换器和用于DC-DC变换器的控制器。
在现有技术中，便携式电子设备使用开关型DC-DC变换器(下文中称为“开关稳压器”)，其紧凑并且具有满意的变换效率。开关稳压器是脉宽调制(PWM)型稳压器，其通过控制脉冲信号的脉宽来保持输出电压基本恒定，并且根据输出电压或输出电流驱动主开关晶体管。
利用电池工作的电子设备可能有时抑制电流消耗以延长电池寿命和电子设备的工作时间。然而，在这种低负载状态中，在PWM型开关稳压器中电压变换效率极低。这是由于以下原因造成的。
开关稳压器的电力损失包括依赖于开关稳压器的输出电流的损失和不依赖于开关稳压器的输出电流的固定损失。依赖于输出电流的损失包括由晶体管的导通电阻导致的电力损失。不依赖于输出电流的固定损失包括由主开关晶体管的激活和不激活造成的电力损失，以及由开关稳压器自身的功耗引起的损失。当输出电流大(输入电流和输出电流之间的差小)时，依赖于输出电流的损失变大。然而，由于固定损失是恒定的，因此整个开关稳压器的变换效率是满意的。另一方面，当输出电流减小(输入电流和输出电流之间的差变大)时，由于固定损失相对于依赖于输出电流的损失的百分比增大，因此变换效率减小。
开关稳压器的固定损失正比于用于使主开关晶体管激活和不激活的开关频率。从而，电力损失可通过降低开关频率来减小。然而，这会增大输出电压的脉动。
日本专利申请早期公开No.2003-9515描述了一种包括开关稳压器和线性稳压器的电源***。该***根据负载电流在两种稳压器之间切换。线性稳压器的损失由输入电压和输出电压之间的差确定，并且不依赖于输入电流和输出电流之间的差。从而，线性稳压器在低负载状态下实现了高变换效率。
发明内容
在日本专利申请早期公开No.2003-9515中描述的电源***需要独立工作的开关稳压器和线性稳压器。另外，当在电子设备中实际安装这种电源***时，用于确定负载电流水平的判断电路和切换控制电路变得必要。这增大了整个***的面积、安装电源***的芯片的面积和电子设备的尺寸。
本发明提供了一种DC-DC变换器、用于DC-DC变换器的控制器和用于控制DC-DC变换器的方法，其防止了面积的增大，并且无论输出电流的水平如何，都能获得高变换效率。
本发明的一个方面是一种用于从输入电压生成输出电压的DC-DC变换器。该DC-DC变换器包括第一输出晶体管。第二输出晶体管与第一输出晶体管串联连接。扼流圈连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点，其中第一输出晶体管和第二输出晶体管中的至少一个***作用来基于输入电压生成DC-DC变换器的输出电压。连接到扼流圈的平滑电容器平滑DC-DC变换器的输出电压。连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管的控制器基于DC-DC变换器的输出电压或输出电流将第一输出晶体管和第二输出晶体管控制在第一工作模式或第二工作模式中，其中输出电流根据输出电压改变。该控制器在第一工作模式期间以互补方式使第一输出晶体管和第二输出晶体管激活和不激活。另外，该控制器在第二工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并利用第一输出晶体管执行线性操作。
本发明的另一个方面是一种用于从输入电压生成输出电压的DC-DC变换器。该DC-DC变换器包括第一输出晶体管。第二输出晶体管与第一输出晶体管串联连接。扼流圈连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点，其中第一输出晶体管和第二输出晶体管中的至少一个***作用来基于输入电压生成DC-DC变换器的输出电压。连接到扼流圈的平滑电容器平滑DC-DC变换器的输出电压。连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管的控制器基于DC-DC变换器的输出电压或输出电流将第一输出晶体管和第二输出晶体管控制在第一工作模式、第二工作模式或第三工作模式中，其中输出电流根据输出电压改变。该控制器在第一工作模式期间以互补方式使第一输出晶体管和第二输出晶体管激活和不激活。另外，该控制器在第二工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并使第一输出晶体管激活和不激活。并且该控制器在第三工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并利用第一输出晶体管执行线性操作。
本发明的另一个方面是一种用于DC-DC变换器的控制器，该DC-DC变换器包括第一输出晶体管。第二输出晶体管与第一输出晶体管串联连接。扼流圈连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点，其中第一输出晶体管和第二输出晶体管中的至少一个***作用来基于输入电压生成DC-DC变换器的输出电压。连接到扼流圈的平滑电容器平滑DC-DC变换器的输出电压。控制器包括用于基于DC-DC变换器的输出电压或输出电流将第一输出晶体管和第二输出晶体管控制在第一工作模式或第二工作模式中的电路，其中输出电流根据输出电压改变。该电路在第一工作模式期间以互补方式使第一输出晶体管和第二输出晶体管激活和不激活。另外，该电路在第二工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并利用第一输出晶体管执行线性操作。
本发明的另一个方面是一种用于DC-DC变换器的控制器，该DC-DC变换器包括第一输出晶体管。第二输出晶体管与第一输出晶体管串联连接。扼流圈连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点，其中第一输出晶体管和第二输出晶体管中的至少一个***作用来基于输入电压生成DC-DC变换器的输出电压。连接到扼流圈的平滑电容器平滑DC-DC变换器的输出电压。该控制器包括用于基于DC-DC变换器的输出电压或输出电流将第一输出晶体管和第二输出晶体管控制在第一工作模式、第二工作模式或第三工作模式中的电路，其中输出电流根据输出电压改变。该电路在第一工作模式期间以互补方式使第一输出晶体管和第二输出晶体管激活和不激活。另外，该电路在第二工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并使第一输出晶体管激活和不激活。并且该电路在第三工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并利用第一输出晶体管执行线性操作。
本发明的另一个方面是一种用于控制从输入电压生成输出电压的DC-DC变换器的方法。该DC-DC变换器包括第一输出晶体管。第二输出晶体管与第一输出晶体管串联连接。扼流圈连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点，其中第一输出晶体管和第二输出晶体管中的至少一个***作用来基于输入电压生成DC-DC变换器的输出电压。连接到扼流圈的平滑电容器平滑DC-DC变换器的输出电压。该方法包括检测DC-DC变换器的输出电压或输出电流，其中输出电流根据输出电压改变；基于检测出的输出电压或输出电流将第一输出晶体管和第二输出晶体管控制在第一工作模式或第二工作模式中。该控制包括在第一工作模式期间以互补方式使第一输出晶体管和第二输出晶体管激活和不激活；以及在第二工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并利用第一输出晶体管执行线性操作。
本发明的另一个方面是一种用于控制从输入电压生成输出电压的DC-DC变换器的方法。该DC-DC变换器包括第一输出晶体管。第二输出晶体管与第一输出晶体管串联连接。扼流圈连接到第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的节点，其中第一输出晶体管和第二输出晶体管中的至少一个***作用来基于输入电压生成DC-DC变换器的输出电压。连接到扼流圈的平滑电容器平滑DC-DC变换器的输出电压。该方法包括检测DC-DC变换器的输出电压或输出电流，其中输出电流根据输出电压改变；基于检测出的输出电压或输出电流将第一输出晶体管和第二输出晶体管控制在第一工作模式、第二工作模式或第三工作模式中。该控制包括：在第一工作模式期间以互补方式使第一输出晶体管和第二输出晶体管激活和不激活；在第二工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并使第一输出晶体管激活和不激活；以及在第三工作模式期间使第二输出晶体管不激活，并利用第一输出晶体管执行线性操作。
本发明的其他方面和优点将从下面结合附图的详细描述中变清楚，附图以示例方式图示了本发明的原理。
附图说明
结合附图参考下面对优选实施例的描述，可以最好地理解本发明及其目的和优点，附图中：
图1是根据本发明第一实施例的DC-DC变换器的示意性框图；
图2是图1中所示的DC-DC变换器的模式控制电路的示意性框图；
图3是图1中所示的DC-DC变换器的三角波振荡器的示意性框图；
图4是包括图1的DC-DC变换器的电子设备的示意性框图；
图5是根据本发明第二实施例的DC-DC变换器的示意性框图；
图6是图5中所示的DC-DC变换器的模式控制电路的示意性框图；
图7是根据本发明第三实施例的DC-DC变换器的示意性框图；以及
图8是根据本发明另一实施例的三角波振荡器的示意性框图。
具体实施方式
在全部附图中，相似的标号用于文中相似的元件。
下面参考附图描述根据本发明第一实施例的DC-DC变换器12。
图4是包括DC-DC变换器12的电子设备10的示意性框图。电子设备10是便携式的，并且利用内置电池11来供电。电池11连接到作为电源电路的DC-DC变换器12。DC-DC变换器12连接到诸如CPU之类的内部电路13。DC-DC变换器12将提供自电池11的输入电压Vin变换为输出电压Vout，输出电压Vout是用于运行内部电路13的恒定电压，并且DC-DC变换器12将输出电压Vout提供到内部电路13。
下面描述DC-DC变换器12的配置。
图1中所示的DC-DC变换器12是电压控制模式DC-DC变换器，并且包括控制器21、充当主开关晶体管的输出晶体管T1、充当同步整流晶体管的输出晶体管T2、扼流圈L1、二极管D1和平滑电容器C1。
控制器21向输出晶体管T1的栅极提供控制信号DH，向输出晶体管T2的栅极提供控制信号DL。输出晶体管T1是P沟道MOS晶体管，其源极被提供了输入电压Vin，其漏极连接到输出晶体管T2。输出晶体管T2是N沟道MOS晶体管，其源极连接到低电位电源(地)，其漏极连接到输出晶体管T1。输出晶体管T1响应于控制信号DH而被激活和不激活，输出晶体管T2响应于控制信号DL而被激活和不激活。
扼流圈L1具有第一端和第二端，第一端连接到输出晶体管T1的漏极和输出晶体管T2的漏极之间的节点，第二端连接到充当负载的内部电路13(参见图4)。
二极管D1的阴极连接到扼流圈L1的第一端，二极管D1的阳极连接到地。使输出电压Vout平滑的平滑电容器C1的第一端连接到扼流圈L1的第二端，电容器C1的第二端连接到地。输出电压Vout或在扼流圈L1的第二端处的电压被反馈到控制器21作为反馈信号FB。
控制器21被配置为由通过提供作为电源电压Vcc(未示出)的输入电压Vin来工作。
控制器21包括误差放大器31、PWM比较器32、振荡器33、充当信号控制电路的AND(与)电路34、模式控制电路35、电阻器R1和R2、参考电源e1和充当选择电路的开关SW1。
反馈信号FB被提供到第一电阻器R1的第一端。第一电阻器R1的第二端连接到第二电阻器R2的第一端，第二电阻器R2的第二端连接到地。第一电阻器R1和第二电阻器R2配置成分压电路。分压电路利用第一和第二电阻器R1和R2对输入作为反馈信号FB的输出电压Vout分压，以生成比较电压V1。比较电压V1输入到误差放大器31。
误差放大器31包括反相输入端和同相输入端。比较电压V1(即，输出电压Vout的分压电压)被提供到反相输入端，来自参考电源e1的参考电压Vr1被提供到同相输入端。包括同相输出端和反相输出端的误差放大器31根据参考电压Vr1和比较电压V1(输出电压Vout的分压电压)之间的比较结果，放大参考电压Vr1和比较电压V1之间的电压差，以生成互补的误差信号S1a和S1b。在本实施例中，误差放大器31在提供到反相输入端的比较电压V1低于提供到同相输入端的参考电压Vr1时，根据电压差，增大第一误差信号S1a的电压。误差放大器31还在比较电压V1高于参考电压Vr1时，根据电压差，减小第一误差信号S1a的电压。第二误差信号S1b相对于第一误差信号S1a以相反方式改变。
从误差放大器31输出的第一误差信号S1a被提供到PWM比较器32。PWM比较器32包括同相输入端和反相输入端。同相输入端被提供以来自误差放大器31的第一误差信号S1a，反相输入端被提供以振荡器33的输出信号。振荡器33包括方波振荡器33a和三角波振荡器33b。方波振荡器33a振荡并生成具有恒定频率的脉冲形信号SP。三角波振荡器33b振荡并生成具有恒定频率的三角波信号SS。三角波信号SS被提供到PWM比较器32的反相输入端。
PWM比较器32比较来自误差放大器31的第一误差信号S1a和来自三角波振荡器33b的三角波信号SS，从反相输出端输出具有与比较结果相对应的电平的信号QL。PWM比较器32在第一误差信号S1a的电压高于三角波信号SS的电压时，生成具有L电平的信号QL。另外，PWM比较器32在第一误差信号S1a的电压低于三角波信号SS的电压时，生成具有H电平的信号QL。信号QL被提供到开关SW1和AND电路34。
开关SW1包括两个开关端Ta和Tb和一个公共端Tc。信号QL被提供到第一开关端Ta，第二误差信号S1b被提供到第二开关端Tb。开关SW1的公共端Tc连接到输出晶体管T1的栅极。开关SW1响应于提供自模式控制电路35的模式控制信号SM而将公共端Tc连接到第一开关端Ta或第二开关端Tb。因此，开关SW1选择信号QL或第二误差信号S1b中的一个，以将对应于所选信号的控制信号DH输出到公共端Tc。然后，控制信号DH被提供到输出晶体管T1，输出晶体管T1响应于控制信号DH进行操作。
AND电路34是具有两个输入端的逻辑电路，其中第一输入端被提供以信号QL，第二输入端被提供以模式控制信号SM。AND电路34的输出端连接到输出晶体管T2的栅极。AND电路34执行信号QL和模式控制信号SM的AND操作，以生成指示操作结果的控制信号DL。因此，控制信号DL在信号QL和模式控制信号SM都为H电平时是H电平。另外，控制信号DL在信号QL或模式控制信号SM中至少一个为L电平时是L电平。控制信号DL被提供到输出晶体管T2。输出晶体管T2响应于控制信号DL而被激活和不激活。
模式控制电路35检测DC-DC变换器12的输出电力Vout，并根据检测结果生成用于改变DC-DC变换器12工作模式的模式控制信号SM。DC-DC变换器12的工作模式包括PWM工作模式和线性工作模式。在PWM工作模式中，DC-DC变换器12根据输出电压Vout执行PWM操作，以改变用于对输出晶体管T1和T2执行导通/截止(ON/OFF)控制的控制信号DH和DL的脉宽，从而将输入电压Vin变换为输出电压Vout。在线性工作模式中，DC-DC变换器12使输出晶体管T2截止，并且控制输出晶体管T1的栅极电压，以将输入电压Vin变换为输出电压Vout。
即，模式控制电路35使DC-DC变换器12工作为开关稳压器，其对输出晶体管T1和T2执行导通/截止控制，以将输入电压Vin变换为输出电压Vout。或者，模式控制电路35使DC-DC变换器12工作为线性稳压器，其控制输出晶体管T1的栅极电压，以将输入电压Vin变换为输出电压Vout。
具体而言，本实施例的模式控制电路35利用反馈信号FB确定输出电压Vout，以生成对应于检测结果的模式控制信号SM。在PWM操作期间，当输出电压Vout从DC-DC变换器12提供到充当负载的内部电路13时，输出电压Vout随着内部电路13中需要的电流量的减小而增大。即，输出电压Vout随着DC-DC变换器12的负载的减小而增大。从而，模式控制电路35根据输出电压Vout的增大而检测到负载已经减小。
模式控制电路35比较输出电压Vout和预定参考电压。基于比较结果，模式控制电路35在输出电压Vout高于参考电压时，生成具有H电平的模式控制信号SM。另外，模式控制电路35在输出电压Vout低于参考电压时，生成具有L电平的模式控制信号SM。模式控制信号SM被提供到PWM比较器32、振荡器33、开关SW1和AND电路34。
开关SW1响应于H电平的模式控制信号SM而将公共端Tc连接到第一开关端Ta，以将与信号QL具有基本相同电平的控制信号DH输出到公共端Tc。AND电路34响应于具有H电平的模式控制信号SM而生成与信号QL具有基本相同电平的控制信号DL。换句话说，生成的控制信号DH和DL与信号QL同相。从而，被提供以控制信号DH的输出晶体管T1和被提供以控制信号DL的输出晶体管T2以互补方式被激活和不激活，并且DC-DC变换器12工作为开关稳压器，其根据两个晶体管T1和T2的激活和不激活，将输入电压Vin变换为输出电压Vout。
开关SW1响应于L电平的模式控制信号SM而将公共端Tc连接到第二开关端Tb，以将与第二误差信号S1b具有基本相同电平的控制信号DH输出到公共端Tc。AND电路34响应于L电平的模式控制信号SM而输出L电平的控制信号DL。从而，被提供以控制信号DH的输出晶体管T1导致对应于第二误差信号S1b的电流流动，而被提供以控制信号DL的输出晶体管T2截止。因此，DC-DC变换器12工作为线性稳压器，其控制输出晶体管T1的导通电阻值，并且将输入电压Vin变换为输出电压Vout。
下面描述模式控制电路35的配置。
图2是本发明第一实施例中模式控制电路35的示意性框图。模式控制电路35包括电压比较器41、触发器电路(下文中称为FF电路)42和参考电源e2。反馈信号FB被提供到电压比较器41的同相输入端，来自参考电源e2的参考电压Vr2被提供到反相输入端以充当参考值。电压比较器41比较反馈信号FB的电压和参考电压Vr2，以生成对应于比较结果的信号S11。
FF电路42是D型触发器电路，包括被提供以信号S11的数据输入端D和被提供以在方波振荡器33a中生成的脉冲形信号SP的时钟输入端。FF电路42与信号SP同步地保存信号S11，以生成与保存的信号S11具有基本相同电平的模式控制信号SM。
因此，模式控制电路35比较参考电压Vr2和反馈信号FB的电压，或者参考电压Vr2和输出电压Vout，以基于比较结果生成模式控制信号SM，并且保存模式控制信号SM的电平。
模式控制电路35在输出电压Vout高于参考电压Vr2时，生成具有H电平的模式控制信号SM。另外，模式控制电路35在输出电压Vout低于参考电压Vr2时，生成具有L电平的模式控制信号SM。
如图1所示，模式控制信号SM被提供到PWM比较器32和振荡器33的三角波振荡器33b。如图3所示，三角波振荡器33b包括环形振荡器51和波形整形电路52。环形振荡器51包括奇数个(图3中是3个)连接成环的反相器电路，以生成具有预定频率的信号。波形整形电路52将从环形振荡器51输出的信号整形为三角形，生成三角波信号SS。电源电压Vcc经由开关SW2被提供到环形振荡器51和波形整形电路52。开关SW2被H电平的模式控制信号SM导通，并且被L电平的模式控制信号SM断开。因此，当模式控制信号SM具有H电平时，即在PWM工作模式期间，电源电压Vcc被提供到环形振荡器51和波形整形电路52。从而，三角波振荡器33b生成三角波信号SS。另一方面，当模式控制信号SM具有L电平时，即在线性工作模式期间，电源电压Vcc不被提供到环形振荡器51或波形整形电路52。从而，在三角波振荡器33b中不消耗电力，减小了线性工作模式期间的功耗。尽管在图中未清楚示出，但是PWM比较器32被配置使得其利用模式控制信号SM，以与环形振荡器51相同的方式控制PWM比较器32的元件，以允许或停止向PWM比较器32的元件提供电源电压Vcc。这减小了PWM比较器32中的功耗，从而减小了线性工作模式期间的功耗。
下面描述上述配置的DC-DC变换器12的操作。
通过电子设备10的使用或者通过放电，提供自图4中所示的电池11的输入电压Vin减小。DC-DC变换器12的模式控制电路35在反馈信号FB的电压(即输出电压Vout)高于参考电压Vr2时，生成H电平的模式控制信号。另外，模式控制电路35在输出电压Vout低于参考电压Vr2时，生成L电平的模式控制信号SM。
[当模式控制信号SM具有H电平时]
振荡器33响应于H电平的模式控制信号SM而振荡和操作，并生成三角波信号SS。PWM比较器32响应于H电平的模式控制信号SM进行操作，比较三角波信号SS和提供自误差放大器31的第一误差信号S1a，并生成对应于比较结果的信号QL。开关SW1响应于H电平的模式控制信号SM，将公共端Tc连接到第一开关端Ta，并将来自PWM比较器32的信号QL提供到输出晶体管T1作为控制信号DH。AND电路34响应于H电平的模式控制信号SM而将提供自PWM比较器32的信号QL提供到输出晶体管T2作为控制信号DL。因此，输出晶体管T1、T2以互补方式被激活和不激活。
在输出晶体管T1被激活的时段期间，输出电压Vout增大。输出电压Vout被平滑电容器C1平滑。当输出晶体管T1截止时，存储在扼流圈L1中的能量被释放。随着存储在扼流圈L1中的能量的减少和输出电压Vout的降低，由电阻器R1和R2生成的比较电压V1变得低于参考电压Vr1。这使输出晶体管T1导通。
当输出电压Vout增大时，来自误差放大器31的第一误差信号S1a的电压减小，并使信号QL的脉宽变宽。因此，输出晶体管T1的导通时间变得相对较短，并且输出电压Vout的电位降低。另一方面，当输出电压Vout减小时，来自误差放大器31的第一误差信号S1a的电压增大，并且信号QL的脉宽变窄。因此，输出晶体管T1的导通时间变得相对较长，并且输出电压Vout的电位升高。从而，DC-DC变换器12工作为开关稳压器，其使输出晶体管T1和T2激活和不激活，并且将输出电压Vout保存在基于参考电压Vr1的恒定电压。
[当模式控制信号SM为L电平时]
当L电平的模式控制信号SM停止了电源电压Vcc的提供时，PWM比较器32和振荡器33停止工作。开关SW1响应于L电平的模式控制信号SM而将公共端Tc连接到第二开关端Tb。这将第二误差信号S1b提供到输出晶体管T1作为控制信号DH。AND电路34响应于L电平的模式控制信号SM而将L电平的控制信号DL提供到输出晶体管T2，从而输出晶体管T2被L电平的控制信号DL截止。
误差放大器31放大比较电压V1和参考电压Vr1之间的差。从而，从误差放大器31的反相输出端输出的第二误差信号S1b在输出电压Vout变得较低时具有较低电压，而在输出电压Vout变得较高并且接近参考电压Vr1时具有较高电压。
第二误差信号S1b被提供到输出晶体管T1的栅极。当输出电压Vout减小时，输出晶体管T1的栅极电压也减小。由于输出晶体管T1是P沟道MOS晶体管，因此随着栅极电压的减小，导通电阻值变低。因此，由于输出晶体管T1的导通电阻而减小的电压变小，从而使输出电压Vout升高。
当输出电压Vout增大时，从误差放大器31的反相输出端输出的第二误差信号S1b的电压也增大。这使输出晶体管T1的栅极电压增大。由于输出晶体管T1是P沟道MOS晶体管，因此随着栅极电压的增大，导通电阻值变大。因此，由于输出晶体管T1的导通电阻而减小的电压变大，从而使输出电压Vout降低。
这样，在从误差放大器31的反相输出端输出的第二误差信号S1b被提供到输出晶体管T1的栅极时，DC-DC变换器12工作为线性稳压器，并且将输出电压Vout维持在基于参考电压Vr1的恒定电压。由于线性稳压器不涉及开关操作，因此输出电压Vout的脉动电压被抑制到极低值。另外，在DC-DC变换器12中，PWM比较器32和三角波振荡器33b停止工作。由于PWM比较器32和三角波振荡器33b中的功耗是DC-DC变换器12的固定损失，因此减小了DC-DC变换器12的控制器21中的固定损失。
第一实施例的DC-DC变换器12具有以下优点。
控制器21的模式控制电路35基于输出电压Vout确定DC-DC变换器12是处于PWM工作模式还是线性工作模式。在PWM工作模式期间，控制器21使DC-DC变换器12工作为开关稳压器，其以互补方式使第一输出晶体管T1和第二输出晶体管T2激活和不激活。在线性工作模式期间，控制器21使DC-DC变换器12工作为线性稳压器，其使第二输出晶体管T2截止，并且控制第一输出晶体管T1的导通电阻值以进行线性操作。因此，根据输出电压Vout，DC-DC变换器12或者用作开关稳压器，或者用作线性稳压器。与开关稳压器和线性稳压器相分离的情形相比，这减小了整个***的面积。另外，根据输出电压Vout，DC-DC变换器12在输出电流大时工作为开关稳压器，在输出电流小时工作为线性稳压器。从而，DC-DC变换器12根据输出电压Vout，高变换效率地执行变换，并且无论输出电流的水平如何，都具有满意的变换效率。
模式控制电路35比较参考电压Vr2和输出电压Vout，以在输出电压Vout大于参考电压Vr2时，确定DC-DC变换器12处于PWM工作模式。另外，模式控制电路35在输出电压Vout小于参考电压Vr2时，确定DC-DC变换器12处于线性工作模式。然后，模式控制电路35根据判决结果生成模式控制信号SM。因此，随着控制器21基于模式控制信号SM而操作第一输出晶体管T1和第二输出晶体管T2，DC-DC变换器12在开关稳压器和线性稳压器之间切换。
在基于模式控制信号SM的线性工作模式期间，三角波振荡器33b和PWM比较器32中的至少一个停止工作。这减小了功耗并且获得了高变换效率。
下面参考附图描述根据本发明第二实施例的DC-DC变换器12a。
图5是本发明第二实施例中的DC-DC变换器12a的示意性框图。DC-DC变换器12a是电压控制模式DC-DC变换器，并且与第一实施例类似。DC-DC变换器12a替代了第一实施例的DC-DC变换器12。更具体而言，DC-DC变换器12a将从图4中所示的电池11输入的输入电压Vin变换为输出电压Vout，并将输出电压Vout提供到内部电路13，其中输出电压Vout是用于操作内部电路13的恒定电压。
DC-DC变换器12a包括控制器21a、充当主开关晶体管的输出晶体管T1、充当同步整流晶体管的输出晶体管T2、扼流圈L1、二极管D1和平滑电容器C1。
控制器21a包括误差放大器31、PWM比较器32、振荡器36、充当信号控制电路的AND电路34、模式控制电路35a、电阻器R1和R2、参考电源e1和充当选择电路的开关SW1。振荡器36包括方波振荡器36a和三角波振荡器36b。
模式控制电路35a检测DC-DC变换器12a的输出电力，并根据检测结果生成用于改变DC-DC变换器工作模式的多个模式控制信号SM1至SM3。DC-DC变换器12a具有PWM工作模式、PFM工作模式和线性工作模式。PWM工作模式是开关工作模式，其通过PWM控制使输出晶体管T1和T2激活和不激活，以将输入电压Vin变换为输出电压Vout。PFM工作模式是开关工作模式，其以低于PWM工作模式的频率使输出晶体管T1激活和不激活，以将输入电压Vin变换为输出电压Vout。线性工作模式是这样一种工作模式：其使输出晶体管T2截止，控制输出晶体管T1的栅极电压，并将输入电压Vin变换为输出电压Vout。模式控制电路35a检测DC-DC变换器12a的输出电压Vout，并基于检测结果生成模式控制信号SM1至SM3。
具体而言，第二实施例的模式控制电路35a从反馈信号FB检测输出电压Vout，并生成对应于检测结果的模式控制信号SM1至SM3。当从工作在PWM工作模式或PFM工作模式的DC-DC变换器12a向充当负载的内部电路13(参见图4)提供输出电压Vout时，内部电路13中需要的电流量减小时，输出电压Vout增大。即，随着DC-DC变换器12a的负载变小，输出电压Vout增大。从而，模式控制电路35a从输出电压Vout的增大检测到负载已变小。
图6是本发明第二实施例中的模式控制电路35a的示意性框图。模式控制电路35a包括电压比较器61和62、触发器电路(下文中称为FF电路)63和64以及参考电源e11和e12。反馈信号FB被提供到第一和第二电压比较器61和62的同相输入端。来自参考电源e11的第一参考电压Vr11被提供到第一电压比较器61的反相输入端作为第一参考值，来自参考电源e12的第二参考电压Vr12被提供到第二电压比较器62的反相输入端作为第二参考值。第一参考电压Vr11被设置高于第二参考电压Vr12。第一电压比较器61比较反馈信号FB的电压和第一参考电压Vr11，以生成对应于比较结果的信号S21。第二电压比较器62比较反馈信号FB的电压和第二参考电压Vr12，以生成对应于比较结果的信号S22。
FF电路63和64是D型触发器电路，其时钟输入端被提供以在方波振荡器36a中生成的脉冲形信号SP。信号S21被提供到FF电路63的数据输入端D，信号S22被提供到FF电路64的数据输入端D。第一FF电路63与信号SP同步地保存信号S21，并生成与保存的信号S21具有基本相同电平的第一模式控制信号SM1。第二FF电路64与信号SP同步地保存信号S22，并生成与保存的信号S22具有基本相同电平的第三模式控制信号SM3。第一和第三模式控制信号SM1和SM3被提供到逻辑电路65。逻辑电路65对第一模式控制信号SM1的反相信号和第三模式控制信号SM3执行AND操作，并对AND操作的结果执行逻辑取反，以生成第二模式控制信号SM2。
因此，模式控制电路35a将预定参考电压Vr11和第二参考电压Vr12与输出电压Vout相比较，以基于比较结果生成第一至第三模式控制信号SM1至SM3。模式控制电路35a在输出电压Vout高于第一参考电压Vr11时，生成H电平的第一至第三模式控制信号SM1至SM3。模式控制电路35a在输出电压Vout低于或等于第一参考电压Vr11并且高于第二参考电压Vr12时，生成L电平的第一和第二模式控制信号SM1和SM2以及H电平的第三模式控制信号SM3。模式控制电路35a在输出电压Vout低于或等于第二参考电压Vr12时，生成L电平的第一和第三模式控制信号SM1和SM3以及H电平的第二模式控制信号SM2。
第一模式控制信号SM1以正逻辑指示PWM工作模式，第二模式控制信号以负逻辑指示PFM工作模式，第三模式控制信号SM3以负逻辑指示线性工作模式。第一至第三模式控制信号SM1至SM3被提供到振荡器36，第一模式控制信号SM1被提供到AND电路34，第三模式控制信号SM3被提供到开关SW1。
开关SW1响应于H电平的第三模式控制信号SM3而将公共端Tc连接到第一开关端Ta，以将与信号QL具有基本相同电平的控制信号DH输出到公共端Tc。开关SW1响应于L电平的第三模式控制信号SM3而将公共端Tc连接到第二开关端Tb，以将与第二误差信号S1b具有基本相同电平的控制信号DH输出到公共端Tc。第三模式控制信号SM3在PWM工作模式和PFM工作模式期间上升到H电平，而在线性工作模式期间下降到L电平。因此，在PWM工作模式和PFM工作模式期间，在PWM比较器32中生成的信号S2被提供到输出晶体管T1作为控制信号DH，而在线性工作模式期间，在误差放大器31中生成的第二误差信号S1b被提供到输出晶体管T1作为控制信号DH。
AND电路34响应于H电平的第一模式控制信号SM1而生成与信号QL具有基本相同电平的控制信号DL。另外，AND电路34响应于L电平的第一模式控制信号SM1而生成L电平的控制信号DL。第一模式控制信号SM1在PWM工作模式期间上升到H电平，而在PFM工作模式和线性工作模式期间下降到L电平。因此，输出晶体管T2在PWM工作模式期间响应于控制信号DL而被激活和不激活，在PFM工作模式和线性工作模式期间不被激活。在PWM工作模式中，被提供到输出晶体管T1的控制信号DH和被提供到输出晶体管T2的控制信号DL是基于来自PWM比较器32的信号QL而生成的。输出晶体管T1是P沟道MOS晶体管，输出晶体管T2是N沟道MOS晶体管。因此，输出晶体管T1和输出晶体管T2在PWM工作模式期间以互补方式被激活和不激活。
因此，在PWM工作模式期间，DC-DC变换器12a工作为开关稳压器，其以互补方式使输出晶体管T1和输出晶体管T2激活和不激活，并将输入电压Vin变换为输出电压Vout。另外，在PFM工作模式期间，DC-DC变换器12a工作为开关稳压器，其使输出晶体管不激活以用于同步，使输出晶体管T1激活和不激活，并将输入电压Vin变换为输出电压Vout。在线性工作模式期间，DC-DC变换器12a工作为线性稳压器，其使输出晶体管T2不激活，利用第二误差信号S1b控制输出晶体管T1的导通电阻值，并将输入电压Vin变换为输出电压Vout。
振荡器36包括方波振荡器36a和三角波振荡器36b。方波振荡器36a振荡并进行操作以生成具有恒定频率的脉冲形信号SP。三角波振荡器36b振荡并进行操作以生成具有恒定频率的三角波信号SS。方波振荡器36a和三角波振荡器36b被配置为基于第一至第三模式控制信号SM1至SM3改变振荡频率。
更具体而言，方波振荡器36a和三角波振荡器36b基于第一至第三模式控制信号SM1至SM3，在PWM工作模式期间分别生成预定频率的信号SP和SS。在该点处的振荡频率被设为由于输出晶体管T1和T2的激活和不激活而造成的输出电压Vout中脉动不被产生或者极小。方波振荡器36a和三角波振荡器36b在PFM工作模式期间分别生成频率比预定频率低(例如低1/2)的信号SP和SS。从而，在PFM工作模式期间，与PWM工作模式相比，每单位时间输出晶体管T1的激活和不激活频率以及PWM比较器32和振荡器36的工作频率减小。这减小了电力损失和功耗，从而提高了变换效率。
另外，基于第一至第三模式控制信号SM1至SM3，在线性工作模式期间，三角波振荡器36b以与第一实施例相同的方式停止振荡。具体而言，在第三模式控制信号SM3相应于线性工作模式而下降到L电平时，向三角波振荡器36b的电源Vcc供应停止。从而减小了模式控制电路35a中的功耗。
第二实施例的DC-DC变换器12a具有以下优点。
控制器21a的模式控制电路35a基于输出电压Vout确定DC-DC变换器12是处于PWM工作模式、PFM工作模式、还是线性工作模式。控制器21a在PWM工作模式期间，使DC-DC变换器12a工作为PWM开关稳压器，其以互补方式使第一输出晶体管T1和第二输出晶体管T2激活和不激活。控制器21a在PFM工作模式期间，使DC-DC变换器12a工作为PFM开关稳压器，其使第二输出晶体管T2不激活，并且以长于PWM工作模式的周期使第一输出晶体管T1激活和不激活。控制器21a使DC-DC变换器12a工作为线性稳压器，其使第二输出晶体管T2不激活，并且控制第一输出晶体管T1的导通电阻值。即，控制器21a使DC-DC变换器12a执行线性操作。因此，由于DC-DC变换器12a工作为PWM开关稳压器、PFM开关稳压器或者线性稳压器，因此相比于使用分离的开关稳压器和线性稳压器的情形，整个***的面积变小。这防止了面积的增大。
另外，根据输出电压Vout，DC-DC变换器12a在输出电流大时用作PWM开关稳压器，在输出电流中等时用作PFM开关稳压器，在输出电流小时用作线性稳压器。因此，DC-DC变换器12a根据输出电压Vout工作为具有满意变换效率的稳压器，并且无论输出电流大小如何，都获得了高变换效率。
模式控制电路35a将第一和第二参考电压Vr11和Vr12与输出电压Vout相比较，并且在输出电压Vout高于第一参考电压Vr11时确定DC-DC变换器12a处于PWM工作模式，在输出电压Vout低于或等于第一参考电压Vr11并且高于第二参考电压Vr12时确定DC-DC变换器12a处于PFM工作模式，在输出电压Vout低于或等于第二参考电压Vr12时确定DC-DC变换器12a处于线性工作模式。然后，模式控制电路35a基于判决结果生成第一至第三模式控制信号SM1至SM3。因此，当控制器21a基于第一至第三模式控制信号SM1至SM3对第一输出晶体管T1和第二输出晶体管T2进行操作时，DC-DC变换器12a的操作在PWM开关稳压器、PFM开关稳压器和线性稳压器之间切换。
在基于模式控制信号SM1至SM3的线性工作模式期间，三角波振荡器36b和PWM比较器32中的至少一个停止工作。这减小了功耗，并且获得了高变换效率。
下面参考附图描述根据本发明第三实施例的DC-DC变换器70。
图7是根据本发明第三实施例的DC-DC变换器70的示意性框图。DC-DC变换器70是电流控制模式DC-DC变换器，包括控制器71、输出晶体管T1和T2、扼流圈L1、平滑电容器C1、二极管D1和电流检测电阻器Rs。输出电压Vout经由电流检测电阻器Rs输出。
在控制器71中，具有电流检测电阻器Rs的第一端电压的反馈信号CS被提供到电压放大器72的同相输入端。具有电流检测电阻器Rs的第二端电压的反馈信号FB被提供到电压放大器72的反相输入端。电压放大器72放大基于流过电流检测电阻器Rs的输出电流而在电流检测电阻器Rs的两端之间生成的电压。然后，电压放大器72将放大后的电压提供到比较器73。控制器71的误差放大器31放大通过利用电阻器R1和R2对反馈信号FB的电压(即，输出电压Vout)分压而生成的电压与来自参考电源e1的参考电压Vr1之间的电压差，以生成误差信号S1a和S1b。第一误差信号S1a被提供到比较器73，第二误差信号S1b被提供到开关SW1。
比较器73比较电压放大器72的输出电压和来自误差放大器31的第一误差信号S1a的电压。然后，比较器73在电压放大器72的输出电压高于第一误差信号S1a的电压时，将H电平的输出信号提供到触发器电路(下文中称为“FF电路”)74的复位端R。在电压放大器72的输出电压低于第一误差信号S1a的电压时，L电平的输出信号被提供到复位端R。
具有恒定频率的脉冲信号被从振荡器75提供到FF电路74的置位端S。当H电平的信号被提供到置位端S时，FF电路74将L电平的输出信号QL输出到反相输出端/Q，而当H电平的信号被提供到复位端R时，FF电路74将H电平的输出信号QL输出到反相输出端/Q。
电压放大器72的输出电压被提供到模式控制电路35。在第三实施例的模式控制电路35中，在图2所示的第一实施例的模式控制电路35中被提供到电压比较器41的同相输入端的反馈信号FB被替代为电压放大器72的输出电压。模式控制电路35基于电压放大器72的输出电压生成模式控制信号SM。电压放大器72的输出电压对应于反馈信号CS和FB之间的电压差，即，对应于DC-DC变换器70的输出电流。因此，模式控制电路35检测DC-DC变换器70的输出电流IL，并根据检测结果生成用于改变DC-DC变换器70工作模式的模式控制信号SM。模式控制信号SM以与第一实施例相同的方式被提供到开关SW1、AND电路34和振荡器75。尽管未在图7中示出，但是控制器71包括图2中所示的方波振荡器33a，并且被配置为利用从方波振荡器33a输出的信号SP对模式控制电路35进行操作。
开关SW1和AND电路34连接到FF电路74的反相输出端/Q。开关SW1包括两个开关端Ta和Tb以及一个公共端Tc。信号QL被提供到第一开关端Ta，第二误差信号S1b被提供到第二开关端Tb。开关SW1的公共端Tc连接到输出晶体管T1的栅极。开关SW1响应于提供自模式控制电路35的模式控制信号SM而将公共端Tc连接到第一开关端Ta或第二开关端Tb。因此，开关SW1选择信号QL或第二误差信号S1b中的一个，并将对应于所选信号的控制信号DH输出到公共端Tc。控制信号DH被提供到输出晶体管T1，输出晶体管T1响应于控制信号DH进行操作。
AND电路34是具有两个输入端的逻辑电路，其中第一输入端被提供以信号QL，第二输入端被提供以模式控制信号SM。AND电路34的输出端连接到输出晶体管T2的栅极。AND电路34利用信号QL和模式控制信号SM执行AND操作，以生成指示操作结果的控制信号DL。因此，在信号QL和模式控制信号SM都有H电平时，控制信号DL被设为H电平。在信号QL和模式控制信号SM中至少一个具有L电平时，控制信号DL被设为L电平。控制信号DL被提供到输出晶体管T2，输出晶体管T2响应于控制信号DL被激活和不激活。
振荡器75被配置为以与第一实施例的三角波振荡器33b相同的方式响应于H电平的模式控制信号SM振荡并进行操作，以生成预定频率的脉冲信号。另外，与第一实施例的PWM比较器32的方式相同，FF电路74被配置为使得对配置FF电路74的元件的电源电压的供应受模式控制信号SM的控制。
下面描述DC-DC变换器70的操作。
通过电子设备10的使用或者通过放电，提供自图4中所示的电池11的输入电压Vin降低。DC-DC变换器70的模式控制电路35在电压放大器72的输出电压高于参考电压Vr2时，生成H电平的模式控制信号SM。另外，模式控制电路35在电压放大器72的输出电压低于参考电压Vr2时，生成L电平的模式控制信号SM。
[当模式控制信号SM为H电平时]
振荡器75响应于H电平的模式控制信号SM振荡并进行操作，并生成脉冲形信号SP。FF电路74响应于H电平的模式控制信号SM进行操作。开关SW1响应于H电平的模式控制信号SM而将公共端Tc连接到第一开关端Ta。AND电路34响应于H电平的模式控制信号SM而生成与FF电路74的输出信号QL同相的控制信号DL。
因此，控制器71响应于振荡器75的输出信号的上升，以恒定周期使输出晶体管T1导通。当输出晶体管T1导通时，流经扼流圈L1和电流检测电阻器Rs的电流IL增大。这使电压放大器72的输出电压增大。在电压放大器72的输出电压变得高于来自误差放大器31的第一误差信号S1a的电压时，H电平的信号被输出到FF电路74的复位端R。这使输出晶体管T1截止，输出晶体管T2导通，从而经由输出晶体管T2释放了存储在扼流圈L1中的能量。
当在输出晶体管T1和T2的激活和不激活期间输出电压Vout变低时，来自误差放大器31的第一误差信号S1a的电压变高，并且用于将比较器73的输出信号设为H电平的时间延长。从而，输出晶体管T1的激活时间变得相对较长，并且输出电压Vout的电位升高。另一方面，如果输出电压Vout变高，则来自误差放大器31的第一误差信号S1a的电压变低，并且用于将比较器73的输出信号设为H电平的时间缩短。从而，输出晶体管T1的激活时间变得相对较短，并且输出电压Vout的电位降低。通过这种操作，输出晶体管T1以基于振荡器75的输出信号频率的恒定周期被导通，并且输出晶体管T1截止的时刻基于输出电流IL的增大来确定。该时刻根据输出电压Vout的电平改变，并且输出电压Vout保持恒定。
[当模式控制信号SM为L电平时]
振荡器75和FF电路74响应于L电平的模式控制信号SM而停止工作。开关SW1响应于L电平的模式控制信号SM而将公共端Tc连接到第二端Tb。AND电路响应于L电平的模式控制信号SM而生成L电平的控制信号DL。
因此，控制器71使输出晶体管截止，并且基于第二误差信号S1b控制输出晶体管T1的导通电阻值。即，DC-DC变换器70工作为线性稳压器，并且将输出电压Vout维持在基于参考电压Vr1的恒定电压。由于线性稳压器不涉及开关操作，因此输出电压Vout的脉动电压被抑制到极低水平。另外，在误差放大器31中，DC-DC变换器70的电压放大器72停止工作。由于FF电路74和振荡器75的功耗是DC-DC变换器70的固定损失，因此减小了DC-DC变换器70的控制器71中的固定损失。
第三实施例的DC-DC变换器70具有以下优点。
作为电流控制模式DC-DC变换器的DC-DC变换器70检测流经电流检测电阻器Rs的电流IL，并保持输出电压Vout恒定。在电流控制模式DC-DC变换器70中，控制器71根据输出电流IL确定工作模式，并根据确定的工作模式工作为开关稳压器或线性稳压器。因此，获得了高变换效率，并且抑制了面积的增大。
本领域技术人员应当清楚，在不脱离本发明的精神或范围的前提下可以以许多其他特定形式实施本发明。具体而言，应当理解，本发明可以以以下形式实施。
在第一实施例和第二实施例中，脉冲形信号SP被提供到模式控制电路35的FF电路42。然而，被提供到FF电路42的信号并不限于脉冲形信号，只要FF电路42能够锁存或保存该信号即可。例如，在FF电路42中生成的三角形信号SS可以被提供到FF电路42。
在第一实施例中，通过在三角波振荡器33b中包括开关SW2(开关SW2的激活和不激活受模式控制信号SM的控制)，并且利用开关SW2来控制向环形振荡器51和波形整形电路52的电源电压Vcc的供应，来减小功耗。然而，功耗也可以通过其他配置减小。例如，如图8所示，环形振荡器81包括一个NAND(与非)电路82和偶数个(在图中是2个)连接成环的反相器电路83和84，模式控制信号SM可以被提供到NAND电路82。三角波振荡器80响应于H电平的模式控制信号SM振荡并进行操作。另外，三角波振荡器80在模式控制信号SM具有L电平时不振荡和操作。因此，三角波振荡器80在线性工作模式期间消耗静态电力，而在振荡中不消耗动态电力。这减少了功耗。
第三实施例的DC-DC变换器70可以包括第二实施例的模式控制电路35a。
在以上实施例的每一个中，使用了用于生成互补的误差信号S1a、S1b的误差放大器31。这是因为在第一和第二实施例中，PWM比较器32的输出信号和第一误差信号S1a的改变不同，在第三实施例中FF电路74的输出信号和第一误差信号S1a的改变不同，并且第一误差信号S1a不能直接被提供到输出晶体管T1。因此，当使用将第一误差信号S1a反转为参考电压Vr1的电路时，或者当PWM比较器32和FF电路74输出与第一误差信号S1a同方向改变的信号时，误差放大器可以从输出端只输出一个误差信号。
在以上实施例的每一个中，AND电路34被用作信号控制电路。然而，信号可以通过其他配置基于模式控制信号来控制。
在以上实施例的每一个中，本发明被实施在通过降低输入电压Vin来生成电压Vout的降压型DC-DC变换器12、12a、70中。然而，在必要时电压Vout可以改变。即，DC-DC变换器不必一定是降压型或升压型变换器，本发明也可以实施在用于生成负电压的DC-DC变换器或者用于根据提供输出电压Vout的半导体电路的配置而生成多个不同电压的DC-DC变换器中。
本领域技术人员应当清楚，在不脱离本发明的精神或范围的前提下可以以许多其他特定形式实施本发明。因此，本发明并不限于给出的细节，而是可以在所附权利要求的范围和等同物内进行修改。

Claims (20)

1.一种用于从输入电压(Vin)生成输出电压(Vout)的DC-DC变换器(12、70)，所述DC-DC变换器的特征在于：
第一输出晶体管(T1)；
与所述第一输出晶体管串联连接的第二输出晶体管(T2)；
与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间的节点连接的扼流圈(L1)，其中所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管中的至少一个***作以基于所述输入电压生成所述DC-DC变换器的输出电压；
与所述扼流圈连接的用于使所述DC-DC变换器的输出电压平滑的平滑电容器(C1)；以及
与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管连接的控制器(21、71)，用于基于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流(IL)，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在第一工作模式或第二工作模式中，其中所述输出电流根据所述输出电压而改变，其中所述控制器在所述第一工作模式期间，以互补方式使所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管激活和不激活，并且所述控制器在所述第二工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并利用所述第一输出晶体管执行线性操作。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征还在于：
用于比较所述输出电压和参考电压(e2)并生成模式控制信号(SM)的模式控制电路(35)，所述模式控制信号当所述输出电压大于所述参考电压时指示所述第一工作模式，当所述输出电压小于所述参考电压时指示所述第二工作模式，其中所述控制器根据所述模式控制信号，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在所述第一工作模式或所述第二工作模式中。
3.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于所述控制器包括：
用于比较所述输出电压和参考电压(e1)并根据比较结果生成误差信号(S1a)的误差放大器(31)；
用于生成三角波信号(SS)的三角波振荡器(33b)；
与所述误差放大器和所述三角波振荡器连接的脉宽调制比较器(32)，用于比较所述误差信号和所述三角波信号，并根据比较结果生成控制信号(QL)；
与所述模式控制电路、所述误差放大器、所述脉宽调制比较器和所述第一输出晶体管连接的选择电路(SW1)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第二工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述误差信号；以及
与所述模式控制电路、所述脉宽调制比较器和所述第二输出晶体管连接的信号控制电路(34)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式期间向所述第二输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第二工作模式期间生成用于使所述第二输出晶体管不激活的信号。
4.根据权利要求3所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述三角波振荡器和所述脉宽调制比较器中的至少一个根据所述模式控制信号，在所述第二工作模式期间停止工作。
5.一种用于从输入电压(Vin)生成输出电压(Vout)的DC-DC变换器(12a)，所述DC-DC变换器的特征在于：
第一输出晶体管(T1)；
与所述第一输出晶体管串联连接的第二输出晶体管(T2)；
与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间的节点连接的扼流圈(L1)，其中所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管中的至少一个***作以基于所述输入电压生成所述DC-DC变换器的输出电压；
与所述扼流圈连接的用于使所述DC-DC变换器的输出电压平滑的平滑电容器(C1)；以及
与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管连接的控制器(21a)，用于基于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流(IL)，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在第一工作模式、第二工作模式或第三工作模式中，其中所述输出电流根据所述输出电压而改变，其中所述控制器在所述第一工作模式期间，以互补方式使所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管激活和不激活，所述控制器在所述第二工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并使所述第一输出晶体管激活和不激活，并且所述控制器在所述第三工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并利用所述第一输出晶体管执行线性操作。
6.根据权利要求5所述的DC-DC变换器，其特征还在于：
用于将所述输出电压与彼此不同的第一参考电压(e11)和第二参考电压(e12)相比较并生成模式控制信号(SM1、SM2、SM3)的模式控制电路(35a)，所述模式控制信号当所述输出电压大于所述第一参考电压和所述第二参考电压时指示所述第一工作模式，当所述输出电压小于所述第一参考电压但大于所述第二参考电压时指示所述第二工作模式，并且当所述输出电压小于所述第一参考电压和所述第二参考电压时指示所述第三工作模式，其中所述控制器根据所述模式控制信号，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在所述第一工作模式、所述第二工作模式或所述第三工作模式中。
7.根据权利要求6所述的DC-DC变换器，其特征在于所述控制器包括：
用于比较所述输出电压和参考电压(e1)并根据比较结果生成误差信号(S1a)的误差放大器(31)；
用于生成三角波信号(SS)的三角波振荡器(36b)；
与所述误差放大器和所述三角波振荡器连接的脉宽调制比较器(32)，用于比较所述误差信号和所述三角波信号，并根据比较结果生成控制信号(QL)；
与所述模式控制电路、所述误差放大器、所述脉宽调制比较器和所述第一输出晶体管连接的选择电路(SW1)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式和所述第二工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第三工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述误差信号；以及
与所述模式控制电路、所述脉宽调制比较器和所述第二输出晶体管连接的信号控制电路(34)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式期间向所述第二输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第二工作模式和所述第三工作模式期间生成用于使所述第二输出晶体管不激活的信号。
8.根据权利要求7所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述三角波振荡器和所述脉宽调制比较器中的至少一个根据所述模式控制信号，在所述第三工作模式期间停止工作。
9.一种用于DC-DC变换器(12、70)的控制器，所述DC-DC变换器包括第一输出晶体管(T1)，与所述第一输出晶体管串联连接的第二输出晶体管(T2)，与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间的节点连接的扼流圈(L1)，其中所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管中的至少一个***作以基于输入电压(Vin)生成所述DC-DC变换器的输出电压(Vout)，以及与所述扼流圈连接的用于使所述DC-DC变换器的输出电压平滑的平滑电容器(C1)，其中所述控制器的特征在于：
用于基于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流(IL)将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在第一工作模式或第二工作模式中的电路(21、71)，其中所述输出电流根据所述输出电压而改变，所述电路在所述第一工作模式期间，以互补方式使所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管激活和不激活，并且在所述第二工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并利用所述第一输出晶体管执行线性操作。
10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于所述电路包括：
用于比较所述输出电压和参考电压(e2)并生成模式控制信号(SM)的模式控制电路(35)，所述模式控制信号当所述输出电压大于所述参考电压时指示所述第一工作模式，当所述输出电压小于所述参考电压时指示所述第二工作模式，其中所述控制器根据所述模式控制信号，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在所述第一工作模式或所述第二工作模式中。
11.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于所述电路包括：
用于比较所述输出电压和参考电压(e1)并根据比较结果生成误差信号(S1a)的误差放大器(31)；
用于生成三角波信号(SS)的三角波振荡器(33b)；
与所述误差放大器和所述三角波振荡器连接的脉宽调制比较器(32)，用于比较所述误差信号和所述三角波信号，并根据比较结果生成控制信号(QL)；
与所述模式控制电路、所述误差放大器、所述脉宽调制比较器和所述第一输出晶体管连接的选择电路(SW1)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第二工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述误差信号；以及
与所述模式控制电路、所述脉宽调制比较器和所述第二输出晶体管连接的信号控制电路(34)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式期间向所述第二输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第二工作模式期间生成用于使所述第二输出晶体管不激活的信号。
12.根据权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述三角波振荡器和所述脉宽调制比较器中的至少一个根据所述模式控制信号，在所述第二工作模式期间停止工作。
13.一种用于DC-DC变换器(12a)的控制器，所述DC-DC变换器包括第一输出晶体管(T1)，与所述第一输出晶体管串联连接的第二输出晶体管(T2)，与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间的节点连接的扼流圈(L1)，其中所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管中的至少一个***作以基于输入电压(Vin)生成所述DC-DC变换器的输出电压(Vout)，以及与所述扼流圈连接的用于使所述DC-DC变换器的输出电压平滑的平滑电容器(C1)，其中所述控制器的特征在于：
用于基于所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流(IL)将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在第一工作模式、第二工作模式或第三工作模式中的电路(21a)，其中所述输出电流根据所述输出电压而改变，所述电路在所述第一工作模式期间，以互补方式使所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管激活和不激活，在所述第二工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并使所述第一输出晶体管激活和不激活，并且在所述第三工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并利用所述第一输出晶体管执行线性操作。
14.根据权利要求13所述的控制器，其特征在于所述电路包括：
用于将所述输出电压与彼此不同的第一参考电压(e11)和第二参考电压(e12)相比较并生成模式控制信号(SM1、SM2、SM3)的模式控制电路(35a)，所述模式控制信号当所述输出电压大于所述第一参考电压和所述第二参考电压时指示所述第一工作模式，当所述输出电压小于所述第一参考电压但大于所述第二参考电压时指示所述第二工作模式，并且当所述输出电压小于所述第一参考电压和所述第二参考电压时指示所述第三工作模式，其中所述控制器根据所述模式控制信号，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在所述第一工作模式、所述第二工作模式或所述第三工作模式中。
15.根据权利要求14所述的控制器，其特征在于所述电路包括：
用于比较所述输出电压和参考电压(e1)并根据比较结果生成误差信号(S1a)的误差放大器(31)；
用于生成三角波信号(SS)的三角波振荡器(36b)；
与所述误差放大器和所述三角波振荡器连接的脉宽调制比较器(32)，用于比较所述误差信号和所述三角波信号，并根据比较结果生成控制信号(QL)；
与所述模式控制电路、所述误差放大器、所述脉宽调制比较器和所述第一输出晶体管连接的选择电路(SW1)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式和所述第二工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第三工作模式期间向所述第一输出晶体管提供所述误差信号；以及
与所述模式控制电路、所述脉宽调制比较器和所述第二输出晶体管连接的信号控制电路(34)，用于根据所述模式控制信号，在所述第一工作模式期间向所述第二输出晶体管提供所述控制信号，并且在所述第二工作模式和所述第三工作模式期间生成用于使所述第二输出晶体管不激活的信号。
16.根据权利要求15所述的控制器，其特征在于，所述三角波振荡器和所述脉宽调制比较器中的至少一个根据所述模式控制信号，在所述第三工作模式期间停止工作。
17.一种用于控制用于从输入电压(Vin)生成输出电压(Vout)的DC-DC变换器(12、70)的方法，所述DC-DC变换器包括第一输出晶体管(T1)，与所述第一输出晶体管串联连接的第二输出晶体管(T2)，与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间的节点连接的扼流圈(L1)，其中所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管中的至少一个***作以基于所述输入电压生成所述DC-DC变换器的输出电压，以及与所述扼流圈连接的用于使所述DC-DC变换器的输出电压平滑的平滑电容器(C1)，所述方法的特征在于：
检测所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流(IL)，其中所述输出电流根据所述输出电压而改变；
基于检测出的所述输出电压或所述输出电流，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在所述第一工作模式或第二工作模式中；所述控制包括：
在所述第一工作模式期间，以互补方式使所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管激活和不激活；以及
在所述第二工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并利用所述第一输出晶体管执行线性操作。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征还在于：
比较所述输出电压和参考电压(e2)，并生成模式控制信号(SM)，所述模式控制信号当所述输出电压大于所述参考电压时指示所述第一工作模式，当所述输出电压小于所述参考电压时指示所述第二工作模式，其中所述控制包括根据所述模式控制信号，将所述第一输出晶体管和所述第二晶体管控制在所述第一工作模式或所述第二工作模式中。
19.一种用于控制用于从输入电压(Vin)生成输出电压(Vout)的DC-DC变换器(12a)的方法，所述DC-DC变换器包括第一输出晶体管(T1)，与所述第一输出晶体管串联连接的第二输出晶体管(T2)，与所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间的节点连接的扼流圈(L1)，其中所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管中的至少一个***作以基于所述输入电压生成所述DC-DC变换器的输出电压，以及与所述扼流圈连接的用于使所述DC-DC变换器的输出电压平滑的平滑电容器(C1)，所述方法的特征在于：
检测所述DC-DC变换器的输出电压或输出电流(IL)，其中所述输出电流根据所述输出电压而改变；
基于检测出的所述输出电压或所述输出电流，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在第一工作模式、第二工作模式或第三工作模式中；所述控制包括：
在所述第一工作模式期间，以互补方式使所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管激活和不激活；
在所述第二工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并使所述第一输出晶体管激活和不激活；以及
在所述第三工作模式期间，使所述第二输出晶体管不激活，并利用所述第一输出晶体管执行线性操作。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征还在于：
将所述输出电压与彼此不同的第一参考电压(e11)和第二参考电压(e12)相比较，并生成模式控制信号(SM1、SM2、SM3)，所述模式控制信号当所述输出电压大于所述第一参考电压和所述第二参考电压时指示所述第一工作模式，当所述输出电压小于所述第一参考电压但大于所述第二参考电压时指示所述第二工作模式，当所述输出电压小于所述第一参考电压和所述第二参考电压时指示所述第三工作模式，其中所述控制包括根据所述模式控制信号，将所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管控制在所述第一工作模式、所述第二工作模式或所述第三工作模式中。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101640481B (zh) * 2008-11-20 2012-05-30 杭州矽力杰半导体技术有限公司 混合功率转换器
CN102081418B (zh) * 2009-12-01 2014-07-09 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 线性稳压电路
CN104052281A (zh) * 2013-03-13 2014-09-17 万国半导体股份有限公司 带有自适应pwm/pfm调制器的开关稳压器
CN104584421A (zh) * 2012-08-24 2015-04-29 日立汽车***株式会社 电动机驱动电路、电动机驱动***、电动助力转向***、电动制动***、车辆驱动***
CN112787505A (zh) * 2019-11-11 2021-05-11 圣邦微电子（北京）股份有限公司 一种dc-dc变换器及其控制电路和控制方法

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4328290B2 (ja) * 2004-12-28 2009-09-09 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 電源回路、半導体集積回路装置、電子機器及び電源回路の制御方法
JP4915162B2 (ja) * 2006-07-25 2012-04-11 富士電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4997891B2 (ja) * 2006-09-15 2012-08-08 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US7643313B2 (en) * 2007-05-22 2010-01-05 System General Corporation Power converter for compensating maximum output power and PWM controller for the same
KR101065506B1 (ko) * 2007-08-23 2011-09-19 한양대학교 산학협력단 상호 접속형 직류-직류 변환기
US7612544B2 (en) * 2007-09-20 2009-11-03 Analog Devices, Inc. Linearized controller for switching power converter
JP5175642B2 (ja) 2008-07-04 2013-04-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電源制御装置
US8253403B2 (en) * 2008-12-16 2012-08-28 Green Solution Technology Co., Ltd. Converting circuit and controller for controlling the same
US8076913B2 (en) * 2008-12-22 2011-12-13 Mediatek Inc. Voltage converters and voltage generating methods for generating output voltage signals according to a pulse width modulation signal
EP2216877B1 (en) * 2009-02-05 2013-11-27 ams AG DC/DC converter and method for controlling a DC/DC converter
CN101907919A (zh) * 2009-06-02 2010-12-08 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电脑休眠保护电路
DE102009041217B4 (de) 2009-09-11 2021-11-11 Austriamicrosystems Ag Spannungswandler und Verfahren zur Spannungswandlung
JP5727189B2 (ja) * 2010-10-01 2015-06-03 Ｎｅｃエンジニアリング株式会社 同期整流型電源回路
DE102010042029A1 (de) * 2010-10-06 2012-04-12 Tridonic Gmbh & Co. Kg Betriebsgerät für Leuchtmittel mit Niedervolt-Spannungsversorgung
JP5581971B2 (ja) * 2010-10-27 2014-09-03 ミツミ電機株式会社 スイッチングレギュレータ
US8513935B2 (en) 2010-12-16 2013-08-20 Integrated Device Technology, Inc. Combinations of current feedback for frequency compensation, overload detection, and super overload detection in switching power converters
US8427130B2 (en) 2010-12-16 2013-04-23 Integrated Device Technology, Inc. Methods and apparatuses for combined frequency compensation and soft start processes
JP5806481B2 (ja) * 2011-02-23 2015-11-10 スパンション エルエルシー 制御回路、電子機器及び電源の制御方法
US8525502B2 (en) * 2011-03-02 2013-09-03 Exar Corporation Digital pulse-frequency modulation controller for switch-mode power supplies with frequency targeting and ultrasonic modes
TWI437407B (zh) 2011-03-04 2014-05-11 Realtek Semiconductor Corp 具有交換式及線性電壓調節模式的電壓調節裝置
CN102723867A (zh) * 2011-03-29 2012-10-10 联想(北京)有限公司 电源转换装置以及包含该电源转换装置的电子设备
US8786269B2 (en) * 2011-08-10 2014-07-22 Eta Semiconductor Inc. Constant frequency synthetic ripple power converter
KR101413213B1 (ko) * 2012-11-05 2014-08-06 현대모비스 주식회사 차량 강압형 전력변환 제어 장치 및 방법
US20140253090A1 (en) * 2013-03-05 2014-09-11 Atmel Corporation Configurable integrated circuit enabling multiple switched mode or linear mode power control topologies
FR3001590A1 (fr) * 2013-05-16 2014-08-01 Continental Automotive France Procede d'alimentation en energie electrique d'un dispositif electronique et dispositif d'alimentation correspondant
EP3130049B1 (en) * 2014-04-11 2021-07-28 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) A current control circuit and a method therefor
US9948181B2 (en) * 2014-05-23 2018-04-17 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods to linearize conversion gain in a DC-DC converter
JP6262082B2 (ja) * 2014-06-09 2018-01-17 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃ変換器
JP6524863B2 (ja) * 2015-08-28 2019-06-05 Tdk株式会社 制御回路およびスイッチング電源装置
TWI692922B (zh) * 2018-05-21 2020-05-01 瑞鼎科技股份有限公司 應用於直流-直流轉換系統之緩啟動控制電路
US20210036617A1 (en) * 2019-08-02 2021-02-04 Qualcomm Incorporated Methods and apparatuses for a multi-mode regulator architecture
FR3102620B1 (fr) 2019-10-24 2022-12-23 St Microelectronics Grenoble 2 Convertisseur de tension
FR3113140B1 (fr) 2020-07-30 2022-12-23 St Microelectronics Grenoble 2 Convertisseur de tension
FR3113142B1 (fr) 2020-07-30 2022-12-23 St Microelectronics Grenoble 2 Convertisseur de tension

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05260727A (ja) * 1992-03-09 1993-10-08 Minolta Camera Co Ltd 降圧電源装置
US5414341A (en) * 1993-12-07 1995-05-09 Benchmarq Microelectronics, Inc. DC-DC converter operable in an asyncronous or syncronous or linear mode
US5781000A (en) * 1995-06-16 1998-07-14 Fujitsu Limited Power control unit loading test method
US5773966A (en) * 1995-11-06 1998-06-30 General Electric Company Dual-mode, high-efficiency dc-dc converter useful for portable battery-operated equipment
JP3405871B2 (ja) * 1995-11-28 2003-05-12 富士通株式会社 直流−直流変換制御回路および直流−直流変換装置
US5912552A (en) * 1997-02-12 1999-06-15 Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho DC to DC converter with high efficiency for light loads
JP3696470B2 (ja) * 2000-02-22 2005-09-21 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃ変換回路、電源選択回路、および機器装置
FI117772B (fi) * 2000-03-17 2007-02-15 Nokia Corp Menetelmä ja laite häviötyyppisen jännitesäätimen yli olevan jännitteen pienentämiseksi
CN1153108C (zh) 2000-09-06 2004-06-09 华硕电脑股份有限公司 能吸收反馈电流的线性稳压器
JP3512746B2 (ja) * 2000-10-30 2004-03-31 新電元工業株式会社 電源回路及び電源装置
JP2002199708A (ja) * 2000-12-22 2002-07-12 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3872331B2 (ja) * 2001-03-07 2007-01-24 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電源回路
US6430070B1 (en) * 2001-05-23 2002-08-06 Winbond Electronics Corp. Synchronous PWM switching regulator system
JP2003009515A (ja) 2001-06-21 2003-01-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源システム
JP4721388B2 (ja) * 2001-08-13 2011-07-13 東北パイオニア株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその駆動方法
JP3784326B2 (ja) * 2002-01-17 2006-06-07 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃスイッチングコンバータ
US6724174B1 (en) * 2002-09-12 2004-04-20 Linear Technology Corp. Adjustable minimum peak inductor current level for burst mode in current-mode DC-DC regulators
JP2004173460A (ja) * 2002-11-22 2004-06-17 Fujitsu Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法、ｄｃ−ｄｃコンバータ、半導体集積回路装置、及び電子機器
US7180274B2 (en) * 2004-12-10 2007-02-20 Aimtron Technology Corp. Switching voltage regulator operating without a discontinuous mode
US7064531B1 (en) * 2005-03-31 2006-06-20 Micrel, Inc. PWM buck regulator with LDO standby mode
JP2006304512A (ja) * 2005-04-21 2006-11-02 Fujitsu Ltd 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ、昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101640481B (zh) * 2008-11-20 2012-05-30 杭州矽力杰半导体技术有限公司 混合功率转换器
CN102081418B (zh) * 2009-12-01 2014-07-09 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 线性稳压电路
CN104584421A (zh) * 2012-08-24 2015-04-29 日立汽车***株式会社 电动机驱动电路、电动机驱动***、电动助力转向***、电动制动***、车辆驱动***
CN104052281A (zh) * 2013-03-13 2014-09-17 万国半导体股份有限公司 带有自适应pwm/pfm调制器的开关稳压器
CN104052281B (zh) * 2013-03-13 2016-10-05 万国半导体股份有限公司 带有自适应pwm/pfm调制器的开关稳压器
CN112787505A (zh) * 2019-11-11 2021-05-11 圣邦微电子（北京）股份有限公司 一种dc-dc变换器及其控制电路和控制方法

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